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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungsversorgungsvorrichtung
zum Erzeugen von Hochfrequenzleistung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung.
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Eine
Leistungsversorgungsvorrichtung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung
ist als Leistungsversorgungsvorrichtung bekannt, die in einem Schritt eines
Halbleiterherstellungsprozesses, z. B. einem Schritt eines Hochfrequenz-Sputterns,
einer Plasma-CVD, eines Plasma-Ätzens, eines
Plasma-Veraschens oder von ähnlichem,
zu dem Zweck verwendet wird, stabiles Plasma zu erzeugen.
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Eine
herkömmliche
Leistungsversorgungsvorrichtung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung hat
ein Verstärkungssystem,
das einen mehrstufigen linearen Verstärker aufweist, d. h. Verstärker, die
in mehreren Stufen verbunden sind, zum Verstärken von schwachen Oszillationen,
die durch einen eingebauten Quarzoszillator erzeugt werden, bis
zur schließlichen
Ausgabe in einer Reihenfolge. Das Verstärkungssystem, das bei der Leistungsversorgung verwendet
wird, wird lineares Verstärkungssystem genannt,
das eine relativ niedrige Effizienz von etwa 50% hat.
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Jedoch
kann eine Verwendung eines solchen herkömmlichen Verstärkers mit
einer niedrigen Verstärkungseffizienz
die Anforderung nach einer großen
Versorgungsleistung für
Plasma auf dem Markt nicht erfüllen,
weil dies das Volumen und den Leistungsverlust der Leistungsversorgungsvorrichtung
sehr groß macht.
Aus diesem Grund wird in letzter Zeit hauptsächlich der so genannte Schaltmodus-Verstärker verwendet,
der ein Verstärkungssystem
mit einer Effizienz hat, die höher
als diejenige des herkömmlichen
ist, d. h. mehr als 80%. Der Schaltmodus-Verstärker enthält zwei Verstärkungssysteme,
d. h. die so genannte D-Klasse und die so genannte E-Klasse. Für die Leistungsversorgung
für Plasma
wird allgemein das Verstärkungssystem
der E-Klasse verwendet.
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17 zeigt
einen Schaltungsaufbau eines allgemeinen Verstärkungssystems der E-Klasse. Beim
System der E-Klasse sind ein Schaltelement QS und
eine Drosselspule RFC in Bezug auf eine
Eingangsspannung VDD in Reihe geschaltet.
Eine Sinuswellenausgabe wird aus der Verbindung zwischen dem Schaltelement
QS und der Drosselspule RFC über einen
Reihenresonanzkreis erhalten, der einen Resonanzkondensator C0 und einen Resonanzreaktor L0 aufweist.
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Bei
dem in 17 gezeigten System der E-Klasse
wird der Spitzenwert einer an das Schaltelement QS angelegten
Spannung so groß,
dass er das Dreifache der Leistungsversorgungsspannung VDD selbst in einem eingeschwungenen Zustand
der Last übersteigt,
weil das Schaltelement QS über die Drosselspule
RFC an die Leistungsversorgung VDD angeschlossen ist. Weiterhin kann sich
bei einer Plasmaerzeugungsvorrichtung, bei welcher es steile Schwankungen
bezüglich
einer Last gibt, die Last von einem Leerlauf zu einem Kurzschluss
und umgekehrt in kurzer Zeit ändern,
und zwar bei einem Übergangsphänomen, so
dass in Abhängigkeit
von der Änderung
der Zustände
oft eine sehr große
Spannung an das Schaltelement QS angelegt
werden kann. Es gibt ein derartiges Problem, dass das Schaltelement
QS in einem Moment zerstört werden kann, in welchem
die an das Schaltelement QS (im Folgenden
auch Umschaltelement genannt) angelegte Spannung die zulässige Spannung
einmal übersteigt.
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Aus
DE 100 18 879 A1 ist
ein Stromversorgungsgerät
zur bipolaren Stromversorgung einer Anlage der Plasma- oder Oberflächentechnik
bekannt, mit einer Brückenschaltung
von elektronischen Leistungsschaltern, die ausgangsseitig mit der
Last der Anlage verbunden sind. Die Leistungsschalter sind mit Steuersignalaufbereitseinrichtungen
verbunden, die in gewünschter
Weise die Leistungsschalter ansteuern, um eine freie Wahl der Impulsform
zu ermöglichen.
