DE102017113468A1

DE102017113468A1 - Leistungswandler mit einem autotransformator und verfahren zur leistungswandlung

Info

Publication number: DE102017113468A1
Application number: DE102017113468.9A
Authority: DE
Inventors: Dominik Neumayr; Dominik Bortis; Gerald Deboy; Mattia Guacci; Johann Kolar; Michael Leibl
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2016-06-24
Filing date: 2017-06-20
Publication date: 2017-12-28
Also published as: US10177681B2; US20170373608A1

Abstract

Eine Leistungswandlerschaltung umfasst eine Chopper-Schaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung zu erhalten und eine Chopper-Spannung mit einem alternierenden Spannungspegel basierend auf der Eingangsspannung zu erzeugen, einen Autotransformator mit wenigstens einem Abgriff, wobei der Autotransformator mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, eine Abgriffsspannung an dem wenigstens einen Abgriff zu erzeugen, und eine Selektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Vielzahl von Spannungspegeln zu erhalten. Wenigstens einer dieser Spannungspegel basiert auf der wenigstens einen Abgriffsspannung. Die Selektorschaltung ist weiterhin dazu ausgebildet, eine Selektor-Ausgangsspannung basierend auf der Vielzahl von Spannungspegeln derart zu erzeugen, dass die Selektorschaltung zwei der Vielzahl von Spannungspegeln auswählt und mit einer Schaltfrequenz zwischen den zwei Spannungspegeln hin- und herschaltet.

Description

Die vorliegende Anmeldung betrifft einen Leistungswandler und ein Verfahren zur Leistungswandlung.
Leistungswandlung ist in heutigen Energieversorgungssystemen ein wichtiges Thema. DC/AC-Leistungswandlung ist eine Art der Leistungswandlung, welche das Umwandeln von Gleichstrom in Wechselstrom beinhaltet. Der Gleichstrom wird durch eine Gleichstromleistungsquelle bereitgestellt, wie beispielsweise Photovoltaikanlagen, Batterien oder ähnliche. Der Wechselstrom kann in ein Stromnetz eingespeist werden oder dazu verwendet werden, einen Motor anzutreiben, um nur zwei Beispiele zu nennen.
Ein wichtiger Aspekt bei jeder Art der Leistungswandlung ist es, die Leistung effektiv zu wandeln, das heißt die Verluste, die im Zusammenhang mit der Leistungswandlung auftreten können, so gering wie möglich zu halten.
Ein Beispiel betrifft eine Leistungswandlerschaltung. Die Leistungswandlerschaltung umfasst eine Chopper-Schaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung zu erhalten und eine Chopper-Spannung mit einem sich ändernden Spannungspegel basierend auf der Eingangsspannung zu generieren; einen Autotransformator mit wenigstens einem Abgriff, wobei der Autotransformator mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, eine Abgriffsspannung an dem wenigstens einen Abgriff zu erzeugen; und eine Selektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Vielzahl von Spannungspegeln zu erhalten. Wenigstens einer der Spannungspegel hängt von der wenigstens einen Abgriffsspannung ab und die Selektorschaltung ist dazu ausgebildet, eine Selektor-Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Vielzahl von Spannungspegeln derart zu generieren, dass die Selektorschaltung zwei der Vielzahl von Spannungspegeln auswählt und mit einer Schaltfrequenz zwischen den zwei Spannungspegeln hin und her schaltet.
Ein Beispiel betrifft ein Verfahren. Das Verfahren umfasst das Erhalten einer Eingangsspannung und Generieren einer Chopper-Spannung mit einem sich ändernden Spannungspegel in Abhängigkeit von der Eingangsspannung mittels einer Chopper-Schaltung; das Erzeugen einer Abgriffsspannung an dem wenigstens einen Abgriff mittels eines Autotransformators, welcher mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist; das Erhalten einer Vielzahl von Spannungspegeln mittels einer Selektorschaltung, wobei wenigstens einer der Spannungspegel von der wenigstens einen Abgriffsspannung abhängt; und, mittels der Selektorschaltung, das Erzeugen einer Selektor-Ausgangsspannung in Anhängigkeit von der Vielzahl von Spannungspegeln derart, dass ein Spannungspegel der Selektor-Ausgangsspannung mit einer Schaltfrequenz zwischen zwei ausgewählten der Vielzahl von Spannungspegeln hin und her schaltet.
Ein weiteres Beispiel betrifft eine Leistungswandlerschaltung. Die Leistungswandlerschaltung umfasst eine Chopper-Schaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung zu erhalten und eine Chopper-Spannung mit einem sich ändernden Spannungspegel basierend auf der Eingangsspannung und mit einer Chopper-Frequenz zu erzeugen; einen Autotransformator, welcher wenigstens einen Abgriff aufweist, wobei der Autotransformator mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, eine Abgriffsspannung an dem wenigstens einen Abgriff zu erzeugen; und eine Selektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Vielzahl von Spannungspegeln zu erhalten, wobei wenigstens einer der Spannungspegel von der wenigstens einen Abgriffsspannung abhängt. Die Selektorschaltung ist dazu ausgebildet, eine Selektor-Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Vielzahl der Spannungspegel zu erzeugen. Die Leistungswandlerschaltung weist wenigstens eine Serien-Resonanzschaltung auf welche durch die Chopper-Spannung angeregt wird, wobei Parameter der wenigstens einen Serien-Resonanzschaltung an die Chopper-Frequenz derart angepasst werden, dass die Chopper-Frequenz im Wesentlichen einer Resonanzfrequenz der wenigstens einen Serien-Resonanzschaltung entspricht.
Ein weiteres Beispiel betrifft ein Verfahren. Das Verfahren umfasst das Erhalten einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Chopper-Spannung mit einem sich ändernden Spannungspegel in Abhängigkeit von der Eingangsspannung und mit einer Chopper-Frequenz durch eine Chopper-Schaltung; das Erhalten der Chopper-Spannung und Erzeugen wenigstens einer Abgriffsspannung in Abhängigkeit von der Chopper-Spannung durch einen Autotransformator und das Erhalten einer Vielzahl von Spannungspegeln durch eine Selektorschaltung, wobei wenigstens einer der Spannungspegel von der wenigstens einen Abgriffsspannung abhängt; und das Erzeugen einer Selektor-Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Vielzahl von Spannungspegeln durch die Selektorschaltung. Die Chopper-Frequenz entspricht im Wesentlichen einer Resonanzfrequenz wenigstens einer Serien-Resonanzschaltung, welche eine parasitäre Induktivität des Autotransformators aufweist.
Fachleute auf dem Gebiet werden beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und bei Betrachtung der zugehörigen Figuren zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
Beispiele werden im Weiteren unter Bezugnahme auf die Figuren erläutert. Die Figuren dienen dazu, gewisse Prinzipien darzustellen, so dass nur solche Aspekte dargestellt sind, welche dafür benötigt werden, diese Prinzipien zu verstehen. Die Figuren sind nicht maßstabsgetreu. In den Figuren beziehen sich gleiche Bezugszeichen auf gleiche Merkmale.
1 zeigt ein Beispiel einer Leistungswandlerschaltung, welche eine Chopper-Schaltung, eine Autotransformatorschaltung, eine Gleichrichterschaltung und eine Selektorschaltung aufweist;
2A–2C zeigen Beispiele von Zeitdiagrammen einer Eingangsspannung, einer Chopper-Ausgangsspannung und einer Selektor-Ausgangsspannung in der in 1 dargestellten Leistungswandlerschaltung;
3A und 3B zeigen Beispiele von Zeitdiagrammen einer Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung in der in 1 dargestellten Leistungswandlerschaltung;
4 zeigt Beispiele der Chopper-Schaltung, der Autotransformatorschaltung, der Gleichrichterschaltung und der Selektorschaltung in größerem Detail;
5 zeigt Zeitdiagramme der Ansteuersignale einer Halbbrücke, welche in der in 4 dargestellten Chopper-Schaltung enthalten ist;
6 zeigt ein Beispiel einer Ansteuerschaltung in der Selektorschaltung aus 5;
7 zeigt Beispiele von Zeitdiagrammen von Signalen in der Ansteuerschaltung aus 6;
8 zeigt ein Beispiel einer Gleichrichterstufe in der Gleichrichterschaltung aus 5;
9 zeigt ein Beispiel eines Zeitdiagramms einer Abgriffsspannung, welche am Eingang der Gleichrichterstufe aus 8 erhalten wird;
10 zeigt ein Beispiel einer Leistungswandlerschaltung, welche auf der in 5 dargestellten Leistungswandlerschaltung basiert und welche eine optionale Filterschaltung aufweist, welche in größerem Detail dargestellt ist;
11 zeigt Zeitdiagramme, welche eine Art und Weise des Betriebs einer Entfaltungsschaltung in der Filterschaltung aus 10 darstellen;
12–14B zeigen Zeitdiagramme von Signalen, welche in der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung auftreten;
15A und 15B zeigen ein Verfahren zum Bestimmen parasitärer Induktivitäten eines Autotransformators;
16A–16C zeigen wie das in 15 dargestellte Verfahren auf den in 10 dargestellten Autotransformator angewendet werden kann;
17 zeigt eine Gleichrichterschaltung und eine Selektorschaltung gemäß einem weiteren Beispiel;
18 zeigt eine Chopper-Schaltung, eine Autotransformatorschaltung und eine Gleichrichterschaltung gemäß einem weiteren Beispiel;
19 zeigt eine Chopper-Schaltung und eine Autotransformatorschaltung gemäß einem weiteren Beispiel;
20 zeigt eine Chopper-Schaltung und eine Autotransformatorschaltung gemäß einem weiteren Beispiel;
21 zeigt eine Leistungswandlerschaltung gemäß einem weiteren Beispiel; und
22 zeigt Zeitdiagramme einer Selektor-Ausgangsspannung und einer Leistungswandler-Ausgangsspannung der in 21 dargestellten Leistungswandlerschaltung.
In der folgenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Figuren Bezug genommen. Die Figuren bilden einen Teil der Beschreibung und zeigen zur Veranschaulichung verschiedene Ausführungsformen in welchen die Erfindung ausgeführt werden kann. Es soll verstanden werden, dass die Merkmale der verschiedenen Ausführungsformen wie sie hierin beschrieben sind, miteinander kombiniert werden können, sofern nicht anders angegeben.
1 zeigt ein Beispiel einer Leistungswandlerschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsleistung P_IN, welche an einem Eingang 11, 12 erhalten wird in eine Ausgangsleistung p_OUT umzuwandeln, welche an einem Ausgang 13, 14 bereitgestellt wird. Die Eingangsleistung P_IN wird definiert als das Produkt eines Eingangsstromes I_IN, welcher an dem Eingang 11, 12 erhalten wird und einer Eingangsspannung V_IN zwischen einem ersten Eingangsknoten 11 und einem zweiten Eingangsknoten 12 des Eingangs, so dass gilt P_IN = V_IN·I_IN. Die Ausgangsleistung p_OUT wird definiert als das Produkt eines Ausgangsstromes i_OUT, welcher an dem Ausgang 13, 14 bereitgestellt wird und einer Ausgangsspannung v_OUT zwischen einem ersten Ausgangsknoten 13 und einem zweiten Ausgangsknoten 14 des Ausgangs, so dass gilt p_OUT = v_OUT·i_OUT. Eine Last Z (in 1 in gestrichelten Linien dargestellt) kann die Ausgangsleistung p_OUT, welche durch die Leistungswandlerschaltung bereitgestellt wird, erhalten.
Gemäß einem Beispiel ist die Eingangsleistung P_IN eine DC-(Gleichstrom)-Leistung, das heißt, die Eingangsspannung V_IN ist eine Gleichspannung und der Eingangsstrom I_IN ist ein Gleichstrom. Gemäß einem Beispiel ist die Leistungswandlerschaltung dazu ausgebildet, die am Eingang 11, 12 erhaltene DC-Leistung in eine AC-(Wechselstrom)-Leistung am Ausgang 13, 14 umzuwandeln, so dass der Ausgangsstrom i_OUT ein Wechselstrom ist und die Ausgangsspannung v_OUT eine Wechselspannung ist. Gemäß einem Beispiel ist die Last Z ein Stromnetz. In diesem Beispiel wird der Signalverlauf der Ausgangsspannung v_OUT durch die Last Z definiert und die Leistungswandlerschaltung kann den Ausgangsstrom i_OUT derart erzeugen, dass er zu der Ausgangsspannung v_OUT in Phase ist oder einen vorgegebenen Phasenunterschied in Bezug auf die Ausgangsspannung v_OUT aufweist. Gemäß einem weiteren Beispiel ist die Last Z ein Motor, welcher durch die Ausgangsleistung p_OUT angetrieben wird. In diesem Fall definiert die Leistungswandlerschaltung den Signalverlauf der Ausgangsspannung v_OUT. Die am Eingang 11, 12 erhaltene DC-Leistung kann durch eine herkömmliche DC-Leistungsquelle (in den Figuren nicht dargestellt) bereitgestellt werden, wie beispielsweise eine Photovoltaikanlage (engl.: photovoltaic (PV) panel), eine Batterieanordnung, eine Brennstoffzellenanordnung, oder ähnlichem.
Im Folgenden werden Großbuchstaben, wie beispielsweise V und I dazu verwendet, um Gleichströme, Gleichspannungen und Durchschnittswerte (Mittelwerte) von Wechselströmen und Wechselspannungen anzugeben. Kleinbuchstaben, wie beispielsweise v und i werden dazu verwendet, Wechselspannungen und Wechselströme anzugeben.
Bezugnehmend auf 1, weist die Leistungswandlerschaltung eine Chopper-Schaltung 2 auf. Die Chopper-Schaltung ist dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V_IN zu erhalten und basierend auf der Eingangsspannung V_IN eine Chopper-Spannung v2 mit einem alternierend variierenden Signalpegel zu erzeugen. Eine Autotransformatorschaltung 3, welche einen Autotransformator 31 aufweist, empfängt die Chopper-Spannung v2 und ist dazu ausgebildet, wenigstens eine Abgriffsspannung v3₁, v3₂ basierend auf der Chopper-Spannung v2 zu erzeugen. Beispiele dafür, wie die Autotransformatorschaltung 3 die wenigstens eine Abgriffsspannung v3₁, v3₂ aus der Chopper-Spannung v2 erzeugen kann, werden im Weiteren in größerem Detail beschrieben. Eine Gleichrichterschaltung 4 empfängt die wenigstens eine Abgriffsspannung v3₁, v3₂ von der Autotransformatorschaltung 3 und ist dazu ausgebildet, wenigstens eine Zwischenspannung V4₁, V4₂ aus der wenigstens einen Abgriffsspannung v3₁, v3₂ zu erzeugen. Die wenigstens eine Zwischenspannung V4₁, V4₂ wird im Folgenden auch als Zwischenkreisspannung bezeichnet.
Gemäß einem, in 1 dargestellten Beispiel, stellt die Autotransformatorschaltung 31 eine Vielzahl von Abgriffsspannungen v3₁, v3₂ bereit. Lediglich zum Zwecke der Erläuterung weist die Vielzahl von Abgriffsspannung v3₁, v3₂ in dem in 1 dargestellten Beispiel zwei Spannungen v3₁, v3₂ auf, wobei jede dieser Abgriffsspannungen v3₁, v3₂ an einem Abgriff 32 ₁, 32 ₂ des Autotransformators 32 verfügbar ist. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel, die Autotransformatorschaltung 3 kann mit einer beliebigen Anzahl von Abgriffen implementiert werden, so dass eine beliebige Anzahl von Abgriffsspannungen erzeugt werden kann. Jeder Abgriff 32 ₁, 32 ₂ der Autotransformatorschaltung 3 ist ein Schaltungsknoten zwischen zwei entsprechenden Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n des Autotransformators 31. Diese Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n sind in Serie zueinander geschaltet und induktiv miteinander gekoppelt. Gemäß einem Beispiel wird jede Zwischenkreisspannung V4₁, V4₂ aus einer Abgriffsspannung v3₁, v3₂ erzeugt, so dass die Anzahl der Abgriffsspannungen der Anzahl von Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ entspricht.
