DE102013111675A1 - Verfahren und steuerung zum ermitteln einer entmagnetisierungsnullstromzeit für ein schaltnetzteil - Google Patents

Verfahren und steuerung zum ermitteln einer entmagnetisierungsnullstromzeit für ein schaltnetzteil Download PDF

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Abstract

In verschiedenen Ausführungsformen wird ein Verfahren (800) zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil bereitgestellt, das einen Transformator, eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung aufweist, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Ermitteln einer ersten Spannung, die an eine Seite des Transformators angelegt wird (802); Ermitteln einer zweiten Spannung, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird (804); Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird (806); und Ermitteln, von einer Schaltung, die auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung angeordnet ist, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit (808).

Description

  • Verschiedene Ausführungsformen betreffen ein Verfahren zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil. Darüber hinaus betreffen verschiedene Ausführungsformen ein Verfahren und eine Steuerung zum Steuern eines Schaltnetzteils.
  • Sperrwandlertopologien, die einen Transformator aufweisen, der eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Wandlers bereitstellt, werden gewöhnlich in Schaltnetzteilen (Switch-Mode Power Supply = SMPS) sowohl vom Wechselstrom-Gleichstrom- als auch vom Gleichstrom-Wechselstromtyp verwendet. Sperrwandlertopologien bieten über ein breites Spektrum an Ausgangsleistung von 1 W bis 100 W und mehr ein gutes Verhältnis von Systemkosten zu Vorrichtungsleistung. Wenn allerdings ein Übergang in höhere Leistungsklassen stattfindet, wird eine Einschränkung der maximal erreichbaren Effizienz im Vergleich zu anderen Topologien und entsprechenden Ansteuerungsverfahren von Schaltnetzteilen bedeutsamer. In einer Vorrichtung vom Sperrwandlertyp gibt es viele Teile, welche die Gesamteffizienz der Vorrichtung aufgrund ihrer jeweiligen Leistungsverluste beeinträchtigen.
  • Die Spannungsumwandlung in SMPS, die auf Sperrwandlertopologien basiert, beruht auf einem Betriebsschema, das grundsätzlich zwei Schritte beinhaltet. In einem ersten Schritt wird ein Leistungsschalter, der in der Schaltung bereitgestellt ist, die eine Primärseite des Transformators aufweist, geschlossen und Energie, die an einem Eingang des Wandlers bereitgestellt ist, wird in dem Magnetfeld des Transformators gespeichert. In einem zweiten Schritt wird der Leistungsschalter auf der Primärseite des Transformators geöffnet und ein Leistungsschalter auf der Sekundärseite des Transformators wird geschlossen, wodurch die in dem Magnetfeld des Transformators gespeicherte Energie einen Entmagnetisierungsstrom durch eine Sekundärseite des Transformators leitet, bis der Transformator entmagnetisiert ist.
  • Während der Leitungsphase des Entmagnetisierungsstroms durch die Gleichrichterdiode ist der Durchlassspannungsabfall der Diode für einen Leistungsverlust verantwortlich. Die Entmagnetisierungsströme steigen für höhere Leistungen und in Geräten mit kleinen Ausgangsspannungen drastisch an, weshalb auch der entsprechende Leistungsverlust in der Gleichrichterdiode zunimmt.
  • Das Problem des Leistungsverlustes in einer Diode im Zusammenhang mit ihrem Durchlassspannungsabfall kann auf verschiedene Arten und Weisen in Angriff genommen werden. Ein möglicher Ansatz ist das Synchrongleichrichtungsschema, gemäß dem, auf der Sekundärseite des Transformators die Funktion der Gleichrichterdiode im leitenden Zustand durch einen Leistungsschalter ersetzt wird, der in vordefinierten Zeitintervallen geschaltet und synchron mit dem Leistungsschalter auf der Primärseite des Wandlers angetrieben wird. Der Leistungsschalter auf der Sekundärseite des Transformators kann den Durchlassspannungsabfall der Gleichrichterdiode im leitenden Betrieb und den damit verbundenen Leistungsverlust vermeiden.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen wird ein Verfahren zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil bereitgestellt, das einen Transformator, eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung aufweist, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Ermitteln einer ersten Spannung, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; Ermitteln einer zweiten Spannung, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird; Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und Ermitteln, von einer Schaltung, die auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung angeordnet ist, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Schaltnetzteil ferner einen galvanisch getrennten Transmitter aufweisen, wobei der galvanisch getrennte Transmitter ein Schaltsignal von der Schaltung auf die andere Seite des galvanisch getrennten Transmitters überträgt.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der ersten Spannung das Ermitteln der ersten Spannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der einen Seite des Transformators beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der ersten Spannung das Messen der ersten Spannung in dem einen Abschnitt beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der zweiten Spannung das Ermitteln der zweiten Spannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der einen Seite des Transformators beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der Zeit, während der die erste Spannung einer Primärwicklung des Transformators bereitgestellt wird, das Messen der Zeit beinhalten, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, das Messen der Zeit beinhalten, während der die erste Spannung der Wicklung an dem Ausgang eines Treiberschalters an einem Abschnitt des Schaltnetzteils bereitgestellt wird.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, im Strommodus ausgeführt werden.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, im Spannungsmodus ausgeführt werden.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, das Messen eines Signals, das einen Strom durch oder eine Spannung an der Wicklung des Transformators repräsentiert, und das Ermitteln der Zeit unter Verwendung des Signals beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung eine Analogschaltung aufweisen und die Analogschaltung kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit in analoger Weise ermitteln.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung eine Digitalschaltung aufweisen und die Digitalschaltung kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit in digitaler Weise ermitteln.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung als eine Zustandsmaschine konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung als ein feldprogrammierbares Gate-Array oder als eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung einen Prozessor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung Firmware oder einen Mikroprozessor umfassen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die eine Seite die Primärseite des Transformators und die andere Seite die Sekundärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die eine Seite die Sekundärseite des Transformators und die andere Seite die Primärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird ein Verfahren zum Steuern eines Schaltnetzteils bereitgestellt, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung umfasst, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für das Schaltnetzteil, wobei das Ermitteln Folgendes beinhaltet: Ermitteln einer ersten Spannung, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; Ermitteln einer zweiten Spannung, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird; Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und Ermitteln, von einer Schaltung, die auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung angeordnet ist, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens beinhaltet das Steuern des Schalters auf der zweiten Seite ein Abschalten des Schalters in Übereinstimmung mit der ermittelten Entmagnetisierungsnullstromzeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann der Schalter auf der zweiten Seite derart gesteuert werden, dass er für eine vordefinierte Zeit vor der ermittelten Entmagnetisierungsnullstromzeit abgeschaltet wird.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen werden eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil, das einen Transformator und einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt umfasst, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung bereitgestellt, wobei die Schaltungsanordnung Folgendes aufweist: die Schaltnetzteilsteuerung, die auf einer Seite des Transformators angeordnet ist; eine erste Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer ersten Spannung konfiguriert ist, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; eine zweite Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer zweiten Spannung konfiguriert ist, die an die andere Seite des Transformators angelegt wird; eine dritte Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Zeit konfiguriert ist, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und eine Schaltung, die sich auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung befindet, wobei die Schaltung zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die erste Ermittlungseinheit ferner zum Ermitteln der ersten Spannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der einen Seite des Transformators konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Ermittlungseinheit ferner zum Messen der ersten Spannung auf der einen Seite konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die zweite Ermittlungseinheit ferner zum Ermitteln der zweiten Spannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der einen Seite des Transformators konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung an dem Ausgang eines Treiberschalters auf einer Seite des Schaltnetzteils bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators im Strommodus bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators im Spannungsmodus bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen eines Signals, das einen Strom durch oder eine Spannung an der Wicklung des Transformators repräsentiert; und zum Bestimmen der Zeit unter Verwendung des Signals konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung eine Analogschaltung aufweisen, die zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit in analoger Weise konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung eine Digitalschaltung aufweisen, die zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit in digitaler Weise konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung als eine Zustandsmaschine konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung als ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA) oder als eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung einen Prozessor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung Firmware oder einen Mikroprozessor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird ein Schaltnetzteil bereitgestellt, das einen Transformator und eine erste und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind; eine Schaltnetzteilsteuerung, die sich auf einer Seite des Transformators befindet; eine erste Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer ersten Spannung konfiguriert ist, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; eine zweite Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer zweiten Spannung konfiguriert ist, die an die andere Seite des Transformators angelegt wird; eine dritte Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Zeit konfiguriert ist, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und eine Schaltung aufweisen, die sich auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung befindet, wobei die Schaltung zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Schaltnetzteils kann das Schaltnetzteil ferner einen galvanisch getrennten Transmitter aufweisen, wobei der galvanisch getrennte Transmitter zum Übertragen eines Schaltsignals von der Schaltung auf die andere Seite des galvanisch getrennten Transmitters konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Schaltnetzteils kann die erste Seite die Primärseite des Transformators und die zweite Seite die Sekundärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Schaltnetzteils kann die erste Seite die Sekundärseite des Transformators und die zweite Seite die Primärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird ein Verfahren zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist, die galvanisch voneinander getrennt sind, bereitgestellt, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Ermitteln einer Eingangsspannung der ersten Seite; Ermitteln einer Ausgangsspannung der zweiten Seite; Ermitteln einer Zeit, während der die Eingangsspannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und Ermitteln, von einer Schaltung, die auf der ersten Seite des Schaltnetzteils angeordnet ist, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten Eingangsspannung, der ermittelten Ausgangsspannung und der ermittelten Zeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann das Verfahren ferner einen galvanisch getrennten Transmitter aufweisen, der zum Trennen der ersten Seite und der zweiten Seite angeordnet ist, wobei der galvanisch getrennte Transmitter ein Schaltsignal von der Schaltung auf die zweite Seite überträgt.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der Eingangsspannung das Ermitteln der Eingangsspannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der ersten Seite des Transformators beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der Eingangsspannung das Messen der Eingangsspannung an der ersten Seite beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Ermitteln der Ausgangsspannung das Ermitteln der Ausgangsspannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der zweiten Seite des Transformators beinhalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens wird das Ermitteln der Zeit, während der die Eingangsspannung einer Primärwicklung des Transformators bereitgestellt wird, das Messen der Zeit beinhalten, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, das Messen der Zeit beinhalten, während der die Eingangsspannung der Wicklung an dem Ausgang eines Treiberschalters an einer Seite des Schaltnetzteils bereitgestellt wird.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, im Strommodus ausgeführt werden.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, im Spannungsmodus ausgeführt werden.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, Folgendes beinhalten: Messen eines Signals, das einen Strom durch oder eine Spannung an der Wicklung des Transformators repräsentiert, und Ermitteln der Zeit unter Verwendung des Signals.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung eine Analogschaltung aufweisen und die Analogschaltung kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit in analoger Weise ermitteln.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung eine Digitalschaltung aufweisen und die Digitalschaltung kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit in digitaler Weise ermitteln.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung als eine Zustandsmaschine konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung als ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA) oder als eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung einen Prozessor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Schaltung Firmware oder einen Mikroprozessor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die erste Seite die Primärseite des Transformators sein; wobei die zweite Seite die Sekundärseite des Transformators sein kann.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die erste Seite die Sekundärseite des Transformators sein, und die zweite Seite kann die Primärseite des Transformators sein.
  • In verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird ein Verfahren zum Steuern eines Schaltnetzteils bereitgestellt, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite umfasst, die galvanisch voneinander getrennt sind, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für das Schaltnetzteil, wobei das Ermitteln Folgendes beinhaltet: Ermitteln einer Eingangsspannung der ersten Seite; Ermitteln einer Ausgangsspannung der zweiten Seite; Ermitteln einer Zeit, während der die Eingangsspannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und Ermitteln, von einer Schaltung, die auf der ersten Seite des Schaltnetzteils angeordnet ist, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten Eingangsspannung, der ermittelten Ausgangsspannung und der ermittelten Zeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens beinhaltet das Steuern des Schalters auf der zweiten Seite ein Abschalten des Schalters in Übereinstimmung mit der ermittelten Entmagnetisierungsnullstromzeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann der Schalter auf der zweiten Seite derart gesteuert werden, dass er für eine vordefinierte Zeit vor der ermittelten Entmagnetisierungsnullstromzeit abgeschaltet wird.