Die maximal zusätzliche
Stromdynamik für
die schaltenden Transistoren und Freilaufdioden wird durch zwei
ausgangsseitige Induktivitäten
eingestellt, die die Stromdynamik begrenzen sollen, um sowohl die
Leistungsschalter als auch die Plasmaanlage selbst und die sich
darin befindlichen Substrate zu schützen.
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Aus
US 5,394,061 A ist
eine Leistungsversorgungsvorrichtung zum Erzeugen von Hochfrequenzleistung
für eine
Plasmaerzeugungsvorrichtung als Last bekannt, mit einer Push-Pull-Endstufe, einem
Tiefpassfilter und einem Anpassungsschaltkreis, so dass die das
Tiefpassfilter passierende Hochfrequenzleistung über den Anpassungsschaltkreis
an die Elektroden einer Plasmakammer gegeben wird. Der Anpassungsschaltkreis
weist einen Impedanzeinstellungsmechanismus auf. Außerdem ist ein
Stehwellenverhältnis-Messgerät vorgesehen,
um auf der Verbindung zwischen Tiefpassfilter und Anpassungsschaltkreis
das Stehwellenverhältnis
zu erfassen. Abhängig
vom erfassten Stehwellenverhältnis
wird mittels einer CPU der Anpassungsschaltkreis eingestellt.
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Aus
Hideaki Fujita und Hirofumi Akagi: „A 2 MHz 2-kW voltage-source inverter for
low-temperature plasma generators: Implementation of fast switching
with a third-order resonant circuit", IEEE Transactions an Industry Applications,
Vol. 35, No. 1, Januar/Februar 1999, Seiten 21 bis 27, ist es bekannt, zwischen
den Ausgang einer H-Brücke
mit vier MOSFETs und einem Anpassungstransformator einen Resonanzschaltkreis
dritter Ordnung einzufügen,
um ein schnelles Laden/Entladen der Ausgangskapazität der jeweiligen
MOSFET's zu erreichen.
Dazu wird der Resonanzschaltkreis dritter Ordnung auf eine Resonanzfrequenz
geringfügig
unterhalb der dreifachen Betriebsfrequenz abgestimmt, so dass er
sich auf der dritten Harmonischen induktiv verhält, jedoch auf der Grundfrequenz
einen voreilenden Stromanteil durch den Kondensator des Resonanzschaltkreises bewirkt.
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Aus
US 6,426,599 B1 ist
ein Umrichterschaltkreis zum Betreiben einer Bogenlampe bekannt.
Der Umrichter erlaubt eine Frequenzmodulation, um mittels des von
der Lampe ausgestrahlten Lichts Information übertragen zu können. Die
Lampe als Last des Umrichters umfasst einen Kondensator
40 und eine
Induktivität
38,
die zusammen mit der Lampe die Last bilden. Die Last wird in einem
Frequenzbereich von 20 bis 40 kHz betrieben.
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In
M. K. Kazimierczuk, "Class
D voltage-switching MOSFET power amplifier", IEE proceedings-B, Vol 138, No. 6,
November 1991, Seiten 285 bis 296, wird ein D Klasse spannungsschaltender
MOSFET Leistungsverstärker
analysiert. In diesem Beitrag wird das Verhalten von Leistungs-MOSFETs
in D Klasse Schaltungen sowohl für
kapazitive als auch für
induktive Lasten erörtert
und gezeigt, dass der Betrieb oberhalb der Resonanzfrequenz, also
eine induktive Last, zu bevorzugen ist.
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Eine
Aufgabe der Erfindung besteht im Realisieren einer Leistungsversorgungsvorrichtung
zum Erzeugen von Hochfrequenzleistung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung,
die eine hohe Effizienz hat und die das Umschaltelement vor steilen Übergangsschwankungen
schützen
kann, die einer Plasmalast eigen sind.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst wie im
Anspruch 1 angegeben.
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Gemäß der Leistungsversorgungsvorrichtung
der Erfindung ist es deshalb, weil die Leistungs-Wandlerschaltung
eine Vielzahl von Verstärkerschaltungen
der D-Klasse mit einer Vielzahl von Umschaltelementen aufweist und
eine DC-Leistungsausgabe der DC-Leistungsversorgung in eine Hochfrequenzleistung
zur Ausgabe umwandelt, möglich,
die an jedes Umschaltelement angelegte Spannung bis zu der Spannung
zu unterdrücken,
die maximal durch die DC-Leistungsversorgung zugeführt wird.