Bezugnehmend auf 1, empfängt eine Selektorschaltung 5 die wenigstens eine Zwischenkreisspannung V4₁, V4₂ und erzeugt eine Selektor-Ausgangsspannung v5 basierend auf der wenigstens einen Zwischenkreisspannung V4₁, V4₂. Optional empfängt die Selektorschaltung 5 weiterhin die Eingangsspannung V_IN, um die Selektor-Ausgangsspannung v5 basierend auf der wenigstens einen Zwischenkreisspannung V4₁, V4₂ und der Eingangsspannung V_IN zu erzeugen. Gemäß einem Beispiel ist die Selektor-Ausgangsspannung v5 die Ausgangsspannung v_OUT der Leistungswandlerschaltung. Gemäß einem anderen Beispiel wird die Ausgangsspannung v_OUT aus der Selektor-Ausgangsspannung v5 mittels einer Filterschaltung 6 erzeugt, welche zwischen die Selektorschaltung 5 und den Ausgang 13, 14 geschaltet ist. Gemäß einem weiteren Beispiel, erzeugt ein in Serie geschalteter Spannungsregler die Ausgangsspannung v_OUT basierend auf der Selektor-Ausgangsspannung v5.
Die 2A–2C zeigen Beispiele von Zeitdiagrammen einiger der Signale, welche in einer Leistungswandlerschaltung der in 1 dargestellten Art während des Betriebs auftreten. 2A zeigt ein Zeitdiagramm der Eingangsspannung V_IN, 2B zeigt ein Zeitdiagramm der Chopper-Spannung v2 und 2C zeigt Zeitdiagramme der Selektor-Ausgangsspannung v5 und der Ausgangsspannung v_OUT. In dem in 2A dargestellten Beispiel ist die Eingangsspannung V_IN eine Gleichspannung mit einem Spannungspegel V_IN0. Bezugnehmend auf 2B, kann die Chopper-Schaltung 2 die Chopper-Spannung v2 derart erzeugen, dass diese eine rechteckförmige Spannung basierend auf der Eingangsspannung V_IN ist. Gemäß einem Beispiel ist die Chopper-Spannung v2 eine periodische Spannung, welche ihren Signalpegel periodisch wechselt zwischen V2 + v2' und V2 – v2', wobei V2 einen Mittelwert der Chopper-Spannung v2 und v2' die Amplitude bezeichnet. In 2B bezeichnet T2 eine Periode der Chopper-Spannung v2 und f2 = 1/T2 bezeichnet die Frequenz der Chopper-Spannung v2. In jeder Periode der Chopper-Spannung v2 gibt es einen Zeitraum, in welchem die Chopper-Spannung v2 den niedrigen Pegel V2 – v2' aufweist und einen Zeitraum, in welchem die Chopper-Spannung v2 den höheren Pegel V2 + v2' aufweist. Gemäß einem Beispiel sind diese Zeiträume gleich lang, das heißt, die Chopper-Spannung v2 weist den niedrigen Pegel V2 – v2' für 50% der Periode T2 und den höheren Pegel V2 + v2' für 50% der Periode T2 auf.
Die Selektorschaltung 5 kann die Ausgangsspannung v_OUT erzeugen. Alternativ dazu kann die Selektorschaltung 5 eine Spannung erzeugen, aus welcher der optionale Filter 6 die Ausgangsspannung v_OUT erzeugt. 2C zeigt ein Beispiel dafür, wie die Selektorschaltung 5 die Selektor-Ausgangsspannung basierend auf zwei Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ und der Eingangsspannung V_IN erzeugen kann. 2C zeigt weiterhin den Signalverlauf einer Ausgangsspannung, welche durch Tiefpassfiltern der Selektor-Ausgangsspannung v5 erhalten wird. In dem in 2C dargestellten Beispiel kann die Selektor-Ausgangsspannung vier verschiedene Spannungspegel aufweisen, welche ausgewählt werden aus 0 (Null), den zwei Abgriffsspannungen V4₁, V4₂, und dem Eingangsspannungspegel V_IN0. Lediglich zum Zwecke der Erläuterung sind die einzelnen Spannungspegel derart dargestellt, dass V4₁ = 1/3·V_IN0 und V4₂ = 2/3·V_IN0. In diesem Fall sind Spannungsunterschiede zwischen benachbarten Spannungspegeln gleich, nämlich 1/3·V_IN0. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Die Spannungspegel der Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ können auch derart erzeugt werden, dass Spannungsunterschiede zwischen benachbarten Spannungspegeln nicht gleich sind.
Die Selektorschaltung 5 erzeugt die Selektor-Ausgangsspannung v5 derart, dass zu jedem Zeitpunkt ein Spannungspegel der Selektor-Ausgangsspannung v5 einem der verschiedenen Spannungspegel 0, V4₁, V4₂, V_IN0, welche die Selektorschaltung 5 empfängt, entspricht. Bezugnehmend auf das oben stehende, kann die Ausgangsspannung v_OUT aus der Selektor-Ausgangsspannung v5 mittels Tiefpassfiltern erzeugt werden. Wenn beispielsweise ein gewünschter (momentaner) Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT einem der Spannungspegel entspricht, welche von der Selektorschaltung 5 erhalten werden, kann die Selektorschaltung 5 den entsprechenden Spannungspegel einfach zu seinem Ausgang durchlassen. Wenn jedoch ein gewünschter (momentaner) Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT zwischen zwei benachbarten (aufeinander folgenden) Spannungspegeln liegt, welche von der Selektorschaltung 5 erhalten werden, kann die Selektorschaltung die Ausgangsspannung v_OUT durch Hin- und Herschalten zwischen zwei benachbarten Gleichspannungspegeln entsprechend einer Schaltfrequenz annähern. Die Ausgangsspannung v_OUT ist dann das Ergebnis einer Tiefpassfilterung der Selektor-Ausgangsspannung v5, wobei der Tiefpassfilter derart implementiert werden kann, dass seine Grenzfrequenz unterhalb der Schaltfrequenz der Selektorschaltung 5 aber höher als eine maximale Frequenz der Ausgangsspannung v_OUT liegt. In dem in 1 dargestellten Beispiel ist die Ausgangsspannung eine sinusförmige Spannung (oder eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung), wobei lediglich eine Halbperiode (oder eine Periode) dargestellt ist. Die Frequenz einer solchen sinusförmigen Spannung ist wesentlich geringer, zum Beispiel weniger 1/100, weniger als 1/1000, oder sogar weniger als 1/10000 der Schaltfrequenz der Selektorschaltung 5. In dem in 2C dargestellten Beispiel schaltet die Selektorschaltung 5 lediglich zwischen direkt aufeinander folgenden Spannungspegeln hin und her. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Die Selektorschaltung 5 kann auch zwischen Spannungspegeln hin- und herschalten, welche nicht direkt aufeinander folgen. Das heißt beispielsweise, dass die Selektorschaltung 5 zwischen 0 und dem Spannungspegel V4₂ hin- und herschalten kann, wobei 0 und V4₂ keine direkt aufeinander folgenden Spannungspegel sind, da ein weiterer Spannungspegel V4₁ zwischen 0 und V4₂ liegt.
Gemäß einem Beispiel arbeitet die Selektorschaltung 5 in Übereinstimmung mit einem Modulationsindex m. Der Modulationsindex m wird definiert durch ein Verhältnis zwischen einem momentanen Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT und der maximalen Zwischenkreisspannung, wobei in diesem Beispiel die Eingangsspannung V_IN auch als eine der Zwischenkreisspannungen angesehen wird. In dem in 2C dargestellten Beispiel ist die maximale Zwischenkreisspannung die Eingangsspannung V_IN0. In dem in 2C dargestellten Beispiel ist der Modulationsindex m = 1, wenn der momentane Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT der Eingangsspannung V_IN0 entspricht, m = 0, wenn die Ausgangsspannung v_OUT Null ist und m = 1/3, wenn beispielsweise v_OUT = V4₁.
Bezugnehmend auf 2C definieren die Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ und die Eingangsspannung V_IN eine Vielzahl direkt aufeinander folgender Spannungspegel, wobei jedes Paar von direkt aufeinander folgenden Spannungspegeln ein Spannungsintervall definiert. In dem in 2C dargestellten Beispiel liegen diese Spannungsintervalle zwischen 0 und V4₁, zwischen V4₁ und V4₂ und zwischen V4₂ und V_IN. Die Selektor-Ausgangsspannung v5 wird derart erzeugt, dass die Selektorschaltung 5 mit einer Schaltfrequenz f4 (welche weiter unten beschrieben wird) zwischen zwei der Spannungspegel hin- und herschaltet. Gemäß einem Beispiel ist die Selektorschaltung 5 dazu ausgebildet, dass sie lediglich zwischen den Spannungspegeln eines Intervalls hin- und herschaltet, wobei die Wahl des Intervalls von dem gewünschten Spannungspegel der Ausgangsspannung abhängt. Im letzteren Fall wird die maximale Spannungsschwankung zu einem Zeitpunkt durch die Spannung gegeben, welche ein Intervall definiert, lediglich wenn die Selektorschaltung 5 von einem ersten Intervall zu einem zweiten Intervall schaltet, kann die Schwankung größer sein, nämlich die Summe der Spannungen, welche das erste Intervall und das zweite Intervall definieren. Die ”Spannung, die ein Intervall definiert” ist die Spannung zwischen den zwei Spannungspegeln, welche das Intervall definieren (umgrenzen).
Die 3A und 3B zeigen zwei verschiedene Beispiele dafür, wie die Selektorschaltung 5 einen bestimmten momentanen Pegel der Ausgangsspannung v_OUT basierend auf zwei benachbarten Zwischenkreisspannungen approximieren kann. Diese Zwischenkreisspannungen werden in den 3A und 3B als V4₁ und V4_i+1 bezeichnet. Diese Zwischenkreisspannungen V4_i, V4_i+1 können jegliche zwei direkt benachbarte Zwischenkreisspannungen, wie in 2C dargestellt, repräsentieren, wobei V_IN0 auch als V4_n bezeichnet wird und 0 (Null) in 2C auch als V4₀ bezeichnet wird. Bezugnehmend auf die 3A und 3B arbeitet die Selektorschaltung 5 mit einer Schaltfrequenz f4, so dass es eine Vielzahl aufeinander folgender Betriebszyklen gibt, von denen jeder eine Dauer von T4 = 1/f4 aufweist. Die Schaltfrequenz f4 der Selektorschaltung 5 kann höher, niedriger oder gleich der Frequenz der Chopper-Spannung f2 sein. Gemäß einem Beispiel wird jede dieser Frequenzen f2 und f4 ausgewählt aus zwischen mehreren Kilohertz (kHz) und mehreren Megahertz (MHz), insbesondere zwischen 10 kHz und 1 MHz.
Wenn der gewünschte momentane Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT in jedem der Vielzahl von aufeinander folgenden Betriebszyklen zwischen den benachbarten Zwischenkreisspannungen V4_i, V4_i+1 liegt, gibt es einen Zeitraum T4_i, während welchem die niedrigere V4_i der zwei benachbarten Zwischenkreisspannungen V4_i, V4_i+1 durch die Selektorschaltung 5 ausgegeben wird, und einen Zeitraum T4_i+1, während welchem die höhere V_4i+1 der zwei benachbarten Zwischenkreisspannungen V4_i, V4_i+1 durch die Selektorschaltung 5 ausgegeben wird. Ein Verhältnis zwischen T4_i+1 und T4_i ist davon abhängig, in welchem Verhältnis der momentane Pegel der Eingangsspannung v_OUT und die zwei Zwischenkreisspannungen V4_i, V4_i+1 zueinander stehen. 3A zeigt ein Beispiel in welchem die Ausgangsspannung v_OUT näher zu der höheren Zwischenkreisspannung V4_i+1 liegt, so dass T4_i+1 länger ist, als T4_i. 3B zeigt ein Beispiel in welchem die Ausgangsspannung v_OUT näher zu V4_i liegt, so dass T4_i länger ist, als T4_i+1. Allgemein kann ein Verhältnis zwischen T4_i+1 und T4 ausgedrückt werden als
und T4_i ist gegeben durch T4_i = T4 – T4_i+1 (1b).
Im Allgemeinen, wenn v_OUT = m·V_IN0, wobei m der Modulationsindex ist, und wenn V4_i ≤ v_OUT ≤ V4_i+1, kann ”a” auch ausgedrückt werden als
wobei m_i = V4_i/V_IN0 und m_i+1 = V4_i+1/V_IN0.
4 zeigt ein Beispiel einer Leistungswandlerschaltung der in 1 dargestellten Art in größerem Detail. In diesem Beispiel weist die Chopper-Schaltung 2 eine Halbbrücke mit einem High-Side Schalter 21 _H und einem Low-Side Schalter 21 _L auf. Der High-Side Schalter 21 _H und der Low-Side Schalter 21 _L sind in Serie zwischen den ersten Eingangsknoten 11 und den zweiten Eingangsknoten 12 geschaltet. Ein Kondensator 22, welcher im Weiteren auch als Chopper-Kondensator 22 bezeichnet wird, ist zwischen einen Abgriff der Halbbrücke und einen Ausgang 24 der Chopper-Schaltung 2 geschaltet. Der ”Abgriff” der Halbbrücke ist ein Schaltungsknoten, welcher dem High-Side Schalter 21 _H und dem Low-Side Schalter 21 _L gemeinsam ist. Die Chopper-Spannung v2 ist zwischen dem Ausgang 24 der Chopper-Schaltung 2 und einem Referenzknoten verfügbar, welcher in dem vorliegenden Beispiel der zweite Eingangsknoten 12 ist. Optional ist ein Eingangskondensator 23 zwischen den ersten Eingangsknoten 11 und den zweiten Eingangsknoten 12 geschaltet. Der High-Side Schalter 21 _H und der Low-Side Schalter 21 _L schalten in Abhängigkeit von einem entsprechenden Ansteuersignal S21_H, S21_L ein und aus, welches durch eine Treiberschaltung 25 erzeugt wird. Die Treiberschaltung 25 schaltet den High-Side Schalter 21 _H und den Low-Side Schalter 21 _L abwechselnd ein und aus, so dass zu jedem Zeitpunkt jeweils nur entweder der High-Side Schalter 21 _H oder der Low-Side Schalter 21 _L eingeschaltet ist. Die Treiberschaltung 25 betreibt den High-Side Schalter 21 _H und den Low-Side Schalter 21 _L in Abhängigkeit von der gewünschten Frequenz f2 der Chopper-Schaltung v2, welche unter Bezugnahme auf 2B beschrieben wurde. Gemäß einem Beispiel betreibt die Treiberschaltung 25 den High-Side Schalter 21 _H und den Low-Side Schalter 21 _L mit einem Tastverhältnis von 50%. Das heißt, dass jeder der High-Side Schalter 21 _H und der Low-Side Schalter 21 _L für 50% einer Periode T2 eingeschaltet ist. Dies wird im Weiteren unter Bezugnahme auf 5 beschrieben.