  • In verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil bereitgestellt, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist, die galvanisch voneinander getrennt sind, wobei die Schaltungsanordnung Folgendes aufweist: die Schaltnetzteilsteuerung, die auf der ersten Seite des Transformators angeordnet ist; eine erste Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Eingangsspannung konfiguriert ist, die an die erste Seite des Transformators angelegt wird; eine zweite Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, die an die zweite Seite des Transformators angelegt wird; eine dritte Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Zeit konfiguriert ist, während der die Eingangsspannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und eine Schaltung, die sich auf der ersten Seite des Transformators befindet, wobei die Schaltung zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten Eingangsspannung, der ermittelten Ausgangsspannung und der ermittelten Zeit konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die erste Ermittlungseinheit ferner zum Ermitteln der Eingangsspannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der ersten Seite des Transformators konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die erste Ermittlungseinheit ferner zum Messen der Eingangsspannung auf der ersten Seite konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die erste Ermittlungseinheit ferner zum Ermitteln der Eingangsspannung mithilfe einer Hilfswicklung des Transformators auf der ersten Seite des Transformators konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung an dem Ausgang eines Treiberschalters auf einer Seite des Schaltnetzteils bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators im Strommodus bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen der Zeit, während der die Eingangsspannung der Wicklung des Transformators im Spannungsmodus bereitgestellt wird, konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die dritte Ermittlungseinheit zum Messen eines Signals, das einen Strom durch oder eine Spannung an der Wicklung des Transformators repräsentiert; und zum Bestimmen der Zeit unter Verwendung des Signals konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung eine Analogschaltung aufweisen, die zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit in analoger Weise konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung eine Digitalschaltung aufweisen, die zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit in digitaler Weise konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung als eine Zustandsmaschine konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung als ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA) oder als eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) konfiguriert sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung einen Prozessor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltung Firmware oder einen Mikroprozessor aufweisen.
  • In verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird ein Schaltnetzteil bereitgestellt, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind; eine erste Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Eingangsspannung konfiguriert ist, die an die erste Seite des Transformators angelegt wird; eine zweite Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, die an die zweite Seite des Transformators angelegt wird; eine dritte Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Zeit konfiguriert ist, während der die Eingangsspannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und eine Schaltung aufweisen kann, die sich auf der ersten Seite des Transformators befindet, wobei die Schaltung zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten Eingangsspannung, der ermittelten Ausgangsspannung und der ermittelten Zeit konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann das Schaltnetzteil ferner einen galvanisch getrennten Transmitter aufweisen, wobei der galvanisch getrennte Transmitter zum Übertragen eines Schaltsignals von der Schaltung auf die andere Seite des galvanisch getrennten Transmitters konfiguriert ist.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Schaltnetzteils kann die erste Seite die Primärseite des Transformators und die zweite Seite die Sekundärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Schaltnetzteils kann die erste Seite die Sekundärseite des Transformators und die zweite Seite die Primärseite des Transformators sein.
  • In den Zeichnungen beziehen sich in den verschiedenen Ansichten ähnliche Bezugszeichen im Allgemeinen auf die gleichen Teile. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu, wobei der Schwerpunkt stattdessen im Allgemeinen auf der Erläuterung der Prinzipien der Erfindung liegt. In der folgenden Beschreibung werden verschiedene Ausführungsformen der Erfindung in Bezug auf die folgenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
  • 1A eine Sekundärseitenschaltung eines herkömmlichen Sperrwandlers;
  • 1B eine weitere Sekundärseitenschaltung eines herkömmlichen Sperrwandlers;
  • 2A bis 2D verschiedene Signalsequenzen während des Betriebs des herkömmlichen Sperrwandlers aus 1A oder 1B;
  • 3 eine herkömmliche Sperrwandlerschaltung;
  • 4 eine weitere herkömmliche Sperrwandlerschaltung;
  • 5A bis 5C verschiedene Signalsequenzen, die von der Steuerung der herkömmlichen Sperrwandlerschaltung aus 4 ausgegeben werden;
  • 6 eine Schaltnetzteilschaltung, die eine Steuerung zum Steuern eines Schaltnetzteils gemäß verschiedenen Ausführungsformen aufweist;
  • 7A bis 7D verschiedene Signalsequenzen in Form von Spannungen und Strömen währen des Betriebs der Schaltnetzteilschaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen aus 6; und
  • 8 ein Flussdiagramm, in dem das Verfahren zum Steuern des Betriebs der Schaltnetzteilschaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen dargestellt ist.
  • Die folgende ausführliche Beschreibung nimmt auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug, die beispielhaft spezifische Details und Ausführungsformen darstellen, in denen die Erfindung ausgeführt werden kann.
  • Wie hier verwendet, bezieht sich das Wort „beispielhaft“ auf „als ein Beispiel, Fall oder eine Erläuterung dienend“. Eine hierin als „beispielhaft“ beschriebene Ausführungsform oder Gestaltung ist nicht unbedingt als gegenüber anderen Ausführungsformen oder Gestaltungen bevorzugt oder vorteilhaft zu verstehen.
  • Wie hier verwendet, kann sich das Wort „über“, wenn es in Bezug auf ein abgeschiedenes Material verwendet wird, das „über“ einer Seite oder Oberfläche geformt wird, darauf beziehen, dass das abgeschiedene Material „direkt auf“, z. B. direkt in Kontakt mit der jeweiligen Seite oder Oberfläche geformt werden kann. Wie hier verwendet, kann sich das Wort „über“, wenn es in Bezug auf ein abgeschiedenes Material verwendet wird, das „über“ einer Seite oder Oberfläche geformt wird, darauf beziehen, dass das abgeschiedene Material „indirekt auf“ der jeweiligen Seite oder Oberfläche geformt werden kann, wobei eine oder mehrere zusätzliche Schichten zwischen der jeweiligen Seite oder Oberfläche und dem abgeschiedenen Material angeordnet sind.
  • Ein Sperr-(Leistungs)-Wandler weist gewöhnlich einen Transformator auf, der eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang bzw. den Eingängen und dem Ausgang bzw. den Ausgängen des Wandlers bereitstellt. Eine Sperrwandlerschaltung kann zwei Hauptseiten oder Schaltungen aufweisen. Im Folgenden können sich die Ausdrücke „Primärseite“, „Primärschaltung“ und „Primärschaltungsseite“ auf die Seite oder den Teil der Sperrwandlerschaltung beziehen, die bzw. der mit dem Eingang bzw. den Eingängen des Sperrwandlers verbunden ist oder diese aufweist und somit von der Seite oder dem Teil der Sperrwandlerschaltung getrennt ist, die bzw. der mit dem Ausgang bzw. den Ausgängen der Sperrwandlerschaltung verbunden ist oder diese aufweist. Analog dazu können sich die Ausdrücke „Sekundärseite“, „Sekundärschaltung“ und „Sekundärschaltungsseite“ auf die Seite oder den Teil der Sperrwandlerschaltung beziehen, die bzw. der mit dem Ausgang bzw. den Ausgängen des Sperrwandlers verbunden ist oder diese aufweist und somit von der Seite oder dem Teil der Sperrwandlerschaltung getrennt ist, die bzw. der mit dem Eingang bzw. den Eingängen der Sperrwandlerschaltung verbunden ist oder diese aufweist.
  • Im Allgemeinen kann die Steuerung des Leistungsschalters auf der Sekundärseite des Wandlers direkt von der Sekundärseite des Wandlers oder von der Primärseite des Wandlers ausgeführt werden, wie im Folgenden auf der Grundlage bereits bekannter Architekturen kurz ausgeführt werden wird.
  • In 1A ist eine Sekundärseitenschaltung 100 eines Sperrwandlers dargestellt. Die Sekundärseitenschaltung 100 eines Sperrwandlers weist eine Sekundärwicklung 102 auf, die mit einer Primärwicklung (in der Figur nicht dargestellt) magnetisch gekoppelt ist und zusammen mit der Primärwicklung einen Transformator des Sperrwandlers bildet. Ein Ende der Sekundärwicklung 102 ist mit einem Ausgangsanschluss 104 der Sekundärseitenschaltung 100 verbunden, mit der eine externe Last verbunden werden kann. Eine Seite eines ersten Kondensators 106 ist mit dem elektrischen Pfad zwischen dem Ausgangsanschluss 104 und der Sekundärwicklung 102 verbunden, die andere Seite des ersten Kondensators 106 ist mit einem Referenzpotential 108, zum Beispiel dem Erdpotential verbunden. Das andere Ende der Sekundärwicklung 102 ist mit einem Drain eines MOSFET-(Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor)-Transistors 134 und mit einem Anschluss DET einer sekundärseitigen Synchrongleichrichtungssteuerung 140 (nachstehend als die Steuerung 140 bezeichnet) über eine Reihenschaltung einer ersten Diode 110 und eines ersten Widerstands 112 verbunden. Das Gate des MOSFET-Transistors 134 ist mit einem Anschluss OP der Steuerung 140 über einen zweiten Widerstand 116 verbunden, wobei eine zweite Diode mit dem zweiten Widerstand 116 zwischen dem Gate des MOSFET-Transistors 134 und dem Anschluss OP der Steuerung 140 parallel gekoppelt ist. Das Gate des Transistors 134 ist mit einer Source davon über einen dritten Widerstand 118 und mit einem Anschluss IN- der Steuerung 140 über einen vierten Widerstand 120 verbunden. Die Source des Transistors 134 ist ferner mit dem Drain davon über eine zweite Diode 136, mit dem Referenzpotential 108 über einen fünften Widerstand 126 und mit einem Anschluss IN+ der Steuerung 140 über den fünften Widerstand 126 und einen sechsten Widerstand 122 verbunden. Ein Knoten, mit dem die Source des MOSFET-Transistors und der dritte Widerstand 118 verbunden sind, ist mit einem Erdpotential 132 einer integrierten Schaltung gekoppelt. Ein zweiter Kondensator 128 ist zwischen dem Anschluss IN- und dem Anschluss IN+ der Steuerung 140 gekoppelt. Ein Anschluss RT der Steuerung 140 ist mit einem Erdpotential 132 einer integrierten Schaltung über einen siebten Widerstand 130 gekoppelt, ein Anschluss GND der Steuerung 140 ist mit dem Erdpotential 132 der integrierten Schaltung direkt gekoppelt.
  • Die Sekundärseitenschaltung 100 eines Sperrwandlers, der in 1A dargestellt ist, weist die Steuerung 140 auf, welche die Schaltzeiten des MOSFET-Transistors 134 steuert. Der fünfte Widerstand 126 wird als ein Strommesswiderstand verwendet, über den die Steuerung 140 einen Entmagnetisierungsstrom messen kann, der durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators fließt, wenn der Leistungsschalter auf der Primärseite (in 1A nicht dargestellt) des Sperrwandlers geöffnet ist und der MOSFET-Transistor 134 geschlossen ist. Der MOSFET-Transistor 134 fungiert als ein Leistungsschalter auf der Sekundärseite des Sperrwandlers und stellt eine Synchrongleichrichtungsfunktion bereit. Sobald der Entmagnetisierungsstrom, der durch die Sekundärwicklung 102 fließt, unter null fällt, d. h., wenn ein Nulldurchgang des Stroms auftritt, ist die Spannung, die an dem Anschluss IN+ gemessen wird, niedriger als die Spannung, die an dem Anschluss IN- der Steuerung 140 gemessen wird. Die Detektion eines solchen Ereignisses löst ein Signal aus, durch welches der Transistor 134 abgeschaltet wird, um einen weiteren Stromfluss durch die Sekundärseitenschaltung 100 zu verhindern, der den ersten Kondensator 106 in der Umkehrrichtung, z. B. in einer seiner inhärenten Polarität entgegengesetzten Richtung entladen kann. Der vierte Widerstand 120 und der sechste Widerstand 122 können verwendet werden, um die Stromhöhe einzustellen, bei welcher der MOSFET-Transistor 134 abgeschaltet wird. Der Zustand des Leistungsschalters, der in der Primärseitenschaltung (in 1A nicht dargestellt) des Sperrwandler-Schaltnetzteils bereitgestellt wird, wird über den Anschluss DET der Steuerung 140 gemessen, die mit der Sekundärwicklung 102 des Transformators über die erste Diode 110 und den ersten Widerstand 112 verbunden ist. Sobald der Leistungsschalter an der Primärseitenschaltung eingeschaltet ist, induziert ein Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators eine Spannung in der Sekundärwicklung 102 des Transformators, sodass an dem Anschluss DET der Steuerung 140 eine hohe Spannung gemessen wird. Ein solches Ereignis markiert den Beginn eines neuen Schaltzyklus.