Demgemäß ist es
selbst dann, wenn die Leistungsversorgungsvorrichtung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung
verwendet wird, bei welcher es steile Schwankungen bezüglich einer
Last bei einem Übergangsphänomen gibt,
möglich,
eine Zerstörung des
Umschaltelements in der Leistungsversorgungsvorrichtung zu verhindern.
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Weiterhin
wird deshalb, weil die Lastimpedanz zu einer vorbestimmten verzögerten Last
in Bezug auf die Leistungswandlerschaltung durch die Lastimpedanzwandlerschaltung
umgewandelt wird, der Laststrom auch bezüglich einer Phase verzögert. Als Ergebnis
ist es möglich,
den Verlust in der Schaltung zu reduzieren, der durch Umschaltoperationen
auftreten kann, und eine Leistungsversorgungsvorrichtung zum Erzeugen
eines Plasmas mit einer hohen Effizienz zu realisieren.
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Genauer
gesagt wird der Laststrom bezüglich
einer Phase in Bezug auf die Leistungs-Wandlerschaltung so verzögert, dass
die Richtung des Laststroms nach einem Verstreichen einer vorbestimmten
Zeit geändert
wird, nachdem die Halbleiterschalter einschalten, wie beispielsweise
einer Zeit, die länger
als eine Erholungszeit für
die parasitären
Dioden der Halbleiterschalter ist. Dadurch ist es möglich, zu verhindern,
dass ein Kurzschlussstrom durch die Verstärkerschaltung fließt, und
daher ist es möglich, den
Verlust zu reduzieren, der durch Schaltoperationen erfolgen kann.
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Vorzugsweise
weist die Leistungswandlerschaltung eine Vollbrücken-Inverterschaltung auf,
bei welcher die Vielzahl von Umschaltelementen in einer Brückenschaltung
vorgesehen ist.
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Die
oben beschriebene vorbestimmte verzögerte Last veranlasst vorzugsweise
eine Phase einer Laststromverzögerung
so, dass eine Richtung des Laststroms nach einem Verstreichen einer
vorbestimmten Zeit umgekehrt wird, seit eines der Umschaltelemente
einschaltet.
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Die
vorbestimmte Zeit kann länger
als eine Zeit sein, die einer Erholungszeit für parasitäre Dioden von dem einen der
Umschaltelemente entspricht.
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Die
Lastimpedanzwandlerschaltung kann eine Recktanz Xs aufweisen, die
zu einem ihrer Eingangsanschlüsse
in Reihe geschaltet ist, und eine Recktanz Xp, die zu den Eingangsanschlüssen parallel
geschaltet ist, wobei jede der Recktanzen Xs und Xp eine Spule oder
einen Kondensator aufweist, um die Phase eines verzögerten Laststroms
zu bestimmen.
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Außerdem weist
die Leistungsversorgungsvorrichtung weiterhin eine Zusammensetzungsschaltung
auf zum Zusammensetzen von Ausgaben der Vielzahl von Verstärkerschaltungen,
die über
die Lastimpedanzwandlerschaltung versorgt werden, um eine Hochfrequenzleistung
mit einer hohen Spannung zu erzeugen, eine Filterschaltung zum Abschneiden
bzw. Begrenzen harmonischer Komponenten einer Ausgabe der Zusammensetzungsschaltung;
einen Leistungssensor zum Erfassen einer Ausgangsleistung der Filterschaltung;
und eine Steuerschaltung zum Steuern eines Leistungsumwandlungsbetriebs
der DC-Leistungsversorgung auf der Basis eines erfassten Werts des
Leistungssensors.
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Vorzugsweise
weist jede der Verstärkerschaltungen
der D-Klasse folgendes
auf: einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Halbleiterschalter,
die in einer Brückenschaltung
verbunden sind; und einen Transformator, wobei ein Anschluss einer
Primärwicklung
des Transformators an eine Verbindungsstelle des ersten und des
zweiten Halbleiterschalters angeschlossen ist und der andere Anschluss
der Primärwicklung
an eine Verbindungsstelle des dritten und des vierten Halbleiterschalters angeschlossen
ist.