5 zeigt Beispiele von Zeitdiagrammen der Ansteuersignale S21_H, S21_L des High-Side Schalters 21 _H und des Low-Side Schalters 21 _L. Bezugnehmend auf 5, kann jedes dieser Ansteuersignale S21_H, S21_L einen Einschaltpegel, welcher den entsprechenden Schalter einschaltet, und einen Ausschaltpegel aufweisen, welcher den entsprechenden Schalter ausschaltet. Lediglich zum Zwecke der Erläuterung ist in dem in 5 dargestellten Beispiel der Einschaltpegel ein hoher Signalpegel und der Ausschaltpegel ein niedriger Signalpegel. Im Folgenden ist eine Einschaltperiode des entsprechenden Ansteuersignals S21_H, S21_L ein Zeitraum in welchem das entsprechende Ansteuersignal S21_H, S21_L einen Einschaltpegel aufweist, und eine Ausschaltperiode ist ein Zeitraum, in welchem das entsprechende Ansteuersignal S21_H, S21_L einen Ausschaltpegel aufweist. Bezugnehmend auf 5 überlappen die Einschaltperioden der zwei Ansteuersignale S21_H, S21_L nicht, so dass zu jedem Zeitpunkt jeweils entweder nur der High-Side Schalter 21 _H oder nur der Low-Side Schalter 21 _L eingeschaltet ist. Gemäß einem Beispiel (in 5 nicht dargestellt) gibt es eine Totzeit zwischen dem Zeitpunkt zu welchem entweder der High-Side Schalter 21 _H oder der Low-Side Schalter 21 _L ausgeschaltet wird und dem Zeitpunkt, zu welchem der andere des High-Side Schalters 21 _H und des Low-Side Schalters 21 _L eingeschaltet wird. Dies kann dazu dienen, einen Querstrom in der Halbbrücke sicher zu verhindern. Bezugnehmend auf 5 ist eine Zeitdauer der Einschaltperioden jedes der Ansteuersignale S21_H und S21_L gleich T4/2. Das heißt, sowohl der High-Side Schalter 21 _H, als auch der Low-Side Schalter 21 _L werden mit einem Tastverhältnis von 50% betrieben (das Tastverhältnis ist das Verhältnis zwischen der Einschaltperiode und der gesamten Periode T4 eines Schaltzyklusses).
Eine Chopper-Schaltung 2, wie unter Bezugnahme auf die 4 und 5 beschrieben, erzeugt eine Chopper-Spannung v2, welche ein Zeitdiagramm aufweist wie es in 2B dargestellt ist, in welchem der Durchschnittswert (Mittelwert) Null ist, das heißt, V2 = 0, und in welchem die Amplitude v2' halb so groß ist wie der Spannungspegel der Eingangsspannung V_IN, das heißt, v2' = V_IN0/2. In der in 4 dargestellten Chopper-Schaltung 2 alterniert die Chopper-Spannung v2 daher zwischen +V_IN0/2 und –V_IN0/2 mit einer Frequenz von f2, wobei in jeder Phase der Chopper-Spannung für die Hälfte der Zeitspanne T4 der untere Spannungspegel –V_IN0 vorliegt und für die Hälfte der Zeitspanne T4 der obere Pegel +V_IN0 vorliegt.
In der in 4 dargestellten Leistungswandlerschaltung enthält der Autotransformator 31 die Chopper-Spannung v2. Das heißt, der Autotransformator 31 ist mit dem Ausgang 24 der Chopper-Schaltung 2 gekoppelt, so dass die Chopper-Spannung v2 dem Autotransformator 31 zugeführt wird, welcher eine Serienschaltung mit einer Vielzahl von Wicklungen 31 ₁, 312, 31 _n aufweist, welche induktiv gekoppelt sind. Lediglich zum Zwecke der Erläuterung weist der in 4 dargestellte Autotransformator 31 n = 3 Wicklungen und n – 1 = 2 Abgriffe 32 ₁, 32 ₂ auf. An jedem dieser Abgriffe 32 ₁, 32 ₂ ist eine Abgriffsspannung v3₁, v3₂ verfügbar. Jede Abgriffsspannung v3₁, v3₂ ist im Wesentlichen proportional zu der Chopper-Spannung v2, welche von dem Autotransformator 31 erhalten wird, wobei ein Proportionalitätsfaktor zwischen einer Abgriffsspannung und der Chopper-Spannung v2 von der Anzahl an Windungen der einzelnen Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n abhängt. Eine erste Abgriffsspannung v3₁ ist beispielsweise die Spannung über einer ersten Wicklung 31 ₁. Diese erste Abgriffsspannung v3₁ wird gegeben durch
wobei N₁ die Anzahl an Windungen der ersten Wicklung 21 ₁ und N_tot die Gesamtzahl von Wicklungen in dem Autotransformator 31 ist. In dem in 4 dargestellten Beispiel, in welchem der Autotransformator 31 drei Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n aufweist, gilt N_tot = N₁ + N₂ + N_n (4), wobei N₂ die Anzahl an Windungen einer zweiten Wicklung 31 ₂ und N_n die Anzahl an Windungen einer n-ten (in diesem Beispiel der dritten) Wicklung 31n ist. In dem in 4 dargestellten Beispiel ist eine zweite Abgriffsspannung v3₂, welche die Spannung zwischen dem zweiten Abgriff 31 ₂ und dem Referenzknoten (in diesem Beispiel dem zweiten Eingangsknoten) ist, eine Spannung über der ersten Wicklung 31 ₁ und der zweiten Wicklung 31 ₂, so dass die zweite Abgriffsspannung v3₂ gegeben wird durch
Gemäß einem Beispiel weisen die einzelnen Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n die gleiche Anzahl an Windungen auf, das heißt N₁ = N₂ = N_n. In diesem Fall gilt v3₁ = 1/3·v2 und v3₂ = 2/3·v2. Wenn der Autotransformator 31 eine beliebige Anzahl von n Wicklungen aufweist, von welchen jede dieselbe Anzahl von Windungen aufweist, können n – 1 verschiedene Abgriffsspannungen v3_k erhalten werden, wobei jede dieser Abgriffsspannungen gegeben wird durch v3_k = k / n·v2 (6), wobei k ausgewählt wird aus zwischen 0 und n – 1.
In dem in 4 dargestellten Beispiel weist die Gleichrichterschaltung 4 mehrere Gleichrichterstufen (in diesem Beispiel zwei) 4 ₁, 4 ₂ auf, wobei jede dieser Gleichrichterstufen 4 ₁, 4 ₂ eine der Abgriffsspannungen v3₁, v3₂ erhält und dazu ausgebildet ist, eine der Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ in Abhängigkeit von der entsprechenden Abgriffsspannung v3₁, v3₂ zu erzeugen.
Bezugnehmend auf 4 empfängt die Selektorschaltung 5 neben den Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ die Eingangsspannung V_IN und weist eine Vielzahl von Schaltern 51 ₀–51 _n auf, wobei jeder dieser Schalter dazu ausgebildet ist, eine der Vielzahl von Spannungen, welche durch die Selektorschaltung 5 erhalten werden, mit einem Ausgang 52 der Selektorschaltung 5 zu verbinden. Die von der in 4 dargestellten Selektorschaltung 5 erhaltenen Spannungen (Spannungspegel) sind die Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂, welche durch die Gleichrichterstufen 4 ₁, 4 ₂ ausgegeben werden und die Eingangsspannung V_IN. In diesem Beispiel dient jeder der in 4 dargestellten Schalter 51 ₁, 51 ₂ dazu, eine der Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ mit dem Ausgang 52 zu verbinden, und ein Schalter 51 _n dient dazu, die Eingangsspannung V_IN mit dem Ausgang 52 zu verbinden. Die Selektorschaltung 5 weist weiterhin einen Schalter 51 ₀ auf, welcher zwischen den Ausgang 52 und den zweiten Eingangsknoten 12, welcher in der in 4 dargestellten Leistungswandlerschaltung als Referenzknoten dient, geschaltet ist, wobei die Ausgangsspannung v5 Null ist, wenn dieser Schalter 51 ₀ eingeschaltet ist. Die einzelnen Schalter 51 ₀–51 _n werden durch Ansteuersignale S51₀–S51_n angesteuert, welche durch eine Ansteuerschaltung 52 erzeugt werden. Gemäß einem Beispiel ist die Ansteuerschaltung 52 dazu ausgebildet, die Ansteuersignale S51₀–S51_n derart zu erzeugen, dass zu jedem Zeitpunkt jeweils nur einer der Schalter 51 ₀–51 _n eingeschaltet ist.
Ein Beispiel der Ansteuerschaltung 52 wird unter Bezugnahme auf 6 beschrieben. 6 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels der Ansteuerschaltung 52, welche den Betrieb der Selektorschaltung 5 steuert und daher auch die Selektor-Ausgangsspannung v5 steuert. Die in 6 dargestellte Ansteuerschaltung 52 erzeugt die Selektor-Ausgangsspannung v5 derart, dass die Eingangsspannung V_IN geregelt wird und der Ausgangsstrom i_OUT (vergleiche 1) einen vorgegebenen Signalverlauf aufweist. Diese Ansteuerschaltung 52 empfängt ein Eingangsspannungssignal S_VIN, welches die Eingangsspannung V_IN repräsentiert. Dieses Eingangsspannungssignal S_VIN kann mittels jeglicher Art von Spannungsmessschaltung erzeugt werden, welche in den Figuren nicht dargestellt ist. Ein Fehlerfilter 521 empfängt das Eingangsspannungssignal S_VIN und vergleicht das Eingangsspannungssignal S_VIN mit einem Eingangsspannungsreferenzsignal S_VIN-REF. Dieses Eingangsspannungsreferenzsignal S_{VIN_REF} repräsentiert einen gewünschten Spannungspegel der Eingangsspannung V_IN. Der Fehlerfilter 521 berechnet einen Unterschied zwischen dem Eigangsspannungssignal S_VIN und dem Eingangsspannungsreferenzsignal S_VIN-REF und erzeugt ein Eingangsspannungsfehlersignal S_VIN-ERR basierend auf diesem Unterschied. Gemäß einem Beispiel wird das Eingangsspannungsfehlersignal S_VIN-ERR durch Filtern dieses Unterschiedes erhalten, unter Verwendung eines von einem Integralfilter (I), einem Proportional-Integral-Filter (PI), einem Proportional-Integral-Derivativ-Filter (PID), oder ähnlichem. Ein Multiplikator 522 empfängt das Eingangsspannungsfehlersignal S_VIN-ERR und ein Signal, welches einen gewünschten Signalverlauf des Ausgangsstroms i_OUT repräsentiert.
Gemäß einem Beispiel speist die Leistungswandlerschaltung den Ausgangsstrom i_OUT in ein Stromnetz, so dass die Ausgangsspannung v_OUT durch das Stromnetz definiert wird, und so dass es wünschenswert ist, den Ausgangsstrom i_OUT derart zu erzeugen, dass er mit dem Ausgangsstrom v_OUT in Phase ist oder einen vorgegebenen Phasenunterschied relativ zu der Ausgangsspannung v_OUT aufweist. In jedem Fall wird der gewünschte Signalverlauf des Ausgangsstromes i_OUT durch die Ausgangsspannung v_OUT gegeben. Das Signal, welches den gewünschte Signalverlauf des Ausgangsstromes i_OUT definiert, ist in diesem Beispiel ein Ausgangsspannungssignal S_vOUT. Das Ausgangsspannungssignal S_vOUT kann durch Messen der Ausgangsspannung v_OUT unter Verwendung jeglicher Messschaltung (in den Figuren nicht dargestellt) erhalten werden. Durch Multiplizieren des Ausgangsspannungssignals S_vOUT und des Eingangsspannungsfehlersignal S_VIN-ERR erzeugt der Multiplikator 522 ein Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF, welches den gewünschten Ausgangsstrom i_OUT definiert. Basierend auf diesem Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF erzeugt der die Ansteuerschaltung 52 ein Ausgangsstromfehlersignal S_iOUT-ERR durch Subtrahieren eines Ausgangsstromsignals S_iOUT oder einer gefilterten Version dieses Ausgangsstromsignals S_iOUT von dem Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF. Ein optionales Filter 524, welches das Ausgangsstromsignal S_iOUT filtert, um eine gefilterte Version des Ausgangsstromsignals S_iOUT zu erhalten, ist beispielsweise ein Tiefpassfilter. Das Ausgangsstromsignal S_iOUT kann durch Messen des Ausgangsstromes i_OUT unter Verwendung jeglicher Art von Strommessschaltung (in den Figuren nicht dargestellt) erhalten werden.
Bezugnehmend auf 6 wird das Ausgangsstromfehlersignal S_iOUT-ERR von einem weiteren Filter 525 erhalten, welcher aus dem Ausgangsstromfehlersignal S_iOUT-ERR, den Modulationsindex m erzeugt. Gemäß einem Beispiel weist der Filter 525 eines auf von einer Integral-Charakteristik (I-Charakteristik), einer Proportional-Integral-Charakteristik (PI-Charakteristik), oder einer Proportional-Integral-Derivativ-Charakteristik (PID-Charakteristik). Ein Modulator 526 empfängt den Modulationsindex m und erzeugt die Ansteuersignale S51₀–S51_n basierend auf dem Modulationsindex m, auf die unter Bezugnahme auf 2C weiter oben grundsätzlich beschriebene Art und Weise.
Es kann gezeigt werden, dass wenn die Ausgangsspannung v_OUT eine periodische Spannung ist, der Modulationsindex m ebenfalls ein periodisches Signal ist, im Wesentlichen mit derselben Frequenz wie die Ausgangsspannung v_OUT. Zum Zwecke der Erläuterung wird angenommen, dass die Ausgangsspannung v_OUT eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung mit einer Frequenz von 100 Hz oder 120 Hz ist. Basierend auf einer derart gleichgerichteten sinusförmigen Spannung kann eine sinusförmige Spannung mit einer Frequenz von 50 Hz oder 60 Hz unter Verwendung einer Entfaltungsschaltung leicht erzeugt werden, wie im Weiteren beschrieben.
7 zeigt schematisch den Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung v_OUT und dem Modulationsindex m. Wenn, Bezugnehmend auf 6, das Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF durch Multiplikation des Ausgangsspannungssignals S_vOUT mit dem Eingangsspannungsfehlersignal S_VIN-ERR erzeugt wird, ist das Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF proportional zu der Ausgangsspannung v_OUT (wenn angenommen wird, dass sich der Spannungspegel der Eingangsspannung V_IN während der in 7 dargestellten Zeitdauer nicht verändert). Bezugnehmend auf 7 kann ein Phasenunterschied Φ zwischen dem Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF und dem Modulationsindex m vorliegen. Dieser Phasenunterschied Φ, welcher maximal wenige Grad beträgt, kann basierend auf dem Unterschied zwischen dem Ausgangsstromreferenzsignal S_iOUT-REF und dem gefilterten Ausgangsstromsignal S_iOUT variieren. Es kann weiterhin gezeigt werden, dass eine Amplitude des variierenden Modulationsindex m von der Amplitude der Eingangsspannung V_IN abhängt, so dass die Eingangsspannung V_IN durch geeignete Variation des Modulationsindex m auf die unter Bezugnahme auf 6 erläuterte Art und Weise reguliert werden kann. Gemäß einem Beispiel ist der Filter 525 dazu ausgebildet, den Modulationsindex m als normalisiertes Signal mit Werten von zwischen 0 und 1 zu erzeugen, wobei der Modulationsindex m in solchen Fällen 1 ist, in welchen die Eingangsspannung V_IN als Selektorspannung v5 ausgegeben werden soll.