  • Ein leicht abgeändertes Strommessverfahren wird auf der Grundlage einer Sekundärseitenschaltung 150 eines Sperrwandlers erläutert, der in 1B dargestellt ist. Die Sekundärseitenschaltung 150 ähnelt der Sekundärseitenschaltung 100, die in 1A dargestellt ist. Daher sind die gleichen Elemente oder Elemente mit der gleichen Funktion und Anordnung mit den gleichen Bezugszeichen versehen und werden der Kürze halber nicht noch einmal beschrieben. In der Sekundärseitenschaltung 150 aus 1B sind der fünfte Widerstand 126, der sechste Widerstand 122 und der zweite Kondensator 128 im Hinblick auf die Positionen in der Sekundärschaltung 100 aus 1A versetzt. Der zweite Kondensator 128 ist mit dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Kondensator 106 und dem Ausgang 104 der Sekundärseitenschaltung 150 mit seiner einen Seite und nicht zwischen dem Anschluss IN- und dem Anschluss IN+ der Steuerung 140 gekoppelt, wobei die andere Seite davon mit dem Anschluss IN+ der Steuerung 140 über den sechsten Widerstand 122, mit der Source des MOSFET-Transistors 134 über den fünften Transistor 126 und mit dem Anschluss IN- der Steuerung 140 über den fünften Widerstand 126 und den vierten Widerstand 120 gekoppelt ist. Diese geänderte Konfiguration stellt einen Hochpassfilter bereit, der den fünften Widerstand 126 und den zweiten Kondensator 128 aufweist, um den Entmagnetisierungsstrom, der durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators fließt, über den fünften Widerstand 126 zu messen.
  • Zum Ansteuern des Leistungsschalters in Form des MOSFET-Transistors 134 zur Bereitstellung einer Synchrongleichrichtung benötigt die Steuerung 140, die an der Sekundärseitenschaltung eines Sperrwandlers angeordnet ist, wie in 1A oder 1B dargestellt, eine zusätzliche PWM-(Pulsbreitenmodulations)-Schaltung, welche die Systemkosten erhöht. Da darüber hinaus das Synchronisationssignal des Primärschalters, der an der Primärseitenschaltung (in 1A und 1B nicht dargestellt) des Wandlers angeordnet ist, über die Sekundärwicklung 102 des Transformators gemessen wird, können Situationen eintreten, in denen der MOSFET-Transistor 134 zu einem falschen Zeitpunkt eingeschaltet wird. Die Quelle eines fehlerhaften Auslösesignals wird auf der Grundlage der Diagramme aus 2A, 2B, 2C und 2D erläutert. Alle Diagramme weisen eine gemeinsame x-Achse 202 auf, die für die Zeit steht. Die y-Achse 204 bezeichnet eine Amplitude eines Signals, das in dem jeweiligen Diagramm dargestellt ist. In Diagramm 200 ist ein Treibersignal 206 für den Leistungsschalter dargestellt, der in der Primärseitenschaltung des Sperrwandlers aus 1A und 1B bereitgestellt ist. Ein Intervall, währenddessen sich das Treibersignal 206 bei einem hohen Pegel befindet, bezeichnet ein Zeitintervall, in dem der Leistungsschalter in der Primärseitenschaltung eingeschaltet ist. In Diagramm 200 sind zwei Pulse 208 vorhanden, während derer der Leistungsschalter in der Primärseitenschaltung geschlossen ist. Diagramm 220 zeigt den Verlauf des Entmagnetisierungsstroms 222 auf der Sekundärseite der Schaltung des Sperrwandlers, der in 1A und 1B dargestellt ist. Immer wenn das Treibersignal 206 zu seinem niedrigsten Wert zurückkehrt, d. h., immer wenn der Leistungsschalter, der in der Primärseitenschaltung bereitgestellt ist, geöffnet ist, schnellt der Entmagnetisierungsstrom 222 durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators in die Höhe und beginnt unmittelbar danach, linear auf seinen Nullwert zu fallen. Dieses Ereignis ist in Diagramm 220 zweimal in Form von zwei Pulsen 224 mit dreieckiger Form zu beobachten. In Diagramm 240 wird ein Potential 242 angezeigt, das an dem Anschluss DET der Steuerung 140 gemessen wird. Während des Zeitraums, währenddessen sich das Treibersignal 206 bei seinem hohen Wert befindet (d. h. für die Dauer der Pulse 208 in Diagramm 200) wird ein Puls 224 mit positivem Potential an dem Anschluss DET der Steuerung 140 gemessen. Während dieses Zeitraums findet kein Stromfluss durch die Sekundärwicklung 102 statt. Wenn das Treibersignal 206 zu seinem niedrigen Wert zurückkehrt, d.h., wenn der Leistungsschalter, der in der Primärseitenschaltung des Sperrwandlers bereitgestellt ist, abgeschaltet ist, kehrt der Entmagnetisierungsstrom 222, der durch die Sekundärwicklung 102 fließt, die Polarität der Spannung um, die an dem Anschluss DET der Steuerung 140 gemessen wird. Der Übergang der Spannung 242 von einem hohen Wert zu einem niedrigen Wert, der an dem Anschluss DET der Steuerung 140 gemessen wird, löst einen Treibersignalpuls 264 an dem Treibersignal 262 für den MOSFET-Transistor 134 aus, wie in Diagramm 260 dargestellt. Wenn der Transformator entmagnetisiert ist, fällt der Entmagnetisierungsstrom 222 auf seinen Nullwert ab. Aufgrund des Klingelns 246, das an den Wicklungen des Transformators vorhanden ist und daher auch an dem Anschluss DET der Steuerung 140 detektiert wird, kann ein falscher Treibersignalpuls 266 für den MOSFET-Transistor 134 ausgelöst werden. Diese unerwünschte Situation kann durch Bereitstellen eines RC-Filters in dem elektrischen Pfad, der den DET-Anschluss der Steuerung 140 mit der Primärwicklung 102 in Form eines zusätzlichen Filterkondensators verbindet, der mit seiner einen Seite zwischen dem DET-Anschluss der Steuerung 140 und dem ersten Widerstand 112 und mit seiner anderen Seite mit dem Referenzpotential verbunden ist, verhindert werden.
  • In 3 ist eine Sperrwandlerschaltung 300 dargestellt, die auch eine Synchrongleichrichtungssteuerung 332 (wird im Folgenden als die Steuerung 332 bezeichnet) aufweist, die auf der Sekundärseite der Sperrwandlerschaltung 300 angeordnet ist. Die Steuerung 332 verwendet ein lineares Zeitsteuerungsvorhersageverfahren zur Ermittlung der Einschaltzeit eines zweiten Leistungsschalters 320, der in der Sekundärseitenschaltung der Sperrwandlerschaltung 300 bereitgestellt ist, indem die Einschaltzeit eines ersten Leistungsschalters 312, der in der Primärseitenschaltung der Sperrwandlerschaltung 300 bereitgestellt ist, und die Amplitude der Eingangsspannung gemessen werden. Das zugrundeliegende Prinzip für das lineare Zeitsteuerungsvorhersageverfahren, das in der Steuerung 332 angewendet wird, ist das Voltsekunden-Gleichgewichtstheorem.
  • Die Sperrwandler-Schaltnetzteilschaltung 300, die in 3 dargestellt ist, weist einen Eingangsanschluss 302 auf, der mit einem Ende einer Primärwicklung 308 eines Transformators 306 verbunden ist, wobei ein Kondensator 304 zwischen dem elektrischen Pfad zwischen dem Eingang 302 und dem einen Ende der Primärwicklung 308 und einem Referenzpotential, zum Beispiel dem Erdpotential gekoppelt ist. Das andere Ende der Primärwicklung 308 ist mit einem Drain des ersten Transistors 312 verbunden, eine Source davon ist mit dem Referenzpotential verbunden. Eine erste Diode 314 ist mit dem ersten Transistor 312 zwischen seiner Source und seinem Drain parallel gekoppelt. Die bislang beschriebenen Elemente bilden die Primärseitenschaltung der Sperrwandlerschaltung 300, die in 3 dargestellt ist. Die Elemente, welche die Sekundärseitenschaltung der Sperrwandlerschaltung 300 bilden, werden im Folgenden beschrieben.
  • Die Primärwicklung 308 des Transformators 306 ist mit einer Sekundärwicklung 310 des Transformators 306 magnetisch gekoppelt. Ein Ende der Sekundärwicklung 310 ist mit einem Ausgangsanschluss 316 und mit einem Anschluss VDD der Steuerung 332 verbunden. Genau dieses Ende der Sekundärwicklung 310 ist auch mit einem Referenzpotential über einer Reihenschaltung eines dritten Widerstandes 330 und eines vierten Widerstandes 328 gekoppelt. Der elektrische Pfad zwischen dem dritten Widerstand 330 und dem vierten Widerstand 328 ist mit einem Anschluss RES der Steuerung 332 gekoppelt. Das andere Ende der Sekundärwicklung 310 ist mit einem Drain des zweiten Transistors 320, der die Funktion einer Synchrongleichrichtung bereitstellt, und mit dem Referenzpotential über einer Reihenschaltung eines ersten Widerstandes 324 und eines zweiten Widerstandes 326 gekoppelt. Der elektrische Pfad zwischen dem ersten Widerstand 324 und dem zweiten Widerstand 326 ist mit einem LPC-Anschluss der Steuerung 322 gekoppelt. Das Gate des zweiten Transistors 320 ist mit einem Anschluss GATE der Steuerung 332 gekoppelt. Ein GND-Anschluss und ein AGND-Anschluss der Steuerung 332 sind mit dem Referenzpotential gekoppelt. Eine erste Diode 322 ist parallel zu dem zweiten Transistor 320 zwischen seiner Source und seinem Drain gekoppelt. Eine Seite eines zweiten Kondensators 318 ist mit dem Ausgangsanschluss 316 gekoppelt, die andere Seite des zweiten Kondensators 318 ist mit dem Referenzpotential und der Source des zweiten Transistors 320 gekoppelt.
  • Die Steuerung 332 verwendet den Anschluss LPC und den Spannungsteiler, der den ersten Widerstand 324 und den zweiten Widerstand 326 aufweist, um die Spannung in der Sekundärwicklung 310 des Transformators 306 zu messen. Der Anschluss RES und der Spannungsteiler, der den dritten Widerstand 330 und den vierten Widerstand 328 aufweist, werden zum Messen der Ausgangsspannung verwendet, die an dem Ausgangsanschluss 316 bereitgestellt wird. Unter Verwendung dieser Spannungen und der Einschaltzeit des ersten Transistors 312 kann die Steuerung 332 die Einschaltzeit des zweiten Transistors 320 auf der Grundlage des Voltsekunden-Gleichgewichtstheorems ermitteln, das später ausführlicher beschrieben werden wird.
  • Da die Sperrwandlerschaltung 300, die in 3 dargestellt ist, das Voltsekunden-Gleichgewichtstheorem anwendet, um die Einschaltzeit des zweiten Transistors 322 zu ermitteln, können Probleme mit Fehlauslösern aufgrund von Klingeln, das an den Transformatorwicklungen vorhanden sein kann, wie im Falle des Sperrwandlers aus 1A und 1B erläutert, vermieden werden. Allerdings bleibt mit der Notwendigkeit für eine zusätzliche PWM-Schaltung (zusätzlich zu einer PWM-Schaltung in der Primärseitenschaltung zum Antreiben des ersten Transistors 312), die in der Steuerung 332 in der Sekundärseitenschaltung der Sperrwandler-Netzteilschaltung 300 zum Antreiben des zweiten Transistors 320 enthalten ist, das Problem der erhöhten Systemkosten bestehen.