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Der
erste, der zweite, der dritte und der vierte Halbleiterschalter
haben jeweils eine erste, eine zweite, eine dritte und eine vierte
parasitäre
Diode; und die vorbestimmte verzögerte
Last lässt
zu, dass die Verstärkerschaltung
von der ersten und der vierten parasitären Diode, die EIN-geschaltet
sind, zu dem ersten und dem vierten Halbleiterschalter, die EIN-geschaltet
sind, überträgt bzw.
transferiert, so dass weder ein übermäßiger Strom
noch eine übermäßige Spannung
im zweiten und im dritten Halbleiterschalter und in der zweiten
und der dritten parasitären
Diode erzeugt wird, und von der zweiten und der dritten parasitären Diode,
die EIN-geschaltet sind, zum zweiten und zum dritten Halbleiterschalter, die
EIN-geschaltet sind, überträgt bzw.
transferiert, so dass weder ein übermäßiger Strom
noch eine übermäßige Spannung
im ersten und im vierten Halbleiterschalter und in der ersten und
der vierten parasitären
Diode erzeugt wird.
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Die
vorliegende Erfindung wird vollständiger aus der hierin nachfolgend
angegebenen detaillierten Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen,
die nur anhand einer Darstellung angegeben sind und somit nicht
als Definition der Beschränkungen
der vorliegenden Erfindung dienen sollen, vollständiger verstanden werden, wobei:
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1 ein
Blockdiagramm ist, das einen schematischen Aufbau der Leistungsversorgungsvorrichtung
zum Erzeugen von Hochfrequenzleistung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung
gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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2 ein
Blockdiagramm ist, das einen schematischen Aufbau eines Ausführungsbeispiels des
Verstärkers
zeigt;
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3 ein
Blockdiagramm ist, das ein Ersatzschaltbild der Lastimpedanzwandlerschaltung
zeigt;
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4 ein
Blockdiagramm ist, das ein Ersatzschaltbild der in 1 gezeigten
Leistungsversorgungsvorrichtung zeigt;
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5A–5C Zeitdiagramme
sind, die den Betrieb der in 4 gezeigten
Verstärkerschaltung
zeigen;
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6 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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7 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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8 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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9 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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10A–10C Zeitdiagramme sind, die den Betreib der Verstärkerschaltung
in einem Fall einer führenden
Last zeigen;
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11 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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12 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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13 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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14 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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15 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt;
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16 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel eines Strompfads in einem
Verstärker
zeigt; und
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17 ein
Schaltungsdiagramm ist, das einen Grundaufbau eines Verstärkers der
E-Klasse zeigt.
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Nun
wird ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung detailliert unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erklärt.
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1 ist
ein Blockdiagramm, das einen schematischen Aufbau der Leistungsversorgungsvorrichtung 1 zum
Erzeugen von Hochfrequenzleistung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. Die Leistungsversorgungsvorrichtung 1 wandelt
beispielsweise eine Dreiphasen-Wechselstromleistung, die von der
kommerziellen Frequenzleistungsversorgung zugeführt wird, in eine Hochfrequenzleistung,
z. B. eine Funkfrequenzleistung, mit einer vorbestimmten Spannung
um und führt
sie zu einer Plasmaerzeugungsvorrichtung 2, die eine Last
ist. Wenn die Vorrichtung 2 von der Seite der Leistungsversorgungsvorrichtung 1 angeschaut
wird, ist die Plasmaerzeugungsvorrichtung 2 mit einer Last
eines reinen Widerstands von 50 Ω an
die Leistungsversorgungsvorrichtung 1 durch ein Anpasselement
(nicht gezeigt) angepasst.
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Die
Leistungsversorgungsvorrichtung 1 weist eine variable DC-Leistungsversorgungseinheit 10,
eine Vielzahl von Hochfrequenz-Verstärkerschaltungen, z. B. Funkfrequenz-Verstärkerschaltungen 20,
die hierin nachfolgend einfach "Verstärkerschaltungen" genannt werden,
eine Lastimpedanz-Wandlerschaltung 30,
eine Zusammensetzungsschaltung 40, eine Filterschaltung 50,
einen Leistungssensor 60 und eine Steuerschaltung 70 auf.
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Die
variable DC-Leistungsversorgungseinheit 10 betätigt einen
Wandler, der eine eingegebene AC-Leistung in eine DC-Leistung zur
Ausgabe umwandelt. Der Betrieb der Leistungsumwandlung wird durch
die Steuerschaltung 70 gesteuert.