Die in 6 dargestellte Ansteuerschaltung 52 ist lediglich ein Beispiel. Diese Art von Ansteuerung kann in einem Leistungswandler verwendet werden, welcher die Eingangsspannung V_IN von einer Leistungsquelle mit einer variierenden Ausgangsleistung empfängt, wie beispielsweise ein Solarmodul (engl.: Photovoltaik (PV) Panel). In diesem Fall ist das Steuern der Eingangsspannung V_IN derart, dass diese konstant ist, vergleichbar zu einem Anpassen der Eingangsleistung P_IN der Leistungswandlerschaltung an die durch die Leistungsquelle bereitgestellte Leistung.
Gemäß einem weiteren Beispiel wird die Eingangsspannung V_IN nicht durch die Leistungswandlerschaltung gesteuert (da beispielsweise ein Regler außerhalb der Leistungswandlerschaltung die Eingangsspannung V_IN regelt). In diesem Fall können der Fehlerfilter 521 und der Multiplikator 522 entfallen. Der Subtrahierer 523 empfängt in diesem Fall anstelle des Ausgangsstromreferenzsignals S_iOUT-REF das Signal, welches den Signalverlauf des Ausgangsstromes definiert. In dem in 6 dargestellten Beispiel ist das Signal, welches den gewünschten Signalverlauf des Ausgangsstromes i_OUT definiert, das Ausgangsspannungssignal S_vOUT.
Gemäß einem weiteren Beispiel wird der Signalverlauf der Ausgangsspannung v_OUT nicht durch eine externe Quelle, wie beispielsweise ein Stromnetz, definiert, sondern durch die Leistungswandlerschaltung. Eine Art von Anwendung, bei welcher die Leistungswandlerschaltung den Signalverlauf der Ausgangsspannung v_OUT erzeugt, ist eine Motortreiberanwendung, bei welcher die Last Z ein Motor ist, welcher durch die Leistungswandlerschaltung gesteuert wird. In diesem Fall erzeugt ein Controller (nicht dargestellt) eine Sequenz von Modulationsindizes (wobei jeder Modulationsindex einen momentanen Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT oder die Selektor-Ausgangsspannung v5 definiert), so dass die Ausgangsspannung v_OUT einen gewünschten Signalverlauf und eine gewünschte Frequenz aufweist.
8 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Gleichrichterstufen 4 ₁, 4 ₂ in der in 4 dargestellten Leistungswandlerschaltung implementiert werden können. In 8 bezeichnet 31 _k eine beliebige der in 4 dargestellten Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 32 _k bezeichnet den entsprechenden mit der Wicklung 31 _k gekoppelten Abgriff, 4 _k bezeichnet die entsprechende Gleichrichterstufe, und V4_k bezeichnet die Zwischenkreisspannung, welche von der entsprechenden Gleichrichterstufe 4 _k erzeugt wird. Bezugnehmend auf 8 weist die Gleichrichterstufe 4 _k einen Ausgangskondensator 43 _k auf, über welchen die Zwischenkreisspannung V4_k verfügbar ist. Ein weiterer Kondensator 41 _k, welcher im Folgenden als Abgriffskondensator bezeichnet wird, ist mit dem Abgriff 32 _k gekoppelt. Ein erstes Gleichrichterelement 42 _k, wie beispielsweise eine Diode, ist zwischen dem Abgriffskondensator 41 _k und dem Ausgangskondensator 43 _k gekoppelt und ein anderes Gleichrichterelement 44 _k, wie beispielsweise eine Diode, ist zwischen einem Schaltungsknoten, welcher dem Abgriffskondensator 41 _k und dem ersten Gleichrichterelement 42 _k gemeinsam ist, und dem Referenzknoten (welcher in diesem Beispiel der zweite Eingangsknoten 12 ist) gekoppelt.
Eine Art die in 8 dargestellte Gleichrichterstufe 4 _k zu betreiben, wird unter Bezugnahme auf 9 beschrieben, welche Zeitdiagramme der Abgriffsspannung v3_k (welches die Spannung zwischen dem Abgriff 32 _k und dem Referenzknoten 12 ist) während einer Phase T2 der Chopper-Schaltung 2 darstellt. Bezugnehmend auf das oben stehende ist die Abgriffsspannung v3_k proportional zu der Chopper-Spannung v2. Da, Bezugnehmend auf das oben stehende, die Chopper-Spannung v2, welche durch die in 4 dargestellte Chopper-Schaltung 2 erzeugt wird, eine Spannung mit einem mittleren Wert von Null ist welche zwischen einem negativen Signalpegel und einem positiven Signalpegel variiert, ist auch die Abgriffsspannung v3_k eine Spannung mit einem mittleren Wert von Null, welche zwischen einem negativen Signalpegel und einem positiven Signalpegel variiert. In 9 wird der negative Signalpegel der Abgriffsspannung v3_k als –v3_k' und der positive Pegel als +v3_k' bezeichnet. Wenn die Abgriffsspannung v3_k den negativen Pegel aufweist, entspricht eine Spannung v41_k über dem Abgriffskondensator 41 _k im Wesentlichen –v3_k (wenn Leitungsverluste in dem Gleichrichterelement 44 _k vernachlässigt werden), so dass eine Größenordnung der Spannung v41 der Amplitude v3_k' der Abgriffsspannung v3_k entspricht. Wenn die Abgriffsspannung v3_k positiv wird, erhöht sich das elektrische Potential an dem Abgriff 32 _k auf v3_k', so dass der Ausgangskondensator 43 _k über das erste Gleichrichterelement 42 _k durch die in dem Abgriffskondensator 41 _k gespeicherte Spannung geladen wird. In dieser Gleichrichterstufe 4 _k wird der Ausgangskondensator v4_k auf 2·v3_k' aufgeladen, was zwei Mal die Amplitude der Abgriffsspannung v3_k ist. Folglich sind in der Leistungswandlerschaltung aus 4 die Zwischenkreisspannungen V4₁, V4₂ gegeben durch
10 zeigt eine Leistungswandlerschaltung mit einer Chopper-Schaltung 2, einer Autotransformatorschaltung 3, einer Gleichrichterschaltung 4 und einer Selektorschaltung 5 der in 4 dargestellten Art. In der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung sind die Gleichrichterstufen 4 ₁, 4 ₂ der Gleichrichterschaltung 4 wie unter Bezugnahme auf 8 beschrieben implementiert und in 10 im Detail dargestellt. In der Chopper-Schaltung 2 sind der High-Side Schalter 21 _H und der Low-Side Schalter 21 _L jeweils als MOSFET implementiert, insbesondere als n-Typ MOSFETs. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel, andere Arten elektronischer Schalter, wie beispielsweise IGBTs (Bipolartransistoren mit isolierter Gateelektrode, engl.: Insulated Gate Bipolar Transistor), JFETs (Sperrschicht-Feldeffekttransistor, engl.: Junction Field-Effect Transistor), BJTs (Bipolartransistoren, engl.: Bipolar Junction Transistor) oder HEMTs (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit, engl.: High Electron-Mobility Transistor) können ebenfalls verwendet werden. In 10 repräsentiert eine Diode, welche derart dargestellt ist, dass sie zwischen einem Drain-Anschluss D und einem Source-Anschluss S des entsprechenden MOSFETs 21 _H, 21 _L gekoppelt ist, eine interne Bodydiode des entsprechenden MOSFETs 21 _H, 21 _L und/oder eine externe Diode, welche parallel zu dem Drain-Source-Pfad des MOSFETs geschaltet ist.
n dem in 10 dargestellten Beispiel ist der Schalter 51 ₀, welcher zwischen den Ausgang 52 der Selektorschaltung 5 und den Referenzknoten 12 geschaltet ist, ebenfalls als MOSFET implementiert, insbesondere als n-Typ MOSFET. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Eine andere Art von elektronischem Schalter, wie beispielsweise ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode, engl.: Insulated Gate Bipolar Transistor), ein JFET (Sperrschicht-Feldeffekttransistor, engl.: Junction Field-Effect Transistor), ein BJT (Bipolartransistor, engl.: Bipolar Junction Transistor) oder ein HEMT (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit, engl.: High Electron-Mobility Transistor) kann ebenfalls verwendet werden. Die anderen Schalter 51 ₁, 51 ₂, 51 _n der Selektorschaltung können jeweils zwei MOSFETs aufweisen, welche in Serie zueinander geschaltet sind, so dass interne Bodydioden (welche in 10 ebenfalls dargestellt sind) dieser MOSFETs Rücken an Rücken (engl.: back to back) geschaltet sind. In dem in 10 dargestellten Beispiel sind die in Serie zueinander geschalteten MOSFETs vom selben Typ, was in diesem Beispiel ein n-Typ ist. Die zwei MOSFETs, welche einen Schalter bilden, können dasselbe Ansteuersignal erhalten. Das heißt, dass beispielsweise die MOSFETs, welche den Schalter 51 ₁ bilden, jeweils das Ansteuersignal S51₁ erhalten, welches durch die Ansteuerschaltung 52 erzeugt wird. Gemäß einem weiteren Beispiel werden die beiden MOSFETs eines Schalters basierend auf demselben Ansteuersignal gesteuert, jedoch in Übereinstimmung mit einem Modulationsschema, wie beispielsweise einem Modulationsschema, welches bekannt ist als stromabhängige Matrixwandler-Kommutierungsstrategie (engl.: current dependent matrix converter commutation strategy). Ein solches Modulationsschema kann beispielsweise lediglich einen der MOSFETs ausschalten und die anderen MOSFETs in einem eingeschalteten Zustand belassen, um einen Stromfluss in eine Richtung zu erlauben (über dem MOSFET, welcher in dem eingeschalteten Zustand ist und die Bodydiode des anderen MOSFETs). Dies kann verwendet werden, um es Induktivitäten in der Schaltung zu erlauben zu kommutieren.
Das Verwenden von MOSFETs zur Implementierung der Schalter 51 ₁, 51 ₂, 51 _n ist lediglich ein Beispiel. Andere Arten elektronischer Schalter, wie beispielsweise IGBTs (Bipolartransistoren mit isolierter Gateelektrode, engl.: Insulated Gate Bipolar Transistor), JFETs (Sperrschicht-Feldeffekttransistor, engl.: Junction Field-Effect Transistor), BJTs (Bipolartransistoren, engl.: Bipolar Junction Transistor) oder HEMTs (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit, engl.: High Electron-Mobility Transistor) können ebenfalls verwendet werden.
In der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung weist der Ausgangsfilter 6 einen LC-Filter 61, 62 auf, welcher die Selektor-Ausgangsspannung v5 empfängt und eine LC-Filterausgangsspannung v62 erzeugt. Die LC-Filterausgangsspannung v62 ist eine geglättete (gefilterte) Version der Selektor-Ausgangsspannung v5. Wenn beispielsweise die Selektor-Ausgangsspannung v5 einen Signalverlauf aufweist, wie in 2C dargestellt, weist die geglättete Version der Selektor-Ausgangsspannung v5, welche durch den LC-Filter erzeugt wurde, einen Signalverlauf auf, wie er in 2C mit v_OUT bezeichnet ist. Der LC-Filter weist eine Serienschaltung auf mit einem Induktor 61 und einem Kondensator 62. Diese Serienschaltung ist zwischen den Ausgang 52 und den Referenzknoten 12 in dem in 10 dargestellten Beispiel geschaltet, wobei die LC-Filterausgangsspannung v62 über dem Kondensator 62 verfügbar ist.
Bezugnehmend auf 10 weist der Ausgangsfilter 6 weiterhin eine Entfaltungsbrücke (engl.: unfolding bridge) auf. Die Entfaltungsbrücke weist zwei Halbbrücken auf, welche jeweils parallel zu dem Kondensator 62 des LC-Filters geschaltet sind. Eine erste dieser Halbbrücken weist einen ersten High-Side Schalter 63 _H und einen ersten Low-Side Schalter 63 _L und eine zweite dieser zwei Halbbrücken weist einen zweiten High-Side Schalter 64 _H und einen zweiten Low-Side Schalter 64 _L auf. Ein Abgriff der ersten Halbbrücke bildet den ersten Ausgangsknoten 13 und ein Abgriff der zweiten Halbbrücke bildet den zweiten Ausgangsknoten 14. Die Entfaltungsbrücke ist dazu ausgebildet, eine Ausgangswechselspannung v_OUT basierend auf der LC-Filterausgangsspannung v62 zu erzeugen. Gemäß einem Beispiel erzeugt die Leistungswandlerschaltung die Filterausgangsspannung v62 derart, dass diese einen gleichgerichteten sinusförmigen Signalverlauf aufweist und die Entfaltungsbrücke erzeugt die Ausgangsspannung v_OUT derart, dass diese einen sinusförmigen Signalverlauf basierend auf der Filterausgangsspannung v62 aufweist. Dies ist unter Bezugnahme auf 11 erläutert, in welcher beispielhafte Zeitdiagramme der Filterausgangsspannung v62, der korrespondierenden Ausgangsspannung v_OUT der Leistungswandlerschaltung und von Ansteuersignalen S63_H, S63_L, S64_H, S64_L der einzelnen Schalter der Halbbrücken der Entfaltungsschaltung gezeigt sind. Lediglich zum Zwecke der Erläuterung wird angenommen, dass ein hoher Pegel (High-Level) eines Ansteuersignals S63_H–S64_L den entsprechenden Schalter 63 _H–64 _L einschaltet, und dass ein niedriger Pegel (Low-Level) den entsprechenden Schalter 63 _H–64 _L ausschaltet. Bezugnehmend auf 11 wechselt die Entfaltungsschaltung ihren Schaltzustand während einer Phase der Filterausgangsspannung V62 lediglich ein Mal, nämlich zu Beginn jeder Phase. Jede Phase der Ausgangsspannung v_OUT (wobei in 11 eine solche Phase dargestellt ist) weist zwei Phasen der Filterausgangsspannung v62 auf. Das heißt, jede Phase der Filterausgangsspannung v62 bildet eine Halbperiode der letztendlichen Ausgangsspannung v_OUT. In einer dieser zwei Halbperioden bildet die Filterausgangsspannung v62 die Ausgangsspannung v_OUT und in der anderen Halbperiode wird die Filterausgangsspannung v62 durch die Entfaltungsbrücke invertiert. In dem in 11 dargestellten Beispiel sind während einer ersten Halbperiode dieser zwei Halbperioden der erste High-Side Schalter 63 _H und der zweite Low-Side Schalter 64 _L eingeschaltet um die Filterausgangsspannung v62 an den Ausgangsknoten 13, 14 bereitzustellen. In der zweiten Halbperiode sind der erste Low-Side Schalter 63 _L und der zweite High-Side Schalter 64 _H eingeschaltet, um die invertierte Filterausgangsspannung V62 an den Ausgangsknoten 13, 14 bereitzustellen.
Falls die Leistungswandlerschaltung eine Entfaltungsbrücke aufweist, erzeugt die Selektorschaltung 5 eine Ausgangsspannung mit lediglich einer Polarität. In diesem Fall kann die in 6 dargestellte Ansteuerschaltung 52 derart modifiziert werden, dass das Ausgangsspannungssignal S_vOUT eine gleichgerichtete Ausgangsspannung v_OUT anstelle der Ausgangsspannung v_OUT repräsentiert, und dass das Ausgangsstromsignal S_iOUT den Strom i_OUT-REC repräsentiert, welcher von dem LC-Filter in die Entfaltungsbrücke fließt.