  • In 4 ist eine Sperrwandlerschaltung 400 dargestellt, die eine Steuerung 490 zum Antreiben eines ersten Leistungsschalters 452 und eines zweiten Leistungsschalters 460 aufweist, wobei der letztgenannte eine Synchrongleichrichtungsfunktion bereitstellt. Im Gegensatz zu den Sperrwandlerkonzepten aus 1A und 1B oder 3 ist die Steuerung 490 an der Primärseitenschaltung der Wandlerschaltung 400 bereitgestellt, wie in 4 dargestellt. Die Wandlerschaltung 400 weist einen Eingangsanschluss 402 auf, der mit einem Ende einer Primärwicklung 448 eines ersten Transformators 446 verbunden ist. Der Eingangsanschluss 402 ist ferner mit einem Referenzpotential, zum Beispiel dem Erdpotential über einen ersten Kondensator 404 und mit einem Anschluss UVLO der Steuerung 490 über einen sechsten Widerstand 406 verbunden, wobei der Anschluss UVLO der Steuerung 490 mit dem Referenzpotential über einen fünften Widerstand 408 verbunden ist. Der Eingangsanschluss 402 ist mit dem Referenzpotential über eine Reihenschaltung verbunden, die einen vierten Widerstand 438 und einen dritten Kondensator 440 umfasst, wobei der elektrische Pfad zwischen dem vierten Widerstand 438 und dem dritten Kondensator 440 mit einem Anschluss VCC der Steuerung 490 verbunden ist. Der Anschluss VCC der Steuerung 490 ist mit einem Ende einer Hilfswicklung 432 über eine Reihenschaltung verbunden, die einen dritten Widerstand 436 und eine erste Diode 434 umfasst, wobei das andere Ende der Hilfswicklung 432 mit dem Referenzpotential verbunden ist. Die Hilfswicklung 432 ist mit dem ersten Transformator 446 magnetisch gekoppelt. Ein Anschluss FB der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über einen zweiten Widerstand 428 und mit dem einen Ende der Hilfswicklung 432 über einen ersten Widerstand 430 verbunden. Das andere Ende der Primärwicklung 448 des Transformators 446 ist mit dem Eingangsanschluss 402 über eine Reihenschaltung, die einen dreizehnten Widerstand 444 und einen vierten Kondensator 442 aufweist, und mit einem Drain eines ersten Transistors 452, verbunden. Ein Gate des ersten Transistors 452 ist mit einem Anschluss PG der Steuerung 490 verbunden und eine Source des ersten Transistors 452 ist mit dem Referenzpotential über einen zwölften Widerstand 454 verbunden. Der elektrische Pfad zwischen der Source des ersten Transistors 452 und dem zwölften Widerstand 454 ist mit einem Anschluss SENSE+ der Steuerung 490 gekoppelt und der elektrische Pfad zwischen dem Referenzpotential und dem zwölften Widerstand 454 ist mit einem Anschluss SENSE- der Steuerung 490 gekoppelt. Ein Anschluss SG der Steuerung 490 ist mit einem Ende einer Primärwicklung 482 eines zweiten Transformators 480 über eine Reihenschaltung gekoppelt, die einen fünfzehnten Widerstand 488 und einen achten Kondensator 486 aufweist. Die andere Seite der Primärwicklung 482 des zweiten Transformators 480 ist mit dem Referenzpotential gekoppelt. Ein Anschluss VC der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über eine Reihenschaltung gekoppelt, die einen siebten Kondensator 426 und einen elften Widerstand 424 aufweist. Ein Anschluss CCMP der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über einen sechsten Kondensator 422 gekoppelt. Ein Anschluss SFST der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über einen fünften Kondensator 420 gekoppelt. Ein Anschluss GND der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential gekoppelt. Der Anschluss OSC der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über einen zweiten Kondensator 418 gekoppelt. Ein Anschluss ENDLY der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über einen zehnten Widerstand 416 gekoppelt. Ein Anschluss RCMP der Steuerung 490 ist mit dem Referenzpotential über einen neunten Widerstand 414 gekoppelt. Der Anschluss SYNCH ist mit dem Referenzpotential gekoppelt. Ein Anschluss tON ist mit dem Referenzpotential über einen achten Widerstand 412 gekoppelt. Ein Anschluss PGDLY ist mit dem Referenzpotential über einen siebten Widerstand 410 gekoppelt. Die bislang beschriebenen Elemente bilden die Primärseitenschaltung der Wandlerschaltung 400, die in 4 dargestellt ist, sind also mit anderen Worten der Primärseite der Wandlerschaltung 400 zugewiesen. Die restlichen Elemente, die im Folgenden in der Wandlerschaltung 400 aus 4 beschrieben werden, bilden die Sekundärseitenschaltung.
  • Die Sekundärseite der Wandlerschaltung 400 weist eine Sekundärwicklung 450 des ersten Transformators 446 auf, der mit der ersten Wicklung 448 des ersten Transformators 446, der an der Primärseitenschaltung angeordnet ist, galvanisch gekoppelt ist. Ein Ende der Sekundärwicklung 450 ist mit einem Ausgangsanschluss 458 gekoppelt und mit einer Seite eines elften Kondensators 456 gekoppelt, wobei die andere Seite davon mit dem Referenzpotential gekoppelt ist. Die andere Seite der Sekundärwicklung 450 ist mit einer zweiten Diode 462 und mit einem Ende eines vierzehnten Widerstands 464 gekoppelt. Das andere Ende des vierzehnten Widerstandes 464 ist mit einem zehnten Kondensator 472, der wiederum mit dem Referenzpotential gekoppelt ist, und mit dem Referenzpotential über eine Reihenschaltung gekoppelt, die einen dritten Transistor 468 und einen vierten Transistor 470 aufweist. Eine Basis des dritten Transistors 468 und eine Basis des vierten Transistors 470 sind mit dem Referenzpotential über eine Reihenschaltung gekoppelt, die einen sechzehnten Widerstand 474 und eine dritte Diode 476 aufweist. Der elektrische Pfad zwischen dem dritten Transistor 468 und dem vierten Transistor 470 ist mit einem Gate eines zweiten Transistors 460 gekoppelt. Eine Source des zweiten Transistors ist mit dem Referenzpotential gekoppelt, ein Drain des zweiten Transistors ist mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung 450 des ersten Transformators 446 gekoppelt. Der elektrische Pfad zwischen dem sechzehnten Widerstand 474 und der dritten Diode 476 ist mit einem Ende einer Sekundärwicklung 484 des zweiten Transformators 480 über einen neunten Kondensator 478 und mit dem Referenzpotential über einen siebzehnten Widerstand 480 gekoppelt. Die andere Seite der zweiten Wicklung 484 des zweiten Transformators 480 ist mit dem Referenzpotential gekoppelt.
  • Das Steuerverfahren, das in der Steuerung 490 umgesetzt wird, unterstützt nur einen CCM (Dauerstrommodus) einer festgelegten Frequenz. Das heißt, dass nur eine festgelegte Beziehung zwischen den Einschaltzeiten und den Ausschaltzeiten des Leistungsschalters an der Primärschaltungsseite, d. h. des ersten Transistors 452, und des sekundären Leistungsschalters, d. h. des zweiten Transistors 460, gewählt und verwendet werden kann. Die festgelegte Beziehung ist unabhängig von der Last, die mit dem Ausgangsanschluss 458 der Wandlerschaltung 400 verbunden ist, oder von der Eingangsspannung, die an dem Eingangsanschluss 402 der Wandlerschaltung 400 zugeführt wird. Mit der in 4 dargestellten Architektur ist kein DCM (diskontinuierlicher Strommodus) möglich. Im Allgemeinen geht der Entmagnetisierungsstrom in einem CCM in der Wicklung des Transformators an der Sekundärseitenschaltung zwischen Schaltzyklen nie auf null. In einem DCM kann der Transformator vollständig entmagnetisiert werden und der Entmagnetisierungsstrom durch die Wicklung des Transformators an der Sekundärseitenschaltung kann während eines Teils des Schaltzyklus auf null fallen.
  • Verschiedene Signalsequenzen, die von der Steuerung 490 der Wandlerschaltung 400 ausgegeben werden, die in 4 dargestellt ist, sind in den Diagrammen in 5A bis 5C dargestellt. Alle drei Diagramme weisen eine gemeinsame Zeitachse auf, d. h. die x-Achse 502. Die y-Achse 504 in jedem der Diagramme bezeichnet eine Amplitude eines jeweiligen Signals. In Diagramm 500 aus 5A stellt das Schaubild die Drain-Spannung 506 des ersten Transistors 452 dar, der auf der Primärschaltungsseite angeordnet ist. In Diagramm 520 aus 5B stellt das Schaubild ein erstes Gate-Treibersignal 522 dar, das an dem Anschluss PG der Steuerung 490 ausgegeben wird und dem Gate des ersten Transistors 452 bereitgestellt wird. In Diagramm 540 aus 5C stellt das Schaubild ein zweites Gate-Treibersignal 542 dar, das an dem Anschluss SG der Steuerung 490 bereitgestellt wird und an die Sekundärseitenschaltung der Wandlerschaltung 400 über den zweiten Transformator 480 übertragen und auf das Gate des zweiten Transistors 460 angewendet wird.
  • Ein hoher Wert des ersten Gate-Treibersignals 522 und des sekundärseitigen Gate-Treibersignals 542 entspricht einem eingeschalteten Zustand des ersten Transistors 452 bzw. des zweiten Transistors 460. Aus Diagramm 520 und Diagramm 540 geht hervor, dass der erste Transistor 452 und der zweite Transistor in einander ausschließender Weise ein- und ausgeschaltet werden. Während des Betriebs der Wandlerschaltung 400 misst die Steuerung 490 den Strom durch die erste Wicklung 448 des ersten Wandlers 446 über der Anschluss SENSE+ und der Anschluss SENSE-Wenn das zweite Gate-Treibersignal 542 an dem Anschluss SG der Steuerung 490 auf einen hohen Wert angehoben und von der Primärseitenschaltung an die Sekundärseitenschaltung der Wandlerschaltung 400 über den zweiten Transformator 480 übertragen wird, wird der zweite Transistor 460 eingeschaltet. Während eines Pulses 544 im eingeschalteten Zustand, der einem hohen Wert des zweiten Gate-Treibersignals 542 in Diagramm 540 in 5C entspricht, bleibt der zweite Transistor 460, der eine Synchrongleichrichtung bereitstellt, aktiviert. Je nach dem, ob der erste Transistor 452 oder der zweite Transistor 460 aktiviert ist, ist die Drain-Spannung 506 des ersten Transistors bei einem negativen Wert oder einem positiven Wert, wie in Diagramm 500 in 5A dargestellt.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen werden ein Verfahren und eine Vorrichtung bereitgestellt, die eine Verringerung des Leistungsverlustes aufgrund der Verwendung einer Gleichrichterdiode, die in der Sekundärseitenschaltung des Transformators in einer Sperrwandlerschaltung bereitgestellt ist, ermöglichen. In verschiedenen Ausführungsformen wird eine Sperrwandlerschaltung bereitgestellt, wobei die Synchrongleichrichtung von der Primärseitenschaltung des Wandlers gesteuert wird; dieses Konzept wurde bereits auf der Grundlage der Wandlerschaltung 400 in 4 erläutert. Allerdings kann im Gegensatz zu der Wandlerschaltung 400 die Steuerungsschaltung, die eine Steuerung zum Steuern eines Schaltnetzteils gemäß verschiedenen Ausführungsformen aufweist, auch in einem diskontinuierlichen Strommodus und in einem quasi-resonanten Modus betrieben werden.
  • Das Verfahren und die Steuerung zum Steuern eines Schaltnetzteils können sich das Voltsekunden-Gleichgewichtstheorem zunutze machen, um die Einschaltzeit eines Schalters wie eines Transistors zu ermitteln, der in der Sekundärseitenschaltung eines Schaltnetzteils basierend auf einer Sperrwandlertopologie bereitgestellt ist. Daher kann die üblicherweise verwendete Gleichrichtdiode durch einen Schalter ersetzt werden, der eine Synchrongleichrichtung bereitstellt. Ein Schaltnetzteil, das die Steuerung zum Steuern des Schaltnetzteils gemäß verschiedenen Ausführungsformen verwendet, kann den Vorteil haben, dass im Vergleich zu den Schaltnetzteilschaltungen, die in 1A, 1B und 3 vorgestellt wurden, nur eine PWM-Schaltung notwendig sein kann, die gemäß verschiedenen Ausführungsformen in der Steuerung bereitgestellt sein kann, wobei die Steuerung an der Primärseitenschaltung des Schaltnetzteils bereitgestellt sein kann. Die Sperrwandler, die in 1A und 1B vorgestellt wurden, erfordern eine zweite PWM-Steuerung an der Sekundärschaltungsseite, wodurch die Systemkosten erhöht werden. Darüber hinaus bieten die Steuerung und das Verfahren zum Steuern eines Schaltnetzteils die Möglichkeit einer erhöhten Effizienz im quasi-resonanten Betriebsmodus.