12 zeigt Zeitdiagramme mehrerer Signale, welche in der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung im Betrieb auftreten. Diese Zeitdiagramme dienen dazu, eine Möglichkeit darzustellen, wie diese Leistungswandlerschaltung betrieben werden kann. Insbesondere zeigt 12 Zeitdiagramme eines Stromes i_Cp durch den Chopper-Kondensator 22, der Selektor-Ausgangsspannung v5, eines Stromes i61 durch den Induktor 61 des LC-Filters 61, 62 und des Ansteuersignals S51₀–S51_n der Schalter in der Selektorschaltung 5. In 10 werden die Zeitdiagramme während einer Halbperiode einer sinusförmigen Ausgangsspannung v_OUT oder einer Phase einer gleichgerichteten sinusförmigen Ausgangsspannung dargestellt. Eine gleichgerichtete sinusförmige Ausgangsspannung kann durch die in 10 dargestellte Leistungswandlerschaltung durch Weglassen der Entfaltungsbrücke erzeugt werden.
Bezugnehmend auf 12 kann der Betrieb der Leistungswandlerschaltung während einer Halbperiode (einer Phase) der Ausgangsspannung v_OUT unterteilt werden in sechs Unterphasen, nämlich eine erste Unterphase zwischen einem Beginn der Halbperiode (Phase) und t₀, eine zweite Unterphase zwischen t₀ und t₁, eine dritte Unterphase zwischen t₁ und t₂, eine vierte Unterphase zwischen t₂ und t₃, einer fünften Unterphase zwischen t₃ und t₄, und eine sechste Unterphase zwischen t₄ und t₅. Bezugnehmend auf 12 sind t₀ und t₅ die Zeitpunkte, zu welchen der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT den Spannungspegel der ersten Zwischenkreisspannung V4₁ kreuzt, t₁ und t₃ sind die Zeitpunkte, zu welchen der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT den Spannungspegel der zweiten Zwischenkreisspannung V4₂ kreuzt, und t₂ ist der Zeitpunkt, zu welchem die Ausgangsspannung v_OUT sein Maximum erreicht. Der Betrieb in der ersten Unterphase entspricht dem Betrieb in der sechsten Unterphase, der Betrieb in der zweiten Unterphase entspricht dem Betrieb in der fünften Unterphase und der Betrieb in der dritten Unterphase entspricht dem Betrieb in der vierten Unterphase, so dass im Folgenden lediglich der Betrieb in der ersten, zweiten und dritten Unterphase beschrieben wird. Diese erste, zweite und dritte Unterphase sind Unterphasen, welche einen Zeitraum abdecken zwischen einem Zeitpunkt, zu welchem die Ausgangsspannung v_OUT Null ist und einem Zeitpunkt, zu welchem die Ausgangsspannung v_OUT ihr Maximum erreicht. Daher decken diese drei Unterphasen ein Viertel (die Hälfte) einer Periode einer sinusförmigen (gleichgerichteten sinusförmigen) Ausgangsspannung v_OUT ab.
Bezugnehmend auf 12 schaltet die Selektorschaltung 5 in der ersten Unterphase zwischen der Zwischenkreisspannung V4₁ und Null hin und her. Die Schalter 51 ₀ und 51 ₁ des Selektors 5 werden daher in dieser Unterphase abwechselnd ein- und ausgeschaltet. In der zweiten Unterphase schaltet der Selektor 5 zwischen der ersten Zwischenkreisspannung V4₁ und der zweiten Zwischenkreisspannung V4₂ hin und her, so dass die Schalter 51 ₁ und 51 ₂ abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. In der dritten Unterphase schaltet der Selektor 5 zwischen der zweiten Zwischenkreisspannung V4₂ und der Eingangsspannung V_IN0 hin und her, so dass die Schalter 51 ₂ und 51 _n des Selektors abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Während der ersten und der zweiten Unterphase erhöht sich der Strom i_Cp durch den Chopper-Kondensator 22, wenn sich der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT erhöht. Bezugnehmend auf 12 verringert sich der Strom i_Cp nicht auf Null, auch wenn die Ausgangsspannung V_OUT Null ist. Dies liegt an einem Magnetisierungsstrom des Autotransformators 31. Während der dritten Unterphase verringert sich der Kondensatorstrom i_Cp, da der Schalter 51 _n welcher direkt mit dem ersten Eingangsknoten 11 gekoppelt ist während dieser Unterphase leitend ist (wobei sich das Tastverhältnis erhöht, wenn sich der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT erhöht), während der Strom durch den Schalter 51 _n (im Gegensatz zu den Strömen durch die Schalter 51 ₁ und 51 ₂) nicht durch den Chopper-Kondensator 22 fließt.
13 zeigt die Ströme i41₁, i41₂ durch die Abgriffskondensatoren 41 ₁, 41 ₂ während den ersten drei Unterphasen.
14A zeigt Zeitdiagramme des Stromes i_Cp durch den Chopper-Kondensator 22, der Ströme I42₂, I42₁ durch die zweiten Dioden 42 ₂, 42 ₁ in den Gleichrichterstufen 4 ₂, 4 ₁ und der Ansteuersignale S21_H des High-Side Schalters 41 _H und S21_L des Low-Side Schalters 21 _L der Chopper-Schaltung 2 während zwei Perioden der Chopper-Schaltung 2. 14B zeigt Zeitdiagramme der Selektor-Ausgangsspannung v5, der Ströme i51₂, i51₁ durch die Schalter 51 ₂, 51 ₁ der Selektorschaltung 5 und der Ansteuersignale S51₁, S52₂ dieser Schalter 51 ₁, 51 ₂ während zwei Perioden der Selektorschaltung 5. Die 14A und 14B zeigen die Zeitdiagramme in der zweiten Unterphase (zwischen t₀ und t₁), das heißt, wenn die Selektorschaltung 5 zwischen der zweiten Zwischenkreisspannung V4₂ und der ersten Zwischenkreisspannung V4₁ hin- und herschaltet. In dem in 14 dargestellten Beispiel wird die Schaltfrequenz f2 der Chopper-Schaltung 2 an die Induktivitäten und Kapazitäten in der Leistungswandlerschaltung angepasst, so dass der Strom i_Cp durch die Chopper-Kapazität 22 ein periodischer Strom mit einem sinusförmigen Signalverlauf ist. Dadurch können der High-Side Schalter 21 _H und der Low-Side Schalter 21 _L der Chopper-Schaltung 2 in einem Nullstrom-Schaltmodus (engl.: zero current switching mode, ZCS) betrieben werden. Das heißt, diese Schalter 21 _H, 21 _L schalten ein und aus wenn der Strom durch den entsprechenden Schalter im Wesentlichen Null ist. Dadurch können Schaltverluste in der Chopper-Schaltung 2 reduziert werden.
Bezugnehmend auf 14A, wird jeder der Zwischenkreiskondensatoren 43 ₁, 43 ₂ durch den entsprechenden Strom i42₁, i42₂ jedes Mal dann geladen, wenn der High-Side Schalter 21 _H eingeschaltet ist. Da der Strom i_Cp durch den Chopper-Kondensator 22 ein sinusförmiger Strom ist, haben die Ladeströme der Zwischenkreiskondensatoren 43 ₁, 43 ₂ jedes Mal wenn der High-Side Schalter 21 _H eingeschaltet ist die Form einer Halbperiode eines sinusförmigen Signals. Wenn der Low-Side Schalter 21 _L ausgeschaltet ist, werden die Abgriffskondensatoren 41 ₁, 41 ₂ wie oben beschrieben geladen, so dass während diesen Zeiträumen die Ladeströme i42₁, i42₂ der Zwischenkreiskondensatoren 43 ₁, 43 ₂ Null sind.
Bezugnehmend auf 14B erhöht sich der Strom i51₂ durch den Schalter 51 ₂, wenn der Schalter 51 ₂ eingeschaltet ist, und ist Null, wenn der Schalter 51 ₂ ausgeschaltet ist. Wenn der Schalter 51 ₂ eingeschaltet ist, wird eine Spannung v61 über den Induktor 61 des LC-Filters gegeben durch V4_2-VOUT, das heißt, die zweite Zwischenkreisspannung V4₂ minus der Ausgangsspannung v_OUT. Da während der zweiten Unterphase der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT zwischen dem Spannungspegel der ersten Zwischenkreisspannung V4₁ und dem Spannungspegel der zweiten Zwischenkreisspannung V4₂ liegt, ist die Spannung v61 über dem Induktor größer als Null, was in einer Erhöhung des Stromes resultiert. Auf die gleiche Art und Weise wird die Spannung v61 über dem Induktor 61, wenn der Schalter 51 ₁ der Selektorschaltung 5 eingeschaltet ist, gegeben durch V4_1-VOUT, das heißt, die erste Zwischenkreisspannung V4₁ minus der Ausgangsspannung v_OUT. Diese Spannung ist negativ, so dass sich der Strom i51₁ durch jeden Schalter 51 ₁ verringert wenn der Schalter 51 ₁ eingeschaltet ist, und dieser Strom i51₁ ist Null, wenn der Schalter 51 ₁ ausgeschaltet ist. Der Strom i61 durch den Induktor 61 des LC-Filters ist durch den Strom i51₁ plus den Strom i51₂ gegeben, so dass der Strom i61 während der zweiten Unterphase einen dreieckigen Signalverlauf aufweist.
Bezugnehmend auf 10 weist die Leistungswandlerschaltung mehrere Serien-Resonanzkreise auf, welche durch die Chopper-Schaltung 2 angeregt werden können. Um ZCS zu erreichen, werden die Parameter dieser Serien-Resonanzkreise und die Schaltfrequenz f2 der Chopper-Schaltung 2 auf geeignete Art und Weise aneinander angepasst. Dies wird in größerem Detail im Weiteren erläutert. Bezugnehmend auf 10, weist ein erster Serien-Resonanzkreis die Abgriffskapazität 41 ₁ der Gleichrichterstufe 4 ₁, welche mit dem ersten Abgriff 32 ₁ gekoppelt ist, eine erste parasitäre Induktivität 33 ₁ des Autotransformators 31 zwischen dem ersten Abgriff 32 ₁ und dem Abgriffskondensator 41 ₁, eine weitere parasitäre Kapazität 33 _n des Autotransformators 31 in Serie zu der n-ten Wicklung 31 _n, und den Chopper-Kondensator auf. Ein weiterer Serien-Resonanzkreis weist den Abgriffskondensator 41 ₂ der Gleichrichterstufe 4 ₂, welche mit dem zweiten Abgriff 32 ₂ gekoppelt ist, eine zweite parasitäre Induktivität 33 ₂, die parasitäre Induktivität 33 _n und den Chopper-Kondensator 22 auf. Die parasitären Induktivitäten 33 ₁, 33 ₂, 33 _n des Autotransformators 31 resultieren aus Streuinduktivitäten des Autotransformators 31. Im Allgemeinen weist eine Leistungswandlerschaltung mit einem Autotransformator mit n-Wicklungen und n – 1 Abgriffen n – 1 Serien-Resonanzkreise auf. Jeder dieser Serien-Resonanzkreise ist mit einem Abgriff 32 _i gekoppelt und weist den Abgriffskondensator 41 _i, welcher mit dem entsprechenden Abgriff 32 _i gekoppelt ist, eine Streuinduktivität 33 _i an dem entsprechenden Abgriff 32 _i, die Chopper-Kapazität 22 und die Streuinduktivität 33 _n in Serie zu dem Chopper-Kondensator 22 auf.
Diese parasitären Induktivitäten 33 ₁, 33 ₂, 33 _n können durch Messen und/oder Simulieren des entsprechenden in der Leistungswandlerschaltung verwendeten Autotransformators 31 erhalten werden. Basierend auf diesen parasitären Induktivitäten 33 ₁, 33 ₂, 33 _n und basierend auf der gewünschten Schaltfrequenz f2 der Chopper-Schaltung 2 können Kapazitäten der Abgriffskondensatoren 41 ₁, 41 ₂ und des Chopper-Kondensators 22 derart ausgelegt werden, dass die Schalfrequenz f2 der Chopper-Schaltung 2 der Resonanzfrequenz der oben genannten einzelnen Serien-Resonanzkreise entspricht, so dass diese Serien-Resonanzkreise in jeder der oben beschriebenen Unterphasen in einem Resonanzmodus arbeiten. Folglich ist der Strom i_Cp ein sinusförmiger Strom mit einer Frequenz, welche der Schalfrequenz f2 entspricht, so dass die Schalter 21 _H, 21 _L der Chopper-Schaltung in dem ZCS-Modus betrieben werden können.
Die Leistungswandlerschaltung arbeitet in dem Resonanzmodus wenn in jeder der oben beschriebenen Unterphasen jeder der Ströme i_Cp durch den Chopper-Kondensator 22, jeder der Ströme i31₁, i31₂, i31_n durch die Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n und jeder der Ströme i41₁, i41₂ durch die Abgriffskondensatoren 41 ₁, 41 ₂ einen sinusförmigen Signalverlauf mit einer Frequenz aufweist, welche der Schaltfrequenz f2 der Chopper-Schaltung 2 entspricht. Das heißt, die Leistungswandlerschaltung wird in dem Resonanzmodus betrieben, wenn jeder der oben genannten Ströme ausgedrückt werden kann als i_x(t) = b·e_x(t)·sin(2π·f2·t) (8), wobei i_x(t) jeden der oben genannten Ströme bezeichnet, e_x eine zeitlich variierende Einhüllende des entsprechenden Stromes i_x(t) ist, f2 die Schaltfrequenz der Chopper-Schaltung ist und b ein (konstanter) Proportionalitätsfaktor ist. In der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung sind die Einhüllenden e_x(t) der einzelnen Ströme in den einzelnen Unterphasen beispielsweise wie unten in Tabelle 1 gegeben. Tabelle 1 zeigt die Einhüllenden e_x(t) der in der linken Spalte gegebenen Ströme in den drei Unterphasen 0 < t < t₀, t₀ < t < t₁, und t₁ < t < t₂.
Tabelle 1
In Tabelle 1 bezeichnen i31₁, i31₂, i31_n die Ströme durch die entsprechenden Wicklungen des Autotransformators 31 und d* ist gegeben durch
Wie oben beschrieben, können die Streuinduktivitäten 33 ₁, 33 ₂, 33 _n dadurch erhalten werden, dass verschiedene Parameter des Autotransformators 31 vor dem Zusammensetzen der Leistungswandlerschaltung gemessen und/oder simuliert werden. Wie im Weiteren beschrieben wird, können die in 10 dargestellten Induktivitäten 33 ₁, 33 ₂, 33 _n durch Streuinduktivitäten des Autotransformators 31 zwischen Abgriffen des Autotransformators erhalten werden. Diese Abgriffe weisen die Abgriffe 32 ₁ und 32 ₂ wie oben beschrieben auf. Zum Zwecke der Erläuterung wird ein erster Eingangsknoten, an welchem der Autotransformator 31 mit dem Ausgang der Chopper-Schaltung 2 gekoppelt ist, als Abgriff 32 _n bezeichnet und ein zweiter Eingangsknoten, an welchem der Autotransformator 31 mit dem Referenzknoten 12 gekoppelt ist, wird als Abgriff 32 ₀ bezeichnet.
15A zeigt schematisch einen Autotransformator mit n = 3 Wicklungen L_A, L_B und L_C, welche um den gleichen Kern gewickelt sind und mit vier Abgriffen A, B, C, D, wobei A und D die Eingangsknoten des Autotransformators und B und C Abgriffe zwischen L_A und L_B und zwischen L_B und L_C sind. 15B zeigt ein Ersatzschaltbild des in 15A dargestellten Autotransformators. In diesem in 15A dargestellten Autotransformator ist eine durchschnittliche Länge einer Windung jeder Wicklung 1_w, eine Breite eines Wicklungsfensters (engl.: winding window) des Kerns ist w und eine Höhe des Wicklungsfensters ist h. Im Folgenden wird basierend auf die 15A und 15B beschrieben, wie die Streuinduktivität zwischen zwei Abgriffen des Autotransformators basierend auf einem Modell des Autotransformators berechnet werden kann. Unter Bezugnahme auf die 16A bis 16C wird dann beschrieben, wie die Streuinduktivitäten des Autotransformators 31 aus 10 berechnet werden können.
Im Folgenden bezeichnet L_s(i,j) eine Streuinduktivität zwischen zwei Abgriffen i und j eines Autotransformators. Zum Zwecke der Erläuterung wird angenommen, dass diese Abgriffe die Abgriffe B und C des in den 15A und 15B dargestellten Autotransformators sind. Bezugnehmend auf 15A weist das Bestimmen der Streuinduktivität L_s(i,j) das Berechnen der Streuinduktivität L_s(i,j) basierend auf der Annahme auf, dass ein Strom I_p in einen Abgriff i getrieben wird, und dass die Wicklung L_C kurzgeschlossen ist, das heißt kurz gesagt, dass Abgriff C = j und Abgriff D kurzgeschlossen sind. Ein in den Abgriff B getriebener Strom I_p erzeugt ein magnetisches Feld H_y. Dieses magnetische Feld H_y und die magnetische Energie W_M welche damit gekoppelt ist, sind in 15 schematisch in dem über dem Autotransformator dargestellten Graph dargestellt. Wenn der Autotransformator in einer Anordnung wie in den 15A und 15B dargestellt betrieben wird und wenn ein Strompegel des Stroms I_p gegeben ist durch I, kann die während des Betriebs des Autotransformators in dem Autotransformator gespeicherte magnetische Energie berechnet werden als:
wobei
und wobei N_B die Anzahl an Windungen der Wicklung L_B angibt, N_C die Anzahl von Windungen der Wicklung L_C angibt, N_D die Anzahl an Windungen der Wicklung L_D und N_tot die Gesamtanzahl von Windungen angibt, welche gegeben ist als N_tot = N_A + N_B + N_C. Basierend auf den Formeln (9) und (10), kann die Streuinduktivität L_s(2,1) ausgedrückt werden als
Daher kann die Streuinduktivität L_s(B,C) zwischen zwei Abgriffen B, C eines Autotransformators basierend auf der Geometrie des Transformators, welcher in L₀ enthalten ist, basierend auf der Anzahl an Windungen N_B, welche zwischen den Abgriffen B und C angeordnet sind, der Anzahl an Windungen N_C, welche kurzgeschlossen sind und der Gesamtanzahl an Windungen N_tot berechnet werden.
Im Folgenden bezeichnet L_s die Vielzahl von Streuinduktivitäten des in 10 dargestellten Autotransformators 31. In diesem Transformator 31 können die Abgriffe 32 _n, 32 ₂, 32 ₁, 32 ₀ kurz als Abgriffe n, 2, 1 und 0 bezeichnet werden. Daher bezeichnet beispielsweise L_s(2,1) die Streuinduktivität zwischen den Abgriffen 32 ₂, 32 ₁ des in 10 dargestellten Autotransformators. Die Vielzahl von Streuinduktivitäten weist eine Streuinduktivität L_s(n,2) zwischen den Abgriffen n und 2, eine Streuinduktivität L_s(n,1) zwischen den Abgriffen n und 1 und eine Streuinduktivität L_s(2,1) zwischen den Abgriffen 2 und 1 auf. L_s ist daher gegeben als: L_s = [L_s(n,2)L_s(n,1)L_s(2,1)]^T ≐ Λ^TL₀( 13)
Die 16A, 16B und 16C zeigen eine Anordnung zum Berechnen der Streuinduktivitäten L_s(n,2), L_s(n,1), und L_s(2,1) in dem in 10 dargestellten Autotransformator 31. Das Berechnen der Streuinduktivität L_s(n,2) weist Bezugnehmend auf 16A beispielsweise das Treiben eines Stromes I in den Abgriff n und das Kurzschließen der Wicklungen 31 ₂ und 31 ₁ auf. Beim Vergleich der 15B und 16A ist zu sehen, dass die Anzahl N_b von Windungen zwischen den Abgriffen an welchen die Streuinduktivität bestimmt werden soll N_n in 16A entspricht und dass die Anzahl von Windungen N_C, welche kurzgeschlossen werden in 16A N₂ + N₁ entspricht. Durch Einsetzen von N_B = N_n und N_C = N₁ + N₂ in Formel (11) und unter der Annahme, dass die einzelnen Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n dieselbe Anzahl an Windungen aufweisen, so dass gilt N₁ = N₂ = N_n = 1/3N_tot, kann gezeigt werden, dass L_s(n,2) = 1 / 3·L₀ (14), wobei L₀ Parameter der Transformatorgeometrie und die Gesamtanzahl von Windungen aufweist, wie in Bezug auf Formel (10) beschrieben. Basierend auf Formel (12) und auf das, was in den 16B und 16C dargestellt ist, kann gezeigt werden, dass Λ wie folgt gegeben ist, wenn die einzelnen Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n dieselbe Anzahl an Windungen aufweisen, so dass N₁ = N₂ = N_n = 1/3N_tot, Λ = [ 1 / 3 4 / 3 2 / 9] (15a)
Formel (10), und daher auch Formel (12) aus welcher Formel (15a) abgeleitet wird, basiert auf der Annahme, dass die Wicklungen des Autotransformators in derselben Reihenfolge wie in den 10 und 16A bis 16C dargestellt, miteinander gekoppelt sind, so dass es in der Wicklungsanordnung keine Überlappungen (engl.: interleaving) gibt. Die Kurven, welche in den in den 16A bis 16C dargestellten Graphen gestrichelt dargestellt sind, zeigen das magnetische Feld in dem Transformator für diesen Fall.
Wenn die Wicklungsanordnung modifiziert wird, beispielsweise durch Überlappen der drei Wicklungen 31 _n, 31 ₂, 31 ₁, wodurch die magnetische Energie reduziert sein kann, und was daher in einem effizienteren magnetischen Design resultiert, ist Formel (10) nicht mehr gültig. Wenn beispielsweise die zu 31 ₂ und 31 ₁ gehörigen Wicklungen vertauscht werden und die in Bezug auf die 15 und 16A bis 16C beschriebene Prozedur wiederholt wird, resultiert dies in einem magnetischen Feld welches durch die durchgezogenen Linien in den Graphen in den 16A bis 16C dargestellt ist Wie in 16B zu sehen ist, kann das magnetische Feld beispielsweise 50% reduziert sein. In diesem Fall ist Λ Λ = [ 1 / 3 1 / 3 2 / 9] (15b).
Die in L_S zusammengefassten Induktivitäten haben keine direkte Übereinstimmung in dem in den 10 und 15 dargestellten Ersatzschaltbild des Autotransformators. Das heißt, die Induktivitäten L_s(n,2), L_s(n,1), L_s(2,1) sind nicht die in 10 dargestellten Induktivitäten 33 _n, 33 ₂, 33 ₁. Diese Induktivitäten 33 _n, 33 ₂, 33 ₁ werden im Folgenden auch als L_σn, L_σ2, L_σ1 bezeichnet. Eine Art und Weise, wie L_σn, L_σ2, L_σ1 basierend auf L_S berechnet werden können, wird im Weiteren beschrieben. Um diese Berechnung zu beschreiben, wird im Folgenden eine kompakte Notation eingeführt:
wobei W_E(i,j) die elektrische Energie und W_M(i,j) die magnetische Energie bezeichnet, welche in dem Autotransformator gespeichert ist, wenn L_s(i,j) wie oben beschrieben gemessen wird. Weiterhin ist C_p die Kapazität des Chopper-Kondensators 22, C_tap,2 ist die Kapazität des zweiten Abgriffskondensators 41 ₂, und C_tap,1 ist die Kapazität des ersten Abgriffskondensators 41 ₁.
Unter Berücksichtigung der in den 16A–16C gezeigten Stromverhältnisse, ist die magnetische Energie W_M, welche in dem Autotransformator in jedem Experiment gespeichert ist W_M = 1 / 2L_sI² = 1 / 2ML_σI² (20), so dass L_σ = M^–1Λ^TL₀ (21) wobei
Folglich können die Kondensatoren C_σ ^–1 wie folgt berechnet werden, um die Frequenz der Ströme in jeder Unterphase auf f2 abzustimmen: C_σ ^–1 = (2·π·f2)²M^–1Λ^TL₀ (23).
Basierend auf den Parametern des Autotransformators und unter Berücksichtigung der gewünschten Schaltfrequenz f2 der Chopper-Schaltung 2 können daher die Kapazitäten des Chopper-Kondensators 22 und der Abgriffskondensatoren 41 ₁, 41 ₂ geeignet gewählt werden, um sinusförmige Signalverläufe der Ströme zu erhalten, das heißt, um die Leistungswandlerschaltung, insbesondere die Chopper-Schaltung 2 und die Gleichrichterschaltung 4, auf resonante Weise (engl.: in a resonant fashion) zu betreiben. Die Parameter des Transformators, wie beispielsweise die Streuinduktivitäten, können wie oben beschrieben gemessen und/oder simuliert werden, bevor der Autotransformator in der Leistungswandlerschaltung eingesetzt wird. Alternativ können diese Parameter aus einem Datenblatt erhalten werden, welches durch den Hersteller des Autotransformators bereitgestellt wird.
Es sollte erkannt werden, dass die in 10 dargestellte Topologie lediglich eine einer Vielzahl geeigneter Leistungswandlertopologien ist. Beispiele einiger anderer Topologien werden unter Bezugnahme auf die 17 bis 20 im Weiteren beschrieben.
17 zeigt eine Chopper-Schaltung 2, eine Gleichrichterschaltung 4 und eine Selektorschaltung 5 einer Leistungswandlerschaltung gemäß einem weiteren Beispiel. In diesem Beispiel weist die Chopper-Schaltung 2 dieselbe Topologie auf, wie in Bezug auf die 4 und 10 oben beschrieben. Der Autotransformator 31 weist die selbe Topologie auf wie der oben beschriebene Autotransformator 31, ist jedoch zwischen den Ausgang der Chopper-Schaltung 2 und einen Referenzknoten REF geschaltet, welcher sich von dem zweiten Ausgangsknoten unterscheidet. Dieser Referenzknoten REF wird durch einen Abgriff eines kapazitiven Spannungsteilers mit einem ersten Kondensator 23 ₁ und einem zweiten Kondensator 23 ₂ gebildet, wobei dieser kapazitive Spannungsteiler 23 ₁, 23 ₂ zwischen den ersten Eingangsknoten 11 und den zweiten Eingangsknoten 12 geschaltet ist. Gemäß einem Beispiel weisen Spannungsteiler-Kondensatoren dieselbe Kapazität auf, so dass die Spannung an dem Referenzknoten REF gegeben ist als V_IN/2 in Bezug auf den zweiten Eingangsknoten 12. Die Chopper-Spannung v2 ist die Spannung zwischen dem Ausgang 24 der Chopper-Schaltung 2 und dem Referenzknoten REF. Diese Chopper-Spannung ist wiederum eine rechteckförmige Spannung mit einem Mittelwert von Null mit einer Frequenz von f2.
Die Gleichrichterstufen 4 ₁, 4 ₂ unterscheiden sich von den Gleichrichterstufen 4 ₁, 4 ₂ aus 10 dadurch, dass jede Gleichrichterstufe 4 ₁, 4 ₂ zwei Ausgangskondensatoren 43 ₁₊, 43 _1- und 43 ₂₊, 43 _2- aufweist, wobei ein Schaltungsknoten jedes dieser Kondensatoren mit dem Referenzknoten REF gekoppelt ist. Eine Art, diese Gleichrichterschaltungen 4 ₁, 4 ₂ zu betreiben, wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die Gleichrichterstufe 4 ₁ beschrieben. Die Gleichrichterstufe 4 ₂ wird auf dieselbe Art und Weise betrieben.
Die Ausgangskondensatoren 43 ₁₊, 43 _1- der Gleichrichterstufe 4 ₁ werden in Abhängigkeit von den Abgriffsspannungen v31 an dem ersten Abgriff 32 ₁ geladen. In dieser Gleichrichterstufe 4 ₁ wird der Ausgangskondensator 43 ₁₊ jedes Mal dann geladen, wenn die Abgriffsspannung v3₁ eine erste Polarität aufweist, und der Ausgangskondensator 43 _1- wird jedes Mal dann geladen, wenn die Abgriffsspannung v31 eine zweite Polarität aufweist, die entgegengesetzt ist zu der ersten Polarität. Der erste Ausgangskondensator 43 ₁₊ ist in Serie zu dem ersten Gleichrichterelement 42 ₁₊ und einem ersten Kondensator 41 ₁₊ geschaltet, wobei diese Serienschaltung parallel geschaltet ist zu der ersten Wicklung 31 ₁. Der zweite Ausgangskondensator 43 ₁₊ ist in Serie geschaltet zu dem zweiten Gleichrichterelement 42 _1- und einem zweiten Kondensator 41 _1-, wobei diese Serienschaltung ebenfalls parallel zu der ersten Wicklung 31 ₁ geschaltet ist.
Die erste Zwischenkreisspannung V4₁ ist verfügbar über einer Serienschaltung aus den zwei Ausgangskondensatoren 43 ₁₊, 43 _1-. In dieser Gleichrichterstufe 4 _i wird jeder der Ausgangskondensatoren 43 ₁₊, 43 _1- auf einen Spannungspegel geladen, welcher der Amplitude der Abgriffsspannung v31 entspricht, so dass die Zwischenkreisspannung V4₁ zwei Mal der Amplitude der Abgriffsspannung v3₁ entspricht, was das selbe ist, wie in der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung. Der erste und der zweite Kondensator 41 ₁₊, 41 _1- entsprechen dem Abgriffskondensator 41 ₁ aus 10, dienen in diesem Beispiel jedoch nicht dazu, die Zwischenkreisspannung zu erhöhen. Genau wie der Abgriffskondensator 41 ₁, sind diese Abgriffskondensatoren 41 ₁₊, 41 _1- ein Teil eines Serienresonanzkreises, wobei Induktoren dieses Serienresonanzkreises durch Streuinduktivitäten des Autotransformators 31 gebildet werden. Diese Streuinduktivitäten, welche dieselben sind, wie die in 10 dargestellten, sind in 17 jedoch nicht dargestellt.
Genau wie die erste Gleichrichterstufe 4 ₁, weist die zweite Gleichrichterstufe 4 ₂ eine Serienschaltung mit einem ersten Ausgangskondensator 43 ₂₊, einem ersten Gleichrichterelement 42 ₂₊ und einem ersten Kondensator 41 _2- auf, wobei diese Serienschaltung parallel zu einer Serienschaltung geschaltet ist, welche die erste Wicklung 31 ₁ und die zweite Wicklung 31 ₂ aufweist. Die zweite Gleichrichterstufe 4 ₂ weist weiterhin eine Serienschaltung mit dem zweiten Ausgangskondensator 43 _2-, einem zweiten Gleichrichterelement 42 _2- und dem zweiten Kondensator 41 _2- auf. Die zweite Zwischenkreisspannung V4₂ ist über eine Serienschaltung mit den Ausgangskondensatoren 43 ₂₊, 43 _2- verfügbar.