  • In 6 ist eine Schaltnetzteilschaltung dargestellt, die eine Steuerung zum Steuern eines Schaltnetzteils gemäß verschiedenen Ausführungsformen aufweist. Die Schaltnetzteilschaltung 600 weist einen ersten Eingang 602 und einen zweiten Eingang 604 auf, an die eine Eingangsspannung, zum Beispiel eine Wechselstrom-Eingangsspannung im Bereich von 85 V bis 270 V angelegt wird. Der erste Eingang 602 kann mit einer ersten Seite eines ersten Induktors 608 gekoppelt sein und der zweite Eingang 604 kann mit einer ersten Seite eines zweiten Induktors 610 gekoppelt sein. Ein erster Kondensator 606 kann zwischen dem ersten Eingang 602 und dem zweiten Eingang 604 parallel gekoppelt sein. Der erste Induktor 608 und der zweite Induktor 610 können magnetisch oder induktiv miteinander gekoppelt sein. Zum Beispiel können die Induktoren in Form von Spulen bereitgestellt sein, die durch einen Kern verbunden sein können oder um einen Kern, der ein Material mit einer hohen Permeabilität wie Eisen, Mu-Metall oder Stahl enthält, gewickelt sein, um eine magnetische Kopplung zwischen den zwei Spulen bereitzustellen. Eine zweite Seite des ersten Induktors 608 kann mit einem ersten Eingang 612 einer Vollwellengleichrichtungsschaltung 616 gekoppelt sein, die zur Bereitstellung einer Gleichrichtfunktion mittels vier Dioden konfiguriert sein kann. Eine zweite Seite des zweiten Induktors 610 kann mit einem zweiten Eingang 614 der Vollwellengleichrichtschaltung 616 gekoppelt sein. Ein erster Ausgang 618 der Vollwellengleichrichtschaltung 616 kann mit einer ersten Seite eines dritten Induktors 630 und über einen zweiten Kondensator 622 mit einem Referenzpotential, zum Beispiel dem Erdpotential gekoppelt sein. Die Seite des zweiten Kondensators 622, die mit dem Referenzpotential verbunden ist, ist ferner mit einem zweiten Ausgang 620 der Vollwellengleichrichtschaltung 616 gekoppelt. Der erste Ausgang 618 der Vollwellengleichrichtschaltung 616 kann weiter mit dem Referenzpotential über eine Reihenschaltung gekoppelt sein, die einen dritten Kondensator 624, eine erste Diode 626, einen ersten Schalter 666, zum Beispiel einen MOSFET-Transistor und einen ersten Widerstand 668 aufweist. Ein zweiter Widerstand 628 kann mit dem dritten Kondensator 624 parallel gekoppelt sein. Die andere Seite des dritten Induktors 630 kann mit dem elektrischen Pfad zwischen der ersten Diode 626 und dem ersten Transistor 666 gekoppelt sein. Der dritte Induktor 630 kann mit einem vierten Induktor 634 und mit einem fünften Induktor 632 magnetisch gekoppelt sein, wobei alle drei Induktoren Teile eines ersten Transformators 631 sind. Die magnetische Kopplung kann auf gleiche Weise wie die oben beschriebene magnetische Kopplung zwischen dem ersten Induktor 608 und dem zweiten Induktor 610 erzielt werden. Eine Seite des vierten Induktors 634 kann mit dem Referenzpotential gekoppelt sein, die andere Seite davon kann mit einem ersten Anschluss VCC einer Steuerung 650 über eine Reihenschaltung gekoppelt sein, die einen dritten Widerstand 642 und eine zweite Diode 644 aufweist. Eine Seite eines vierten Kondensators 646 kann mit dem elektrischen Pfad zwischen der zweiten Diode 644 und dem ersten Anschluss VCC der Steuerung 650 gekoppelt sein. Ein fünfter Kondensator 648 kann mit dem vierten Kondensator 646 mit dem elektrischen Pfad zwischen der zweiten Diode 644 und dem Anschluss VCC der Steuerung 650 parallel gekoppelt sein. Die eine Seite des vierten Induktors 634 kann ferner mit dem Referenzpotential über eine Reihenschaltung gekoppelt sein, die einen vierten Widerstand 640 und einen fünften Widerstand 636 aufweist. Der elektrische Pfad zwischen dem vierten Widerstand 640 und dem fünften Widerstand 636 kann mit dem Referenzpotential über einen sechsten Kondensator 638 und mit einem zweiten Anschluss ZCD der Steuerung 650 gekoppelt sein. Ein Steuerungsanschluss des ersten Transistors 666, zum Beispiel ein Gate, kann mit einem dritten Anschluss GD der Steuerung 650 über einen sechsten Widerstand 664 gekoppelt sein. Der elektrische Pfad zwischen einem Anschluss des ersten Transistors 666, zum Beispiel einer Source des ersten Transistors 666 und dem ersten Widerstand 668 kann mit einem vierten Anschluss CS der Steuerung 650 gekoppelt sein. Die Steuerung 650 kann ferner einen fünften Anschluss SRGD aufweisen, der mit einer Seite eines sechsten Induktors 6100 über eine Reihenschaltung gekoppelt ist, die einen siebten Widerstand 6104 und einen siebten Kondensator 6102 aufweist. Die andere Seite des sechsten Induktors 6100 kann mit dem Referenzpotential gekoppelt sein. Der sechste Induktor 6100 kann mit einem siebten Induktor 698 magnetisch gekoppelt sein, wobei die zwei Induktoren einen zweiten Transformator 699 bilden. Die bislang beschriebenen Elemente können der Primärschaltungsseite 601 der Schaltnetzteilschaltung 600 zugewiesen sein, die von der Sekundärseitenschaltung 603 davon galvanisch getrennt ist. Die Steuerung 650 weist ferner einen sechsten Anschluss GND auf, der mit dem Referenzpotential gekoppelt sein kann. Im Folgenden werden die Elemente beschrieben, die in der Sekundärseitenschaltung 603 enthalten sind.
  • Ein Ende des siebten Induktors 698 kann mit dem Referenzpotential gekoppelt sein, die andere Seite davon kann mit einem Anschluss eines vierten Transistors 684, zum Beispiel mit einer Basis davon, und einem Anschluss eines dritten Transistors 668, zum Beispiel mit einer Basis davon über eine Reihenschaltung gekoppelt sein, die einen achten Kondensator 696 und einen achten Widerstand 690 umfasst. Ein Anschluss einer dritten Diode 694 kann mit dem elektrischen Pfad zwischen dem achten Kondensator 696 und dem achten Widerstand 690 verbunden sein, der andere Anschluss davon kann mit dem Referenzpotential gekoppelt sein. Ein neunter Widerstand 692 kann mit der dritten Diode 694 mit dem elektrischen Pfad zwischen dem achten Widerstand 690 und dem achten Kondensator 696 parallel gekoppelt sein. Ein zweiter Anschluss des vierten Transistors 684, zum Beispiel ein Sammler eines pnp-BJT (Bipolartransistors), kann mit einer Seite des fünften Induktors 632 über eine Reihenschaltung gekoppelt sein, die einen neunten Widerstand 682 und eine vierte Diode 680 umfasst. Ein dritter Anschluss des vierten Transistors 684, zum Beispiel ein Emitter eines pnp-BJT, kann mit einem zweiten Anschluss des dritten Transistors 686, zum Beispiel einem Emitter eines npn-BJT gekoppelt sein. Ein dritter Anschluss des dritten Transistors 686, zum Beispiel ein Sammler eines npn-BJT, kann mit dem elektrischen Pfad zwischen dem neunten Widerstand 682 und dem zweiten Anschluss des vierten Transistors 684 über einen neunten Kondensator 688 gekoppelt sein. Der zweite Anschluss des dritten Transistors 686 kann auch mit einem Anschluss eines zweiten Schalters 678 gekoppelt sein, zum Beispiel einer Source eines MOSFET-Transistors, der mit dem Referenzpotential gekoppelt sein kann. Ein weiterer Anschluss des zweiten Transistors 678, zum Beispiel ein Drain, kann mit dem elektrischen Pfad zwischen der vierten Diode 680 und dem fünften Induktor 632 gekoppelt sein. Ein Steueranschluss des zweiten Transistors 678, zum Beispiel ein Gate kann mit dem elektrischen Pfad zwischen dem dritten Anschluss des vierten Transistors 684 und dem zweiten Anschluss des dritten Transistors 686 gekoppelt sein. Das andere Ende des fünften Induktors 632 ist mit einem ersten Ausgang 672 der Schaltnetzteilschaltung 600 gekoppelt. Eine Seite eines zehnten Kondensators 670 kann mit dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Ausgang 672 und dem fünften Induktor 632 gekoppelt sein, das andere Ende davon kann mit einem zweiten Ausgangsanschluss 674 der Schaltnetzteilschaltung 600 und mit dem Referenzpotential gekoppelt sein.
  • Im Folgenden wird die funktionelle Struktur in der Steuerung 650 gemäß verschiedenen Ausführungsformen beschrieben.
  • Die Steuerung 650 kann eine Energiemanagementschaltung 6120 aufweisen, die mit dem ersten Anschluss VCC verbunden sein kann. Der zweite Anschluss ZCD kann mit einem Eingang einer Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 verbunden sein. Ein erster Ausgang der Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 kann mit einem ersten Eingang einer Synchrongleichrichtungsvorhersage-Regelungsschaltung 6130 gekoppelt sein und ein zweiter Ausgang der Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 kann mit einem ersten Eingang einer Sperrwandler-Spitzenstrommodus-Steuerschaltung 6124 gekoppelt sein. Ein erster Ausgang der Sperrwandler-Spitzenstrommodus-Steuerschaltung 6124 kann mit dem dritten Anschluss GD und mit einem Eingang einer Zeitmessschaltung 6126 gekoppelt sein. Ein zweiter Ausgang der Sperrwandler-Spitzenstrommodus-Steuerschaltung 6124 kann mit einem zweiten Eingang der Synchrongleichrichtungs-Vorhersageschaltung 6130 gekoppelt sein. Ein zweiter Eingang der Sperrwandler-Spitzenstrommodus-Steuerschaltung 6124 kann mit dem vierten Anschluss CS der Steuerung 650 gekoppelt sein. Ein Ausgang der Zeitmessschaltung 6126 kann mit einem dritten Eingang der Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 verbunden sein. Ein Ausgang der Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 kann mit einem Eingang einer Synchrongleichrichtungs-Treiberschaltung 6128 gekoppelt sein, deren Ausgang mit dem fünften Anschluss SRGD verbunden sein kann.
  • Im Folgenden wird die Funktionsweise der Schaltnetzteilschaltung 600 erläutert. Eine Eingangsspannung vom Wechselstrom- oder Gleichstromtyp im Bereich von etwa 85 V bis etwa 270 V kann zwischen dem ersten Eingang 602 und dem zweiten Eingang 604 der Schaltung 600 bereitgestellt sein und an den dritten Induktor 630 angelegt werden. Durch angemessenes Ansteuern des Schalters 666, der in der Primärseitenschaltung 601 bereitgestellt ist, zum Beispiel durch Anwenden eines Treibersignals aus dem dritten Anschluss GD der Steuerung 650, die ein PWM-Signal zum Steuern des Anschlusses des Schalters aufweist, kann der Schalter 666 geschlossen oder geöffnet werden. Dadurch kann ein Strom durch die Wicklung des dritten Induktors 630 fließen und Energie kann in dem resultierenden Magnetfeld in dem ersten Transformator 631 gespeichert werden. Das heißt, ein Stromfluss durch den dritten Induktor 630 kann ermöglicht werden, wenn der Schalter 666 geschlossen wird (d. h. in einen leitenden Zustand versetzt wird); ein Stromfluss durch den dritten Induktor 630 wird verhindert, wenn der Schalter 666 nicht geöffnet wird (d. h. in einen nicht leitenden Zustand versetzt wird). Der Strom, der durch den dritten Induktor 630 fließt, baut ein Magnetfeld in dem ersten Transformator 631 auf. Wenn der erste Schalter 666 geöffnet wird und der zweite Schalter 678, der in der Sekundärseitenschaltung 603 bereitgestellt ist, daraufhin geschlossen wird, kann das Magnetfeld des ersten Transformators eine Spannung in dem fünften Induktor 632 induzieren und ein Entmagnetisierungsstrom kann durch den fünften Induktor 632 fließen, der in der Sekundärseitenschaltung 603 der Schaltnetzteilschaltung 600 bereitgestellt ist, und kann den zehnten Kondensator 670 der Schaltung 600 laden, der als ein Ausgangskondensator dient, der die Ausgangsspannung bereitstellt. Die Einschaltzeiten und die Ausschaltzeiten des zweiten Schalters 678 können von der Steuerung 650 gesteuert werden. Ein Synchrongleichrichtungs-Treibersignal kann an dem fünften Anschluss SRGD der Steuerung 650 ausgegeben werden und auf den Steueranschluss des zweiten Schalters 678, zum Beispiel das Gate des zweiten Transistors 678 über den zweiten Transformator 699 angewendet werden.