In der in 17 dargestellten Leistungswandlerschaltung weist die Selektorschaltung 5 zwei Schalter auf, welche mit jeder Gleichrichterstufe 4 ₁, 4 ₂ gekoppelt sind, anstatt lediglich einem Schalter, wie in dem in 10 dargestellten Beispiel. Um beispielsweise die erste Zwischenkreisspannung V4₁ mit dem Ausgang 52 zu verbinden, weist die in 17 dargestellte Leistungswandlerschaltung die Schalter 51 ₁₊, 51 _1- auf. Von diesen Schaltern verbindet Schalter 51 ₁₊ die Serienschaltung mit den Ausgangskondensatoren 43 ₁₊, 43 _1- mit dem Ausgang 52, und Schalter 51 _1- verbindet die Serienschaltung mit den Ausgangskondensatoren 43 ₁₊, 43 _1- mit dem zweiten Eingangsknoten 12. In der gleichen Art und Weise weist die Leistungswandlerschaltung die Schalter 51 ₂₊, 51 _2- auf, um die Serienschaltung mit den Ausgangskondensatoren 43 ₂₊, 43 _2- zwischen den Ausgang 52 und den zweiten Eingangsknoten 12 zu verbinden. Die Schalter 51 ₁₊, 51 _1- werden simultan durch ein Ansteuersignal S51₁ betrieben und die Schalter 51 ₂₊, 51 _2- werden simultan durch ein Ansteuersignal S51₂ betrieben. Wie in der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung können die Kapazitäten der Abgriffskondensatoren 41 ₁₊–41 _2- derart gewählt werden, dass unter Berücksichtigung der Chopper-Frequenz f2 und der Streuinduktivitäten des Autotransformators 31 die Chopper-Schaltung 2 und die Gleichrichterschaltung in einem Resonanzmodus betrieben werden.
18 zeigt eine Chopper-Schaltung 2, eine Autotransformatorschaltung 3 und eine Gleichrichterschaltung 4, gemäß einem weiteren Beispiel. In diesem Beispiel weist die Autotransformatorschaltung 3 eine Anzahl von 2n Wicklungen 31 _n+, 31 ₂₊, 31 ₁₊, 31 _1-, 31 _2-, 31 _n- auf, welche in Serie geschaltet sind. Eine erste Teilmenge dieser Wicklungen ist in Serie zu dem ersten Schalter 21+ und dem ersten Chopper-Kondensator 22+ geschaltet, und die Serienschaltung ist zwischen den ersten Eingangsknoten 11 und den zweiten Eingangsknoten 12 geschaltet, und eine zweite Teilmenge dieser Wicklungen ist in Serie zu dem zweiten Schalter 21– und dem zweiten Chopper-Kondensator 22– geschaltet, und die Serienschaltung ist zwischen den ersten Eingangsknoten 11 und den zweiten Eingangsknoten 12 geschaltet. Die erste Teilmenge 31 _n+, 31 ₂₊, 31 ₁₊ weist einen ersten Abgriff 32 ₁₊ und einen zweiten Abgriff 32 ₂₊ auf und stellt eine erste Abgriffsspannung v3₁₊, v3₂₊ an jedem dieser Abgriffe 32 ₁₊, 32 ₂₊ bereit, wobei die Abgriffsspannungen v3₂₊, v3₁₊ auf den zweiten Eingangsknoten 12 bezogen sind. Auf die gleiche Art weist die zweite Teilmenge 31 _n-, 31 _2-, 31 _1- der Wicklungen einen ersten Abgriff 32 _1-, 32 _2- auf und erzeugt eine Abgriffsspannung v3_2-, v_31- an jedem dieser Abgriffe 32 _2-, 32 _1-, wobei jede dieser Abgriffsspannungen v3_2-, v3_1- auf den zweiten Eingangsknoten 12 bezogen ist.
Die Schalter 21+, 21– der Chopper-Schaltung 2 werden auf dieselbe Art und Weise betrieben, wie die oben beschriebenen High-Side Schalter 21 _H und Low-Side Schalter 21 _L. Das heißt, diese Schalter werden abwechselnd ein- und ausgeschaltet mit einer Schaltfrequenz f2, wobei jeder Schalter 21+, 21– für 50% einer Schaltperiode T2 eingeschaltet ist. Die Abgriffsspannungen v3₁₊, v3₂₊ unterscheiden sich jedes Mal wenn der erste Schalter 21+ eingeschaltet ist von Null, und die Abgriffsspannungen v3_1-, v3_2- der zweiten Teilmenge unterscheiden sich jedes Mal wenn der zweite Schalter 21– eingeschaltet ist von Null. Gemäß einem Beispiel weisen die Wicklungen 31 _n+–31 _n- dieselbe Anzahl an Windungen auf. In dem in 18 dargestellten Beispiel sind die Maximalpegel der einzelnen Abgriffsspannungen daher gegeben wie folgt: v3_{1+_max} = v3_{1-_max} = 1 / 3·V_IN (24a) v3_{2+_max} = v3_{2-_max} = 2 / 3·V_IN (24b).
Bezugnehmend auf 18 ist ein erster Ausgangskondensator 43 ₁, über welchem die erste Zwischenkreisspannung V4₁ verfügbar ist, mit dem ersten Abgriff 32 ₁₊, 32 _1- jeder Teilmenge gekoppelt und ein zweiter Ausgangskondensator 43 ₂, über welchem die zweite Zwischenkreisspannung V4₂ verfügbar ist, ist mit dem zweiten Abgriff 32 ₂₊, 32 _2- jeder Teilmenge gekoppelt. Insbesondere ist der erste Ausgangskondensator 43 ₁ mit dem ersten Abgriff 32 ₁₊ der ersten Teilmenge über einen Abgriffskondensator 41 ₁₊ und ein Gleichrichterelement 42 ₁₊ gekoppelt und ist mit dem ersten Abgriff 32 _1- der zweiten Teilmenge über einen Kondensator 41 _1- und ein Gleichrichterelement 42 _1- gekoppelt. Der zweite Ausgangskondensator 43 ₂ ist mit dem zweiten Abgriff 32 ₂₊ der ersten Teilmenge über einen Abgriffskondensator 41 ₂₊ und ein Gleichrichterelement 42 ₂₊ gekoppelt und mit dem zweiten Abgriff 32 _2- der zweiten Teilmenge über einen Abgriffskondensator 41 _2- und das Gleichrichterelement 42 _2- gekoppelt. Die erste Zwischenkreisspannung V4₁ entspricht in diesem Beispiel einem Drittel der Eingangsspannung V_IN und die zweite Zwischenkreisspannung V4₂ entspricht 2/3 der Eingangsspannung V_IN.
Die gestrichelten Linien in 18 zeigen eine Modifikation der Gleichrichterschaltung. In diesem Beispiel wird ein negatives Pendant zu jeder Zwischenkreisspannung V4₁, V4₂ erzeugt. Diese negativen Pendants werden in 18 als V4_1- und V4_2- bezeichnet. Jede dieser weiteren Zwischenkreisspannungen V4_1-, V4_2- ist über einem entsprechenden Kondensator 43 _1-, 43 _2- verfügbar. Der Kondensator 43 _1- ist mit dem ersten Abgriff 32 ₁₊ und 32 _1- jeder Teilmenge gekoppelt und der Kondensator 43 _2- ist mit dem zweiten Abgriff 32 ₂₊, 32 _2- jeder Teilmenge von Wicklungen gekoppelt. Hierfür ist der Kondensator 43 _1- mit dem Kondensator 41 ₁₊ über ein Gleichrichterelement 44 ₁₊ und mit dem Kondensator 41 _1- über das Gleichrichterelement 44 _1- gekoppelt. Weiterhin ist der Ausgangskondensator 43 _2- mit dem Kondensator 41 ₂₊ über das Gleichrichterelement 44 ₂₊ und mit dem Kondensator 41 _2- über ein Gleichrichterelement 44 _2- gekoppelt. Die Eingangsspannung V_IN ist in diesem Beispiel an dem ersten Eingangsknoten 11 verfügbar. Ein negatives Pendant V_IN- der Eingangsspannung V_IN ist über einen weiteren Kondensator 43 _n- verfügbar, welcher zwischen dem zweiten Eingangsknoten 12 und dem zweiten Chopper-Kondensator 22– gekoppelt ist, wobei der Kondensator 43 _n- mit dem Chopper-Kondensator 22– über ein weiteres Gleichrichterelement 44 _n- gekoppelt ist. In der in 18 dargestellten Modifikation sind positive und negative Zwischenkreisspannungen verfügbar, so dass eine Selektorschaltung 5 (in 18 nicht dargestellt) eine Ausgangsspannung herstellen kann, welche positive und negative Pegel aufweist. Beispielsweise kann die Selektorschaltung eine sinusförmige Ausgangsspannung herstellen, ohne eine Entfaltungsbrücke in dem Ausgangsfilter zu benötigen. Wie in der in 10 dargestellten Leistungswandlerschaltung, können die Kapazitäten der Abgriffskondensatoren 41 ₁₊–41 _2- derart gewählt werden, dass unter Berücksichtigung der Chopper-Frequenz f2 und der Streuinduktivitäten des Autotransformators 31 die Chopper-Schaltung 2 und die Gleichrichterschaltung in einem Resonanzmodus betrieben werden.
19 zeigt eine Chopper-Schaltung 2 und eine Autotransformatorschaltung 3 gemäß einem weiteren Beispiel. In diesem Beispiel ist die Autotransformatorschaltung 3 zwischen einen Abgriff der Halbbrücke 21 _H, 21 _L und einen Abgriff eines kapazitiven Spannungsteilers geschaltet. Der kapazitive Spannungsteiler weist zwei Kondensatoren 24+, 24– auf, welche gemäß einem Beispiel dieselbe Kapazität aufweisen. Eine Spannung an dem Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers ist daher V_IN/2 in Bezug auf den zweiten Eingangsknoten 12. In diesem Beispiel weist die Autotransformatorschaltung 3 vier Wicklungen 31 _n, 31 ₂₂, 31 ₁, 31 ₁ auf, wobei die Chopper-Spannung v2 an die Serienschaltung mit den Wicklungen 31 ₂₁, 31 ₁ angelegt wird. Eine erste Abgriffsspannung V3₁ ist über der Wicklung 31 ₂ verfügbar. Eine zweite Abgriffsspannung V3₂ ist über der Serienschaltung mit den Wicklungen 31 ₁, 31 ₂₁, 31 ₂₂ verfügbar und eine dritte Abgriffsspannung v3_n ist über der gesamten Serienschaltung mit den Wicklungen 31 _n, 31 ₂₂, 31 ₂₁, 31 ₁ verfügbar. In diesem Beispiel sind die Abgriffsspannungen v3₂, v3_n wieder proportional zu der Chopper-Spannung v2, haben jedoch eine größere Amplitude als die Chopper-Spannung v2. Gemäß einem Beispiel weisen die Wicklungen 31 ₁ und 31 _n die gleiche Anzahl an Windungen auf und jede der Wicklungen 31 ₂₁, 31 ₂₂ weist eine Anzahl an Windungen auf, welche der Hälfte der Anzahl an Windungen jeder der Wicklungen 31 ₁, 31 _n entspricht. In diesem Fall ist die erste Abgriffsspannung v3₁ 2/6 der Eingangsspannung V_IN, die zweite Abgriffsspannung v3₂ ist 4/6 der Eingangsspannung V_IN und die dritte Abgriffsspannung v3_n ist die Eingangsspannung V_IN.
20 zeigt eine Modifikation der Chopper-Schaltung 2 und des Autotransformators 31 aus 19. In dem in 20 dargestellten Beispiel weist die Chopper-Schaltung zwei Halbbrücken auf, nämlich die oben beschriebene Halbbrücke 21 _H, 21 _L (im Folgenden als erste Halbbrücke bezeichnet) und eine weitere Halbbrücke 25 _H, 25 _L (im Folgenden als zweite Halbbrücke bezeichnet). Beide Halbbrücken sind zwischen die Eingangsknoten 11, 12 geschaltet, um die Eingangsspannung V_IN zu erhalten. Ein Ausgang (Abgriff) der ersten Halbbrücke 21 _H, 21 _L ist mit einem Abgriff des Autotransformators 31 gekoppelt und ein Ausgang (Abgriff) der Halbbrücke 21 _H, 21 _L ist mit einem anderen Abgriff des Autotransformators 31 gekoppelt. Der Autotransformator 31 weist eine erste und eine zweite Wicklungsanordnung auf, wobei jede dieser Wicklungsanordnungen von dem in 19 dargestellten Typ ist. In den 19 und 20 weisen gleiche Merkmale der Wicklungsanordnungen dieselben Bezugszeichen auf, wobei in 20 gleiche Merkmale der zwei Wicklungsanordnungen dieselben Bezugszeichen aufweisen, begleitet von einem ”+” im Falle der ersten Wicklungsanordnung und einem ”–” im Falle der zweiten Wicklungsanordnung. Die erste Wicklungsanordnung weist die Wicklungen 31 _n+, 31 ₂₂₊, 31 ₂₁₊ und 31 ₁₊ auf und die zweite Wicklungsanordnung weist die Wicklungen 31 _n-, 31 _22-, 31 _21- und 31 _1- auf. Die Wicklungen beider Wicklungsanordnungen sind in Serie geschaltet und induktiv gekoppelt. Weiterhin sind die zwei Wicklungsanordnungen symmetrisch relativ zu einem Referenzknoten REF, wobei Abgriffsspannungen v3_n+, v3₂₊, v3₁₊, v3_n-, v3_2-, v3_1- des Autotransformators auf den Referenzknoten REF bezogen sind. Die erste Halbbrücke 21 _H, 21 _L ist mit dem Abgriff zwischen den Wicklungen 31 ₂₂₊, 31 ₂₁₊, der ersten Wicklungsanordnung über einen Chopper-Kondensator 22 gekoppelt und die zweite Halbbrücke 24 _H, 24 _L ist mit dem korrespondierenden Abgriff gekoppelt, das heißt dem Abgriff zwischen den Wicklungen 31 _22-, 31 _21- der zweiten Wicklungsanordnung. Die erste Wicklungsanordnung kann auf dieselbe Art und Weise wie der in 19 dargestellte Autotransformator implementiert werden, so dass die Abgriffsspannungen v3_n+, v3₂₊, v3₁₊ den in Bezug auf 19 beschriebenen Abgriffsspannungen v3_n, v3₂, v3₁ entsprechen. Die zweite Wicklungsanordnung kann auf dieselbe Art und Weise implementiert werden wie die erste Wicklungsanordnung, so dass Signalverläufe ihrer Abgriffsspannungen v3_n-, v3_2-, v3_1- den Signalverläufen der Abgriffsspannungen der ersten Wicklungsanordnung entsprechen. Im Gegensatz zu der in 19 dargestellten Anordnung, stellt die in 20 dargestellte Anordnung Abgriffsspannungen mit beiden Polaritäten bereit. Die Chopper-Schaltung wird wie oben beschrieben mit der Schaltfrequenz f2 betrieben,
21 zeigt eine Leistungswandlerschaltung gemäß einem weiteren Beispiel. Diese Leistungswandlerschaltung unterscheidet sich von der in 1 dargestellten Leistungswandlerschaltung dadurch, dass sie zusätzlich einen Spannungsregler 7 aufweist, welcher die Selektor-Ausgangsspannung v5 empfängt und eine Spannungsreglerausgangsspannung v7 basierend auf der Selektor-Ausgangsspannung v5 erzeugt. Bezugnehmend auf die unten stehende Erläuterung, ist der Spannungsregler 7, welcher auch als Serienspannungsregler (SVR, engl.: series voltage regulator) bezeichnet werden kann, dazu ausgebildet, eine Spannung zu der Selektor-Ausgangsspannung v5 zu addieren, so dass die Reglerausgangsspannung v7 der Selektor-Ausgangsspannung v5 entspricht (wenn die addierte Spannung Null ist) oder höher ist als die Selektor-Ausgangsspannung v5. Eine Art die in 21 dargestellte Selektorschaltung 5 und den Spannungsregler 7 zu betreiben, wird unter Bezugnahme auf 22 im Weiteren beschrieben.