  • Das Steuerverfahren, durch welches die Steuerung 650 den Betrieb der Schaltnetzteilsteuerung 600 steuert, setzt auf das Voltsekunden-Gleichgewichtstheorem, das im Allgemeinen aussagt, dass die Spannung eines Induktors während eines Schaltzeitraums im Dauerbetrieb null ist. Dies bedeutet, dass das Produkt einer Ladespannung und einer Ladezeit, während der die Ladespannung dem Induktor bereitgestellt wird, dem Produkt einer Entladespannung und einer Entladezeit entspricht, während der die Entladespannung durch den Induktor induziert wird. In der Schaltnetzteilschaltung 600, die auf der Sperrwandlertopologie basiert, kann die Ladespannung an den dritten Induktor 630 in Form der Eingangsspannung Vin angelegt werden. Die Entladespannung kann der Ausgangsspannung Vout multipliziert mit dem Verhältnis n der Anzahl von Wicklungen zwischen den Induktoren des ersten Transformators 631 entsprechen. Die Steuerung 650 kann den Synchrongleichrichtungsprozess für den diskontinuierlichen Strommodus und den quasi-resonanten Betriebsmodus der Schaltnetzteilschaltung 600 steuern, wobei die Steuerung 650 an der Primärseitenschaltung 601 angeordnet sein kann, wie in 6 dargestellt. Die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung können über einen Hilfsdetektionsinduktor, zum Beispiel den vierten Induktor 634 gemessen oder erkannt werden und der Nulldurchgangsdetektions-Spannungsschaltung 6122 der Steuerung 650 bereitgestellt werden. Der Hilfsinduktor, der durch den vierten Induktor 634 ausgeführt sein kann, kann in dem Transformator 631 enthalten sein und kann neben der magnetischen Kopplung mit dem dritten Induktor 630 (oder den Wicklungen davon) auch mit der zweiten Seite des Transformators 631, zum Beispiel dem fünften Induktor 632 magnetisch gekoppelt sein. Die Informationen über die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung können durch Abtastung der Spannung an dem Hilfsdetektionsinduktor 634 in angemessenen Zeitintervallen gesammelt werden. Allerdings kann der Hilfsdetektionsinduktor 634 durch einen ohmschen Teiler ersetzt und zum Sammeln von Informationen über die Eingangsspannung (und die Ausgangsspannung) verwendet werden. Die Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 kann die Spannungsmesswerte auswerten und der Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 Informationen über die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung der Schaltung 600 bereitstellen. Die Ausgabe der Sperrwandler-Spitzenstrommodus-Steuermodusschaltung 6124, die den ersten Schalter 666 an der Primärseitenschaltung 601 ansteuert, ist mit der Zeitmessschaltung 6126 verbunden. Die Zeitmessschaltung 6126 kann das Treibersignal bewerten, das an dem dritten Anschluss GD der Steuerung 650 bereitgestellt wird, und kann daraus die Einschaltzeit tonFB des ersten Schalters 666 ermitteln oder berechnen und diesen Wert der Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungseinheit 6130 bereitstellen. Die Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungseinheit 6130 wird dadurch mit allen drei Parametern versehen, die zur Berechnung oder Vorhersage der Einschaltzeit TonSR des zweiten Schalters 678 benötigt werden, der in der Sekundärseitenschaltung 603 bereitgestellt ist, zum Beispiel des zweiten Transistors 678, sodass eine Synchrongleichrichtung effektiv durchgeführt werden kann.
  • Die Schaltnetzteilsschaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann auch umgekehrt betrieben werden, d. h. eine Eingangsgleichstromspannung kann an ihren ersten Ausgang 672 und ihren zweiten Ausgang 674 angelegt werden und kann in eine Ausgangsgleichstrom-Ausgangsspannung umgewandelt werden, die an ihrem ersten Eingang 602 und ihrem zweiten Eingang 604 bereitgestellt werden kann. Im Falle der Schaltnetzteilschaltung 600, die gemäß verschiedenen Ausführungsformen umgekehrt betrieben werden kann, kann diese zum Umwandeln einer niedrigeren Eingangsspannung in eine höhere Gleichstromausgangsspannung verwendet werden. Auf diese Weise würde die Rolle des ersten Transistors 666 und des zweiten Transistors 678 invertiert.
  • Das heißt, die Einschaltzeit 764 des zweiten Transistors 678 (die der Synchrongleichrichtungszeit TOnSR entspricht) würde von der Steuerung 650 ermittelt oder voreingestellt und die Steuerung 650 könnte dann die Einschaltzeit 744 (TOnFB) des ersten Transistors 666 entsprechend berechnen oder vorhersagen. Wie in dem oben beschriebenen Vorwärtsbetriebsmodus der Schaltnetzteilschaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen können die erforderlichen Informationen über die Eingangsspannung Vin und die Ausgangsspannung Vout mittels des vierten Induktors 634 erhalten werden, der zusammen mit der Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 über den zweiten Anschluss ZCD der Steuerung 650 die Spannung in oder den Strom durch einen beliebigen der anderen Induktoren, die in dem ersten Transformator 631 enthalten sind, sozusagen „überwacht“.
  • Im Folgenden wird der Betrieb der Steuerung 650 gemäß verschiedenen Ausführungsformen auf der Grundlage der Diagramme in 7A bis 7D ausführlicher beschrieben.
  • In 7A bis 7D sind Signalsequenzen in Form von Spannungen und Strömen in jeweiligen Diagrammen dargestellt. Alle vier Diagramme weisen eine gemeinsame x-Achse 702 auf, die für die Zeit steht. In 7A zeigt das Diagramm 700 eine Detektionsspannung 706, die an dem zweiten Anschluss ZCD der Steuerung 650 erkannt oder gemessen werden kann und der Spannung des vierten Induktors 634 in 6 entspricht. Demgemäß bezeichnet die y-Achse 704 in Diagramm 700 die Amplitude der Detektionsspannung 706. In 7B zeigt das Diagramm 720 einen ersten Transformatorstrom 726, der einen primärseitigen Transformatorstrom 724 aufweist, der einem Strom durch den dritten Induktor 630 entspricht, der auf der Primärseite 601 der Schaltnetzteilschaltung 600 angeordnet ist, und einen sekundärseitigen Transformatorstrom 722, der einem Strom durch den fünften Induktor 632 entspricht, der auf der Sekundärseite 603 der Schaltnetzteilschaltung 600 angeordnet ist. Dementsprechend bezeichnet die y-Achse 704 in Diagramm 720 einen Strom. In Diagramm 740 aus 7C ist ein Treibersignal 746 dargestellt, das von der Steuerung 650 an dem dritten Anschluss GD bereitgestellt ist und einem Gate-Treibersignal entspricht, das auf das Gate des ersten Transistors 666 angewendet wird, der auf der Primärschaltungsseite 601 der Schaltung 600 in 6 angeordnet ist. Dementsprechend bezeichnet die y-Achse 704 in 7C die Amplitude des Treibersignals 746, das einen niedrigen Wert oder einen hohen Wert annehmen kann, in Abhängigkeit dessen, ob der erste Transistor 666 eingeschaltet (oder in einen leitenden Zustand versetzt) werden soll oder ausgeschaltet (in einen nicht leitenden Zustand versetzt) werden soll. In Diagramm 760 in 7D ist ein Synchrongleichrichtungs-Treibersignal 760 dargestellt, das dem Signal, das von der Steuerung 650 an ihrem fünften Anschluss SRGD bereitgestellt wird, entspricht oder aus diesem abgeleitet wird. Das Synchrongleichrichtungs-Treibersignal 760 kann auf den Steueranschluss des zweiten Schalters 678, zum Beispiel das Gate des zweiten Transistors 678 angewendet werden, der auf der Sekundärschaltungsseite 603 der Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen aus 6 angeordnet ist. Dementsprechend bezeichnet die y-Achse 704 in 7D die Amplitude des Treibersignals für den zweiten Schalter 678, das analog zu dem Treibersignal 746 in Diagramm 740 von 7C in Abhängigkeit dessen, ob der zweite Schalter 678 geschlossen (aktiviert) oder geöffnet (deaktiviert) ist, einen niedrigen Wert oder einen hohen Wert annehmen kann.
  • Bei einer ersten Zeit t1 wird das Treibersignal 746, das auf den Steueranschluss des ersten Schalters 666 angewendet wird, auf einen hohen Wert umgeschaltet, wobei der erste Schalter 666 aktiviert wird, sodass ein elektrischer Pfad von dem ersten Eingang 602 der Wandlerschaltung 600 zu dem Referenzpotential über den dritten Induktor 630 bereitgestellt wird. Ein stetig steigender primärseitiger Transformatorstrom 724 beginnt, bei einer ersten Zeit t1 durch den dritten Induktor 630 zu fließen, der in dem ersten Transformator 631 enthalten ist. Es sei darauf hingewiesen, dass die Wirkung des Treibersignals 746 auf den ersten Schalter 666 von der Wahl des Schalters abhängt. In diesem beispielhaften Szenarium, in dem der erste Schalter 666 als ein Anreicherungs-MOSFET-Transistor konfiguriert sein kann, versetzt ein hohes Potential, das daran angelegt wird, den ersten Transistor 666 in einen leitenden Zustand. Der erste Schalter 666 kann jedoch auch als ein Verarmungs-MOSFET-Transistor konfiguriert sein, sodass die Art des Potentials, das zum Einschalten und Ausschalten des ersten Transistors 666 notwendig ist, entsprechend angepasst werden kann. Der erste Schalter 666 kann bis zu einer zweiten Zeit t2 im leitenden Zustand verbleiben. Wie in Diagramm 740 aus 7C dargestellt, wird ein Puls 742 mit hohem Potential und mit einer Breite von TOnFB, die der Einschaltzeit des ersten Schalters 666 entspricht, von der ersten Zeit t1 bis zu der zweiten Zeit t2 an das Gate des ersten Schalters 666 angelegt. Da der Hilfsdetektionsinduktor, d. h. der vierte Induktor 634 in 6 mit dem dritten Induktor 630 magnetisch gekoppelt ist, wird eine Spannung in dem Hilfsdetektionsinduktor 634 induziert und an dem zweiten Anschluss ZCD der Steuerung 650 während der Einschaltzeit des ersten Schalters 666 gemessen. Die Wicklungsrichtung des dritten Induktors 630 ist der Wicklungsrichtung des Hilfsdetektionsinduktors 634 entgegengesetzt, sodass eine positive Eingangsspannung, die an den dritten Induktor 630 angelegt wird, eine negative Spannung in dem Hilfsdetektionsinduktor 634 induziert, wobei ihr Wert der Eingangsspannung, multipliziert mit der Anzahl der Wicklungen NAUX des Hilfsdetektionsinduktors 634, dividiert durch die Anzahl der Wicklungen NSek des fünften Induktors 632, entspricht. Für die Zeit tOnFB, während der der erste Schalter 666 eingeschaltet bleibt, bleibt die Detektionsspannung 706 in dem Hilfsdetektionsinduktor 634 bei einem konstanten negativen Wert und der primärseitige Transformatorstrom 724 durch den dritten Induktor 630 wächst weiterhin linear. Während der Einschaltzeit 744 des ersten Transistors 666 kann die Eingangsspannung von der Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 bei einer ersten Abtastzeit tS1 abgetastet werden. Während der Einschaltzeit 744 des ersten Transistors 666 kann der Schalter 678 an der Sekundärschaltungsseite der Schaltung 600, zum Beispiel der Transistor 678 abgeschaltet bleiben und das entsprechende Synchrongleichrichtungs-Treibersignal 768 kann bei seinem niedrigen Wert, zum Beispiel bei null bleiben. Die obigen Erläuterungen in Bezug auf die Wirkung des Treibersignals 742 auf den ersten Schalter 666 gelten auch für den zweiten Schalter 678. Zu der zweiten Zeit t2 kann der PWM-Puls 742, der den ersten Transistor 666 antreibt, beendet werden und das Treibersignal 742 kann zu seinem niedrigen Wert, zum Beispiel null zurückkehren. Die Zeitspanne zwischen der Zeit t1 und der Zeit t2, d. h. der Einschaltzeit 744 (TonFB) des ersten Transistors 666 kann von der Zeitmessschaltung 6126 erkannt und der Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 bereitgestellt werden. Nach der Deaktivierung des ersten Transistors 666 wird der Stromfluss durch den dritten Induktor 630 unterbrochen. Der zweite Transistor 678 kann dann durch einen entsprechenden Wert des Synchrongleichrichtungs-Treibersignals 768, zum Beispiel bei einem hohen Signalpegel aktiviert werden und ein Entmagnetisierungsstrom kann durch den fünften Induktor 632 fließen und kann zum Beispiel den zehnten Kondensator 670 laden. Der zweite Schalter 678 kann bis zu einer dritten Zeit t3 eingeschaltet bleiben, sodass die Zeitspanne TOnSR zwischen der zweiten Zeit t2 und der dritten Zeit t3 der Einschaltzeit 764 des zweiten Transistors 678, also der Synchrongleichrichtungszeit entspricht, während der sich der zweite Schalter 678 an der Sekundärschaltungsseite 603 in einem leitenden Zustand befindet. Während dieser Zeit nimmt der Entmagnetisierungsstrom in Form des sekundärseitigen Transformatorstroms 722, der in dem fünften Induktor 632 induziert wird, stetig ab, wie in Diagramm 720 aus 7B zu sehen ist. Der sekundärseitige Transformatorstrom 722 induziert eine Spannung in dem Hilfsdetektionsinduktor 634, deren Wert der Ausgangsspannung entspricht, die zwischen dem ersten Ausgang 672 und dem zweiten Ausgang 674 der Schaltung 600 bereitgestellt wird, multipliziert mit dem Verhältnis zwischen der Anzahl der Wicklungen NAUX des Hilfsdetektionsinduktors 634 und der Anzahl der Wicklungen NSek des fünften Induktors 632. Wie in dem Diagramm 700 aus 7A zu sehen ist, bleibt die Detektionsspannung 706, die an dem Hilfsdetektionsinduktor 634 abgetastet wird, für die Zeitspanne zwischen der zweiten Zeit t2 und der dritten Zeit t3 bei ihrem positiven Wert. Die Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 kann die Einschaltzeit 764 des zweiten Transistors 678 aus dem Voltsekunden-Gleichgewichtstheorem, das oben bereits beschrieben wurde, berechnen oder vorhersagen. Die berechnete oder geschätzte Einschaltzeit 764 des zweiten Schalters 678, der eine Synchrongleichrichtung bereitstellt, wird an die Synchrongleichrichtungs-Treiberschaltung 6128 übertragen, die ein PWM-Signal bereitstellen kann, um den Anschluss des zweiten Schalters 678 zu steuern, sodass ihr Zustand gesteuert wird. Daher kann die Zeitspanne zwischen der zweiten Zeit t2 und der dritten Zeit t3 der berechneten oder vorhergesagten Einschaltzeit 764 des Synchrongleichrichtungsschalters 678 entsprechen, wie durch die Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 ermittelt.