22 zeigt Zeitdiagramme der Selektor-Ausgangsspannung v5 und der Leistungswandlerausgangsspannung v_OUT während einer Halbwelle (einem Takt) einer sinusförmigen Ausgangsspannung (eine gleichgerichtete sinusförmige Ausgangsspannung). Bezugnehmend auf 22 ist der Selektor 5 dazu ausgebildet, die Selektor-Ausgangsspannung v5 derart zu erzeugen, dass ein Spannungspegel der Selektor-Ausgangsspannung v5 unterhalb dem gewünschten Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT liegt. Der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT kann definiert werden durch eine externe Last, wie beispielsweise ein Stromnetz, oder kann durch ein anderes Signal definiert werden, welches von der Selektorschaltung 5 und dem Spannungsregler 7 erhalten wird. Lediglich zum Zwecke der Erläuterung wird angenommen, dass der Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT durch eine externe Last definiert wird. In diesem Beispiel empfängt die Selektorschaltung 5 die Ausgangsspannung v_OUT und erzeugt, basierend auf dem momentanen Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT, die Selektor-Ausgangsspannung v5 basierend auf den Spannungspegeln 0, V4₁, V4₂, V_IN, welche sie empfängt. Insbesondere ist die Selektorschaltung 5 zum selben Zeitpunkt dazu ausgebildet, einen der Vielzahl von Spannungspegeln derart auszuwählen, dass der gewählte Spannungspegel gleich ist oder kleiner als der momentane Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT. In 22 ist S_vOUT ein Signal, welches die Ausgangsspannung v_OUT repräsentiert. Dieses Signal wird in dem in 21 dargestellten Beispiel von der Selektorschaltung 5 und dem Spannungsregler 7 erhalten.
Der Spannungsregler 7 ist dazu ausgebildet, intern eine Spannung zu erzeugen, welche einen Unterschied zwischen dem momentanen Spannungspegel der Ausgangsspannung v_OUT und dem Spannungspegel der Selektor-Ausgangsspannung v5 entspricht und diese intern erzeugte Spannung zu der Selektor-Ausgangsspannung v5 zu addieren, so dass die Spannungsreglerausgangsspannung v7 die Ausgangsspannung v_OUT ist. Die Filterschaltung 6 ist optional. Da die Selektor-Ausgangsspannung v5 nicht mit einer relativ hohen Schaltfrequenz zwischen verschiedenen Spannungspegeln hin- und herschaltet (f4 in den oben beschriebenen Beispielen), ist in der Filterschaltung 6 kein Tiefpassfilter erforderlich. Daher kann gemäß einem Beispiel die Filterschaltung 6 lediglich eine Entfaltungsbrücke aufweisen. In diesem Fall kann die Filterschaltung 6 die Polarität der Spannungsreglerausgangsspannung v7 um die Ausgangsspannung v_OUT zu erzeugen nur dann ändern, wenn beispielsweise die Ausgangsspannung v_OUT eine sinusförmige Spannung und die Spannungsreglerausgangsspannung v7 eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung ist.
Um die Spannung zu erzeugen, welche zu der Selektor-Ausgangsspannung v5 addiert wird, empfängt die Selektorschaltung eine Versorgungsspannung von einer Hilfsspannungsquelle 8. Diese Hilfsspannungsspannungsquelle kann eine Hilfswicklung 81 des Autotransformators 31 aufweisen. Diese Hilfswicklung 81 ist mit den oben beschriebenen Autotransformatorwicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n induktiv gekoppelt, jedoch nicht mit diesen Wicklungen 31 ₁, 31 ₂, 31 _n in Serie geschaltet. Stattdessen ist die Hilfswicklung mit einem Gleichrichter 82, 83 gekoppelt, welcher die Versorgungsspannung V8 aus einer Spannung v81 über der Hilfswicklung erzeugt. Die Spannung v81 über der Hilfswicklung ist wie die Abgriffsspannungen eine Wechselspannung mit einer Frequenz, welche durch die Chopper-Frequenz f2 definiert wird. Die Gleichrichterschaltung 82, 83 erzeugt aus dieser Wechselspannung eine Gleichspannung, welche die Versorgungsspannung V8 bildet. Die Gleichrichterschaltung kann eine Serienschaltung mit einem Gleichrichterelement 80, zum Beispiel eine Diode, und einem Kondensator 83 aufweisen, wobei diese Serienschaltung parallel zu der Hilfswicklung 81 geschaltet ist und wobei die Versorgungsspannung V8 über dem Kondensator 83 verfügbar ist.
Obwohl verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, ist es für Fachmänner auf dem Gebiet erkennbar, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, welche einige der Vorteile der Erfindung erreichen können, ohne vom Geist und vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Es ist für Fachmänner auf dem Gebiet erkennbar, dass andere Komponenten, welche dieselben Funktionen erfüllen, entsprechend ersetzt werden können. Es sollte erwähnt werden, dass Merkmale welche in Bezug auf eine bestimmte Figur erläutert wurden, mit Merkmalen anderer Figuren kombiniert werden können, auch in solchen Fällen in welchen dies nicht explizit erwähnt wird. Weiterhin können die Verfahren der Erfindung in reinen Software-Implementierungen erreicht werden, unter Verwendung geeigneter Prozessoranweisungen, oder in hybriden Implementierungen, welche eine Kombination von Hardwarelogik und Softwarelogik nutzen, um dieselben Ergebnisse zu erreichen. Solche Modifikationen des erfindungsgemäßen Konzeptes sollen durch die angefügten Ansprüche abgedeckt werden.
Räumlich relative Begriffe, wie beispielsweise ”unter”, ”unten”, ”untere”, ”über”, ”obere” oder ähnliche, werden lediglich zur Erleichterung der Beschreibung verwendet um die Positionen eines Elementes relativ zu einem zweiten Element zu erläutern. Diese Begriffe sollen verschiedene Orientierungen der Einheit umfassen zusätzlich zu verschiedenen Orientierungen wie in den Figuren dargestellt. Weitere Begriffe wie ”erste”, ”zweite” oder ähnliches werden ebenso verwendet, um verschiedene Elemente, Gebiete, Abschnitte, etc. zu beschreiben und sollen nicht einschränkend sein. Gleiche Begriffe beziehen sich auf gleiche Elemente in der Beschreibung.
Die hierin verwendeten Begriffe ”haben”, ”enthalten”, ”umfassen”, ”aufweisen” oder ähnliches sind unbestimmte Begriffe, welche das Vorhandensein genannter Elemente und Merkmale angeben, jedoch zusätzliche Elemente und Merkmale nicht ausschließen. Die Artikel ”ein”, ”eine” und ”der, die, das” sollen sowohl den Plural, als auch den Singular aufweisen, sofern der Kontext nicht ausdrücklich anderes erkennen lässt.

Claims

Leistungswandlerschaltung, die aufweist: eine Chopper-Schaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung zu erhalten und eine Chopper-Spannung mit einem wechselnden Spannungspegel basierend auf der Eingangsspannung zu erzeugen; einen Autotransformator, der wenigstens einen Abgriff aufweist, wobei der Autotransformator mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, eine Abgriffsspannung an dem wenigstens einen Abgriff zu erzeugen; und einer Selektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Vielzahl von Spannungspegeln zu erhalten, wobei wenigstens einer der Spannungspegel auf der wenigstens einen Abgriffsspannung basiert, wobei die Selektorschaltung weiterhin dazu ausgebildet ist, eine Selektor-Ausgangsspannung basierend auf der Vielzahl von Spannungspegeln derart zu erzeugen, dass die Selektorschaltung zwei der Vielzahl von Spannungspegeln auswählt und mit einer Schaltfrequenz zwischen den zwei Spannungspegeln hin- und herschaltet.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 1, bei der die zwei Spannungspegel die von der Selektorschaltung ausgewählt werden, zwei direkt aufeinander folgende Spannungspegel der Vielzahl von Spannungspegeln sind.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Schaltfrequenz der Selektorschaltung gleichbleibend ist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Chopper-Schaltung dazu ausgebildet ist, die Chopper-Spannung mit einer Chopper-Frequenz zu erzeugen.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 4, bei der die Chopper-Frequenz gleichbleibend ist.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 4 oder 5, die weiterhin wenigstens einen Serien-Resonanzkreis aufweist, der durch die Chopper-Spannung angeregt wird, wobei Parameter des wenigstens einen Serien-Resonanzkreises an die Chopper-Frequenz derart angepasst sind, dass die Chopper-Frequenz im Wesentlichen einer Resonanzfrequenz des wenigstens einen Serien-Resonanzkreises entspricht.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei der die Chopper-Schaltung eine Halbbrücke aufweist, die mit der Chopper-Frequenz betrieben wird.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 7, bei der die Chopper-Schaltung einen Kondensator aufweist, der zwischen die Halbbrücke und den Autotransformator geschaltet ist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, die weiterhin aufweist: eine Gleichrichterschaltung, die dazu ausgebildet ist, die wenigstens eine Abgriffsspannung zu erhalten und basierend auf der wenigstens einen Abgriffsspannung wenigstens einen der Spannungspegel zu erzeugen, die von der Selektorschaltung erhalten werden.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 9, wobei die Gleichrichterschaltung wenigstens einen Abgriffskondensator aufweist, der mit dem wenigstens einen Abgriff gekoppelt ist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, die weiterhin eine Filterschaltung aufweist, die dazu ausgebildet ist, die Selektor-Ausgangsspannung zu erhalten und basierend auf der Selektor-Ausgangsspannung einen Ausgangsstrom zu erzeugen.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 11, bei der die Filterschaltung dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom an einem Ausgang bereit zu stellen, bei der die Filterschaltung dazu ausgebildet ist, an dem Ausgang eine Spannung mit einem Signalverlauf aufzuweisen, welcher durch eine Last definiert wird, und bei der die Selektorschaltung dazu ausgebildet ist, die zwei Spannungspegel der Vielzahl von Spannungspegeln basierend auf einem Momentanpegel der Spannung am Ausgang der Filterschaltung auszuwählen.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 11 oder 12, bei der die Filterschaltung einen Tiefpassfilter aufweist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, bei der die Filterschaltung eine Entfaltungsbrücke aufweist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der wenigstens eine Abgriff eine Vielzahl von Abgriffen aufweist.
Verfahren, das aufweist: Erhalten einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Chopper-Spannung mit einem wechselnden Spannungspegel, basierend auf der Eingangsspannung mittels einer Chopper-Schaltung; Erzeugen einer Abgriffsspannung an einem Abgriff eines Autotransformators, der mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist; Erhalten einer Vielzahl von Spannungspegeln durch eine Selektorschaltung, wobei wenigstens einer der Spannungspegel auf der Abgriffsspannung basiert; und Erzeugen einer Selektor-Ausgangsspannung basierend auf der Vielzahl von Spannungspegeln mittels der Selektorschaltung derart, dass der Spannungspegel der Selektor-Ausgangsspannung mit einer Schaltfrequenz zwischen zwei ausgewählten der Vielzahl von Spannungspegeln hin und herschaltet.
Leistungswandlerschaltung, die aufweist: eine Chopper-Schaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung zu erhalten und eine Chopper-Spannung mit einem wechselnden Spannungspegel basierend auf der Eingangsspannung mit einer Chopper-Frequenz zu erzeugen; einen Autotransformator, der wenigstens einen Abgriff aufweist, wobei der Autotransformator mit der Chopper-Schaltung gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, an dem wenigstens einen Abgriff eine Abgriffsspannung zu erzeugen; einer Selektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine Vielzahl von Spannungspegeln zu erhalten, wobei wenigstens einer der Spannungspegel auf der wenigstens einen Abgriffsspannung basiert, und wobei die Selektorschaltung dazu ausgebildet ist, eine Selektor-Ausgangsspannung basierend auf der Vielzahl von Spannungspegeln zu erzeugen; und wenigstens einen Serien-Resonanzkreis, welcher durch die Chopper-Spannung angeregt wird, wobei der wenigstens eine Serien-Resonanzkreis eine parasitäre Induktivität des Autotransformators aufweist und wobei Parameter des wenigstens einen Serien-Resonanzkreises derart an die Chopper-Frequenz angepasst sind, dass die Chopper-Frequenz im Wesentlichen einer Resonanzfrequenz der wenigstens einen Serien-Resonanzschaltung entspricht.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 17, bei der die Chopper-Frequenz gleichbleibend ist.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 17 oder 18, bei der der wenigstens eine Abgriff eine Vielzahl von Abgriffen aufweist, und wobei der wenigstens eine Serien-Resonanzkreis eine Vielzahl von Serien-Resonanzkreisen aufweist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 19, bei der die parasitäre Induktivität des Autotransformators eine Streuinduktivität ist.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 20, die weiterhin aufweist: eine Gleichrichterschaltung, die dazu ausgebildet ist, die wenigstens eine Abgriffsspannung zu erhalten und basierend auf der wenigstens einen Abgriffsspannung wenigstens einen der Spannungspegel zu erzeugen, die von der Selektorschaltung erhalten werden.
Leistungswandlerschaltung nach Anspruch 21, bei der der wenigstens eine Abgriff eine Vielzahl von Abgriffen aufweist, bei der der wenigstens eine Serien-Resonanzkreis eine Vielzahl von Serien-Resonanzkreisen aufweist, wobei die Gleichrichterschaltung eine Vielzahl von Gleichrichterstufen aufweist, wobei jede der Gleichrichterstufen mit einem entsprechenden der Vielzahl von Abgriffen gekoppelt ist, bei der jede der Vielzahl von Gleichrichterstufen einen Abgriffskondensator aufweist, welcher mit dem entsprechenden der Abgriffe gekoppelt ist, und bei der jeder der Vielzahl von Serien-Resonanzkreisen den Abgriffskondensator einer entsprechenden der Vielzahl von Gleichrichterstufen aufweist.
Leistungswandlerschaltung nach einem der Ansprüche 17 bis 22, die weiterhin aufweist: einen Spannungsregler der mit einem Ausgang der Selektorschaltung gekoppelt ist, und der dazu ausgebildet ist, eine Spannung zu der Selektor-Ausgangsspannung zu addieren.
Verfahren, das aufweist: Erhalten einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Chopper-Spannung mit einem wechselnden Spannungspegel basierend auf der Eingangsspannung und mit einer Chopper-Frequenz durch eine Chopper-Schaltung; Erhalten der Chopper-Spannung und Erzeugen wenigstens einer Abgriffsspannung basierend auf der Chopper-Spannung durch einen Autotransformator; und Erhalten einer Vielzahl von Spannungspegeln mittels einer Selektorschaltung, wobei wenigstens einer der Vielzahl von Spannungspegeln auf der wenigstens einen Abgriffsspannung basiert, und Erzeugen einer Selektor-Ausgangsspannung basierend auf der Vielzahl von Spannungspegeln mittels der Selektorschaltung, wobei die Chopper-Frequenz im Wesentlichen einer Resonanzfrequenz wenigstens einer Serienresonanzschaltung entspricht, die eine parasitäre Induktivität des Autotransformators aufweist.