  • Im Idealfall würde der zweite Schalter 678, zum Beispiel der zweite Transistor 678 zu der Zeit abgeschaltet, wenn der Entmagnetisierungsstrom auf der Sekundärschaltungsseite 603 auf null fällt, d. h. zu der dritten Zeit t3, die der Entmagnetisierungsnullstromzeit entspricht. Aufgrund der Toleranzen der verwendeten Komponenten und möglicher Fehlergrenzen kann der zweite Schalter 678 deaktiviert werden, bevor der erste Transformator 631 vollständig entmagnetisiert ist und der Entmagnetisierungsstrom 722 seinen Nullwert erreicht. Eine solche vorzeitige Deaktivierung des zweiten Schalters 678 kann Situationen verhindern, in denen der zehnte Kondensator 670, der als ein Energiespeicher dient, der die Ausgangsspannung Vout einer Ausgangslast bereitstellt, die mit dem ersten Ausgang 672 und dem zweiten Ausgang 674 der Schaltung 600 verbunden sein kann, über den fünften Induktor 632 und den zweiten Transistor 678 gegen Erde entladen wird. Ein solcher Entladestrom führt direkt zu einem Leistungsverlust, da der Kondensator 670 unnötigerweise entladen wird. Eine Entladung des Kondensators 670 findet immer dann statt, wenn der zweite Transistor 678 eingeschaltet bleibt, nachdem der fünfte Induktor 632 vollständig entmagnetisiert ist, wie es der Fall bei der dritten Zeit t3 ist. Um jedoch sicherzugehen, kann der zweite Transistor 678 vor der dritten Zeit t3 abgeschaltet werden.
  • Während eines normalen Betriebs der SMPS-Schaltung 600 kann der Transistor 666 eingeschaltet werden, nachdem der zweite Transistor 678 abgeschaltet wurde, sodass ein neuer Zyklus des Speicherns von Energie in dem Magnetfeld des dritten Induktors 630 beginnen kann und danach diese Energie an den fünften Induktor 632 übertragen werden kann. Unterschiedliche Betriebsmodi der SMPS können in Abhängigkeit dessen, wann der zweite Transistor 678 eingeschaltet wird, realisiert werden.
  • Wenn der zweite Transistor 678 zu der dritten Zeit t3 wieder eingeschaltet wird, ist der sekundärseitige Transformatorstrom 722 praktisch niemals null (oder ist technisch für einen unerheblichen Zeitraum null). In diesem Fall würde die SMPS-Schaltung 600 im Dauerstrommodus arbeiten.
  • Wenn andererseits der zweite Transistor 678 zu einer späteren Zeit als der Zeit t3 eingeschaltet wird, fällt der sekundärseitige Transformatorstrom 722 unter null ab, sodass die SMPS-Schaltung 600 im diskontinuierlichen Strommodus arbeitet.
  • In Diagramm 700 in 7A ist zu sehen, dass die Detektionsspannung 706 zu der Zeit t3 zu schwingen beginnt, d. h. nachdem der zweite Transistor 678 zu der dritten Zeit t3 abgeschaltet wurde. Dieses Verhalten ist nur dann festzustellen, wenn ein idealer zweiter Schalter 678 vorausgesetzt wird, der im abgeschalteten Zustand vollkommen nicht leitend ist, zum Beispiel ein Transistor ohne eine Body-Diode, die trotz des nicht leitenden Zustands des zweiten Schalters 678 einen Stromfluss zulassen würde. Der Schwingungszeitraum ist durch die Systemparameter vorgegeben und umfasst auch parasitäre Kapazitäten und parasitäre Induktivitäten, die dem System eigen sind, zum Beispiel die Source-Drain-Kapazität des ersten Transistors 666 und/oder die Source-Drain-Kapazität des zweiten Transistors 678 und/oder parasitäre Kapazitäten des Transformators 632. Zur Minimierung von Schaltverlusten kann der erste Transistor 666 bei Nulldurchgängen der Detektionsspannung 706 eingeschaltet werden, die ohne Weiteres von der Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 erkannt werden können. Das erneute Einschalten des ersten Transistors 666 bei dem ersten Nulldurchgang 708, dem zweiten Nulldurchgang 710 oder dem dritten Nulldurchgang 712 (oder einem weiteren Nulldurchgang in dem schwingenden Teil der Detektionsspannung 706) führt gemäß verschiedenen Ausführungsformen zu dem so genannten quasi-resonanten Betrieb der SMPS-Schaltung 600. Der quasi-resonante Betriebsmodus kann als ein Sonderfall des diskontinuierlichen Strommodus betrachtet werden.
  • Das Auslösen des Einschaltens des ersten Schalters 666 auf der Primärseite der SMPS-Schaltung 600 durch Nulldurchgänge kann zum Beispiel unter niedrigen Lastbedingungen angewendet werden. Mit niedrigen Lasten, die mit der SMPS-Schaltung 600 verbunden sind, wird die Einschaltzeit 744 (TOnFB) des ersten Transistors 666 kürzer, da nur wenig Energie erforderlich ist, was folglich zu einer kürzeren TOnSR-Zeit führt, die für den sekundärseitigen Transformatorstrom erforderlich ist, um null zu erreichen. Im übertragenen Sinne würde das Dreieck in Diagramm 720 in 7A kleiner werden und eine kürzere Grundseite haben. Dies würde zu einer schnelleren Frequenz des PWM-Signals führen, das den Schaltern in der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bereitgestellt wird. Durch Auslösen des Einschaltens des ersten Transistors 666 an dem ersten Nulldurchgangspunkt 708, dem zweiten Nulldurchgangspunkt 710, dem dritten Nulldurchgangspunkt 712 oder einem beliebigen weiteren Nulldurchgangspunkt kann eine Erhöhung der Frequenz des PWM-Signals effektiv verhindert werden, während der erste Transistor 666 selektiv zu Zeiten eingeschaltet wird, bei denen die an ihn angelegte Spannung null ist, sodass Schaltverluste auf ein Minimum reduziert werden.
  • In 8 wird das Verfahren erläutert, das in der Steuerung 650 der Schaltnetzteilschaltung 600 implementiert ist.
  • In einem ersten Schritt 802 kann eine erste Spannung, die an die erste Seite des Transformators 631 angelegt wird, ermittelt werden. Die erste Spannung kann zum Beispiel der Eingangsspannung Vin entsprechen, die an den ersten Eingang 602 und/oder den zweiten Eingang 604 der Schaltung 600 angelegt wird. Die erste Seite des Transformators 631 kann dem dritten Induktor 630 oder der Primärschaltungsseite 601 entsprechen, die den dritten Induktor 630 aufweist, der mit dem Eingang der Schaltung 600 verbunden ist. Die erste Spannung kann durch Messen oder Erfassen der Spannung ermittelt werden, die an den Wicklungen des Hilfsdetektionsinduktors 634 induziert wird. Die Detektion der ersten Eingangsspannung Vin kann durch die Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 erfolgen, die in der Steuerung 650 enthalten ist, indem die Spannung der Hilfswicklung des Transformators 631 zu vordefinierten Zeitintervallen abgetastet wird, wie bereits in Bezug auf 7A bis 7D erläutert.
  • In einem zweiten Schritt 804 kann eine zweite Spannung, die an die zweite Seite des Transformators 631 angelegt wird, ermittelt werden. Die zweite Spannung kann zum Beispiel der Spannung entsprechen, die an der zweiten Seite des Transformators 631 induziert wird, der dem fünften Induktor 632 entsprechen kann. Die zweite Spannung kann durch Messen oder Detektieren der Spannung ermittelt werden, die an den Wicklungen des Hilfsinduktors 634 während der Zeit induziert wird, während der der zweite Schalter 678 aktiviert ist. Die Messung oder Überwachung der zweiten Spannung kann durch die Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 erfolgen, die in der Steuerung 650 enthalten ist, indem die Spannung des Hilfsdetektionsinduktors 634 des Transformators 631 abgetastet wird. Mit anderen Worten können Informationen über die Ausgangsspannung, die an dem Ausgang der Schaltung 600 bereitgestellt ist, durch Detektieren der Spannung, die aufgrund des Flusses eines Entmagnetisierungsstroms durch den fünften Induktor 632, welcher der zweiten Seite des Transformators 631 entspricht, und die Sekundärseitenschaltung 603 in dem Hilfsdetektionsinduktor 634 induziert wird, erhalten werden.
  • In einem dritten Schritt 806 kann eine Zeit ermittelt werden, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird. Die Zeit kann der Zeit entsprechen, während der die erste Spannung an den dritten Induktor 630 angelegt wird. Diese Zeit kann durch Messen oder Detektieren der Spannung in dem Hilfsdetektionsinduktor 634 ermittelt werden, die durch einen Fluss eines Stroms durch den dritten Induktor 630 induziert wird, wenn sich der erste Schalter, zum Beispiel der erste Transistor 666 in seinem leitenden oder aktivierten Zustand befindet. Als Alternative kann diese Zeit durch Detektieren der Zeit ermittelt werden, während der sich der erste Schalter 666 in seinem leitenden oder aktivierten Zustand befindet, zum Beispiel durch Überwachen des Potentials, das an seinen Steueranschluss angelegt wird, wie von der Zeitmessschaltung 6126 ausgeführt werden kann, die in der Steuerung 650 bereitgestellt ist.
  • In einem vierten Schritt 808 kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit ermittelt werden. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit dem Zeitpunkt entsprechen, an dem der Entmagnetisierungsstrom, der durch die zweite Seite des Transformators, zum Beispiel den fünften Induktor 632 fließt, auf null abfällt, da der Transformator 631 vollständig entmagnetisiert wird. Dieses Ereignis kann durch die Nulldurchgangsdetektions- und Spannungsmessschaltung 6122 ermittelt werden, die in der Steuerung 650 bereitgestellt ist, und der Synchrongleichrichtungsvorhersage-Berechnungsschaltung 6130 angezeigt werden, die in der Steuerung 650 bereitgestellt ist. Die Entmagnetisierungsnullstromzeit kann der Zeit entsprechen, während der der zweite Schalter 678, der in der Sekundärseitenschaltung 603 der Schaltung 600 bereitgestellt ist, aktiviert werden soll, sodass die Funktion einer Synchrongleichrichtung bereitgestellt wird. Die Entmagnetisierungsnullstromzeit kann aus einem Dauerbetrieb des ersten Transformators 631 mittels des Voltsekunden-Gleichgewichtstheorems ermittelt werden. Aus der Eingangsspannung Vin, die an die Schaltung 600 angelegt wird, die in dem ersten Schritt 802 ermittelt wird, der Ausgangsspannung Vout der Schaltung 600, die in dem zweiten Schritt 804 ermittelt wird, und aus der ersten Zeit tonFB, die in dem dritten Schritt ermittelt wird, kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit tonSR gemäß der folgenden Formel ermittelt werden:
    Figure DE102013111675A1_0002
    worin n für das Verhältnis der Anzahl von Wicklungen NP an der Spule der ersten Seite des Transformators, d. h. dem dritten Induktor 630, zu der Anzahl der Wicklungen NSek der zweiten Seite des Transformators, d. h. dem fünften Induktor 632 steht.
  • Wenngleich die Erfindung insbesondere in Bezug auf die spezifischen Ausführungsformen dargestellt und beschrieben wurde, wird ein Fachmann verstehen, dass verschiedene Änderungen in Form und Detail daran vorgenommen werden können, ohne von dem Geist und Schutzbereich der Erfindung wie in den beiliegenden Ansprüchen definiert abzuweichen. Der Schutzbereich der Erfindung ist daher durch die beiliegenden Ansprüche angegeben, wobei sämtliche Änderungen, die in die Bedeutung und den Äquivalenzbereich der Ansprüche fallen, eingeschlossen sein sollen.

Claims (15)

  1. Verfahren (800) zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil, das einen Transformator und einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung umfasst, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Ermitteln einer ersten Spannung, die an eine Seite des Transformators angelegt wird (802); Ermitteln einer zweiten Spannung, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird (804); Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird (806); und Ermitteln, von einer Schaltung, die auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung angeordnet ist, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit (808).
  2. Verfahren (800) nach Anspruch 1, wobei das Schaltnetzteil ferner einen galvanisch getrennten Transmitter umfasst; wobei der galvanisch getrennte Transmitter ein Schaltsignal von der Schaltung an die andere Seite des galvanisch getrennten Transmitters überträgt.
  3. Verfahren (800) nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Ermitteln (802) der ersten Spannung das Ermitteln der ersten Spannung unter Verwendung einer Hilfswicklung des Transformators auf der einen Seite des Transformators umfasst.
  4. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Messen der Zeit, während der die erste Spannung der Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, das Messen der Zeit umfasst, während der die erste Spannung der Wicklung an dem Ausgang eines Treiberschalters an einem Abschnitt des Schaltnetzteils bereitgestellt wird.
  5. Verfahren zum Steuern eines Schaltnetzteils, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung umfasst, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für das Schaltnetzteil, wobei das Ermitteln Folgendes umfasst: Ermitteln einer ersten Spannung, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; Ermitteln einer zweiten Spannung, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird; Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und Ermitteln, von einer Schaltung, die sich auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung befindet, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Steuern des Schalters auf der zweiten Seite ein Abschalten des Schalters in Übereinstimmung mit der ermittelten Entmagnetisierungsnullstromzeit umfasst.
  7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, wobei der Schalter auf der zweiten Seite derart gesteuert wird, dass er für eine vordefinierte Zeit vor der ermittelten Entmagnetisierungsnullstromzeit abgeschaltet wird.
  8. Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil, das einen Transformator und einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt, die galvanisch voneinander getrennt sind, und eine Schaltnetzteilsteuerung aufweist, wobei die Schaltungsanordnung Folgendes aufweist: die Schaltnetzteilsteuerung, die sich auf einer Seite des Transformators befindet; eine erste Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer ersten Spannung konfiguriert ist, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; eine zweite Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer zweiten Spannung konfiguriert ist, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird; eine dritte Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, konfiguriert ist; und eine Schaltung, die sich auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung befindet, wobei die Schaltung zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit konfiguriert ist.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, wobei die erste Ermittlungseinheit ferner zum Ermitteln der ersten Spannung unter Verwendung einer Hilfswicklung des Transformators auf der einen Seite des Transformators konfiguriert ist.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, wobei die dritte Ermittlungseinheit zum Messen eines Signals, das einen Strom durch oder eine Spannung an der Wicklung des Transformators repräsentiert; und zum Ermitteln der Zeit unter Verwendung des Signals konfiguriert ist.
  11. Schaltnetzteil, aufweisend: einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind; eine Schaltnetzteilsteuerung, die sich auf einer Seite des Transformators befindet; eine erste Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer ersten Spannung konfiguriert ist, die an eine Seite des Transformators angelegt wird; eine zweite Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer zweiten Spannung konfiguriert ist, die an der anderen Seite des Transformators bereitgestellt wird; eine dritte Ermittlungseinheit, die zum Ermitteln einer Zeit, während der die erste Spannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird, konfiguriert ist; und eine Schaltung, die sich auf der gleichen Seite des Transformators wie die Schaltnetzteilsteuerung befindet, wobei die Schaltung zum Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten ersten Spannung, der ermittelten zweiten Spannung und der ermittelten Zeit konfiguriert ist.
  12. Schaltnetzteil nach Anspruch 11, wobei das Schaltnetzteil ferner einen galvanisch getrennten Transmitter umfasst; wobei der galvanisch getrennte Transmitter zum Übertragen eines Schaltsignals von der Schaltung an die andere Seite des galvanisch getrennten Transmitters konfiguriert ist.
  13. Schaltnetzteil nach Anspruch 11 oder 12, wobei die erste Seite die Primärseite des Transformators ist; und wobei die zweite Seite die Sekundärseite des Transformators ist.
  14. Schaltnetzteil nach Anspruch 11 oder 12, wobei die erste Seite die Sekundärseite des Transformators ist; und wobei die zweite Seite die Primärseite des Transformators ist.
  15. Verfahren zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für ein Schaltnetzteil, das einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist, die galvanisch voneinander getrennt sind, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Ermitteln einer Eingangsspannung der ersten Seite; Ermitteln einer Ausgangsspannung der zweiten Seite; Ermitteln einer Zeit, während der die Eingangsspannung einer Wicklung des Transformators bereitgestellt wird; und Ermitteln, von einer Schaltung, die sich auf der ersten Seite des Schaltnetzteils befindet, der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der ermittelten Eingangsspannung, der ermittelten Ausgangsspannung und der ermittelten Zeit.
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Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US9312775B2 (en) * 2012-08-15 2016-04-12 Flextronics Ap, Llc Reconstruction pulse shape integrity in feedback control environment
CN103066872B (zh) * 2013-01-17 2015-06-17 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种集成开关电源控制器以及应用其的开关电源
US9093911B2 (en) * 2013-03-15 2015-07-28 Flextronics Ap, Llc Switching mode power converter using coded signal control
US9407154B2 (en) * 2013-06-14 2016-08-02 Advanced Charging Technologies, LLC Electrical circuit for delivering power to consumer electronic devices
GB2518863A (en) * 2013-10-03 2015-04-08 Technelec Ltd Galvanically isolated monitoring circuit
US9369054B2 (en) * 2013-11-01 2016-06-14 Dialog Semiconductor Inc. Reducing power consumption of a synchronous rectifier controller
CN105849023A (zh) * 2013-12-19 2016-08-10 奥的斯电梯公司 用于在电源系统中限制过电压的系统和方法
CN105099230B (zh) * 2014-04-16 2018-07-31 华为技术有限公司 谐振变换器和其同步整流变换电路
US20160094130A1 (en) * 2014-09-26 2016-03-31 Apple Inc. Reducing switching losses in flyback converters
US10250144B2 (en) * 2015-07-08 2019-04-02 Infineon Technologies Austria Ag Input voltage detection for a power converter including a transformer having a primary side and a secondary side
TWI599157B (zh) 2015-07-23 2017-09-11 台灣快捷國際股份有限公司 電源轉換器以及其控制方法
US20170187292A1 (en) * 2015-12-28 2017-06-29 Infineon Technologies Austria Ag System and Method for a Switching Circuit
CN106992664B (zh) * 2016-01-21 2019-05-21 产晶积体电路股份有限公司 隔离式电源转换系统
US9780690B2 (en) * 2016-01-28 2017-10-03 Infineon Technologies Austria Ag Resonant decoupled auxiliary supply for a switched-mode power supply controller
US9825546B2 (en) * 2016-03-30 2017-11-21 Infineon Technologies Austria Ag Circuits and methods for auxiliary secondary supply generation with self-starting primary side driver in isolated power converters
US10236779B2 (en) 2016-04-19 2019-03-19 Fairchild Semiconductor Corporation Semiconductor device and method therefor
CN106026703B (zh) * 2016-05-23 2018-07-13 昂宝电子（上海）有限公司 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法
JP7344118B2 (ja) 2016-10-11 2023-09-13 アパルス・パワー・インコーポレイテッド スイッチモード電源コントローラ
US10153702B2 (en) 2017-02-07 2018-12-11 Infineon Technologies Austria Ag Switched-mode power supply controller using a single pin for both input voltage sensing and control of power supply charging
CN106817031B (zh) 2017-02-24 2019-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法
US10033285B1 (en) * 2017-06-19 2018-07-24 Dialog Semiconductor Inc. Secondary controller for a flyback converter including a sense resistor fault detection
CN107872158B (zh) * 2017-11-03 2020-08-18 昂宝电子（上海）有限公司 多模式开关电源的同步整流控制系统和方法
US10461627B2 (en) 2018-02-14 2019-10-29 Silanna Asia Pte Ltd Fractional valley switching controller
US10158296B1 (en) * 2018-04-18 2018-12-18 Nxp B.V. Method and system for saturation control in a flyback switched-mode power supply (SMPS)
TWI657250B (zh) * 2018-05-24 2019-04-21 產晶積體電路股份有限公司 電流檢測方法
US10840817B1 (en) 2019-10-16 2020-11-17 Semiconductor Components Industries, Llc Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters
US11005364B1 (en) 2019-12-18 2021-05-11 Silanna Asia Pte Ltd Frequency jitter utilizing a fractional valley switching controller
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统
JP2022085225A (ja) * 2020-11-27 2022-06-08 富士電機株式会社 電流検出回路、電源回路
CN112821727B (zh) 2021-03-11 2022-06-28 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源系统
US20230155516A1 (en) * 2021-11-18 2023-05-18 Microchip Technology Incorporated Secondary-side flyback converter controller

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000224849A (ja) 1999-01-25 2000-08-11 Samsung Electro Mech Co Ltd ゼロ電圧スイッチングのための同期整流器フライバック回路
CN1101989C (zh) 1999-12-27 2003-02-19 艾默生网络能源有限公司 Dc/dc变换器的自驱动电路
US20040240243A1 (en) 2003-03-14 2004-12-02 Meyer Steven D. Prediction methods and circuits for operating a transistor as a rectifier
DE10322870B4 (de) 2003-05-21 2009-10-01 Infineon Technologies Ag Verfahren zum Betreiben eines Schaltwandlers und Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler
EP1499004B1 (de) 2003-07-17 2012-09-12 Puls Elektronische Stromversorgungen GmbH Verfahren zur Steuerung eines Synchrongleichrichters und Steuersatz für einen Synchrongleichrichter
US20050024897A1 (en) 2003-07-28 2005-02-03 Ta-Yung Yang Synchronized rectifying controller for a forward power converter
JP4126558B2 (ja) 2004-07-02 2008-07-30 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4701763B2 (ja) * 2005-03-15 2011-06-15 サンケン電気株式会社 直流変換装置
US8213193B2 (en) * 2006-12-01 2012-07-03 O2Micro Inc Flyback DC-DC converter with feedback control
US20080137379A1 (en) 2006-12-12 2008-06-12 Hong Mao Pulse width modulation for synchronous rectifiers in DC-DC converters
JP4210868B2 (ja) * 2007-06-15 2009-01-21 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7800923B2 (en) 2008-02-29 2010-09-21 System General Corp. Offline synchronous switching regulator
US7869231B2 (en) 2008-07-31 2011-01-11 Texas Instruments Incorporated System and method for synchronous rectifier drive that enables converters to operate in transition and discontinuous mode
US7791913B1 (en) 2009-05-15 2010-09-07 Grenergy Opto, Inc. Secondary side switch-off timing adjusting method, apparatus, and system using same
JP5391100B2 (ja) * 2010-02-03 2014-01-15 本田技研工業株式会社 電源装置
US8611109B2 (en) 2010-09-30 2013-12-17 Infineon Technologies Ag Flyback converter with an adaptively controlled rectifier arrangement
TWI477051B (zh) * 2011-03-28 2015-03-11 Neoenergy Microelectronics Inc 初次級雙回授控制之返馳式電源轉換器
CN103378751B (zh) * 2012-04-12 2015-04-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关反激式电源变换系统的系统和方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN103780095A (zh) 2014-05-07
US20140112030A1 (en) 2014-04-24
US9602006B2 (en) 2017-03-21

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