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Die
Verstärkerschaltungen 20 sind
die so genannten Verstärker
der Klasse D, die Umschaltelemente (Q1 und Q2; oder Q3 und Q4) enthalten,
die zueinander in Reihe geschaltet sind. Die Verstärkerschaltungen 20 wandeln
die von der Variablen DC-Leistungsversorgungseinheit 10 zugeführte DC-Leistung
in eine Hochfrequenzleistung, z. B. eine Funkfrequenzleistung, zur
Ausgabe um.
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Der
Aufbau der Verstärkerschaltung 20 ist
in 2 gezeigt. Die Verstärkerschaltung 20 weist
vier Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 auf, die in Brückenschaltung
verbunden sind, und einen Transformator 21.
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Jeder
der vier Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 ist ein MOS-FET. Ein
Ein- oder Aus-Zustand zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss
jedes Halbleiterschalters Q1, Q2, Q3 oder Q4, d. h. ein Ein- oder
Aus-Zustand jedes Halbleiterschalters, wird durch ein Spannungssignal,
d. h. ein Gate-Signal, gesteuert, das von einer jeweiligen Treiberschaltung
in einen jeweiligen Gateanschluss eingegeben wird.
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Der
Sourceanschluss des Halbleiterschalters Q1 ist mit dem Drainanschluss
des Halbleiterschalters Q2 verbunden und der Sourceanschluss des
Halbleiterschalters Q3 ist mit dem Drainanschluss des Halbleiterschalters
Q4 verbunden. Die Drainanschlüsse
der Halbleiterschalter Q1 und Q3 sind miteinander verbunden und
die Sourceanschlüsse
der Halbleiterschalter Q2 und Q4 sind miteinander verbunden.
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Ein
Anschluss der Primärwicklung,
welche später
beschrieben wird, des Transformators 21 ist an die Verbindungsstelle
der Halbleiterschalter Q1 und Q2 angeschlossen, und der andere Anschluss der
Primärwicklung
ist an die Verbindungsstelle der Halbleiterschalter Q3 und Q4 angeschlossen.
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Die
Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 wandeln eine eingegebene DC-Leistung
in eine Hochfrequenz, z. B. eine Funkfrequenz bzw. Radiofrequenz,
um, und zwar im Wesentlichen einen sinusförmigen Strom durch ein erstes
Paar von Halbleiterschaltern Q1 und Q4 und ein zweites Paar von
Halbleiterschaltern Q2 und Q3, wobei das erste und das zweite Paar
abwechselnd und wiederholt ein- und ausgeschaltet werden.
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Das
bedeutet, dass die Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 die so genannte
Verstärkerschaltung
der Klasse D bilden und die von der variablen DC-Leistungsversorgungseinheit 10 zugeführte DC-Leistung
in eine Hochfrequenzleistung zur Ausgabe umwandeln und als Vollbrückeninverter
zum Ausgeben der umgewandelten Hochfrequenzleistung in die primäre Seite
des Transformators 21 fungieren.
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Die
Dioden D1, D2, D3 und D4, die zu den Halbleiterschaltern Q1, Q2,
Q3 und Q4 nicht parallel geschaltet sind, sind jeweils parasitäre Dioden
der Halbleiterschaltung Q1, Q2, Q3 und Q4.
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Der
Transformator 21 weist eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung
auf, die miteinander elektromagnetisch gekoppelt sind. Ein Ende
der Primärwicklung
ist an die Verbindungsstelle der Halbleiterschaltung Q1 und Q2 angeschlossen
und das andere Ende ist an die Verbindungsstelle der Halbleiterschaltung
Q3 und Q4 angeschlossen. Der Transformator 21 transformiert
die zwischen den beiden Enden der Primärwicklung angelegte Spannung
gemäß dem Windungsverhältnis der
Wicklungen zum Erzeugen einer transformierten Spannung zwischen
den beiden Enden der Sekundärwicklung.
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In 1 dient
die Lastimpedanzwandlerschaltung 30 zum Veranlassen, dass
die Plasmaerzeugungsvorrichtung 2, die eine Last ist, eine
verzögerte
Last in Bezug auf die Verstärkerschaltungen 20 ist.
Ein Ersatzschaltbild für
die Lastimpedanzwandlerschaltung 30 ist in 3 gezeigt.
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In 3 ist
ein Ersatzschaltbild für
die Lastimpedanzwandlerschaltung 30, die an den letzteren Teil
einer Verstärkerschaltung 20 angeschlossen
ist, dargestellt.
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Die
Lastimpedanzwandlerschaltung 30 kann als die Ersatzschaltung
ausgedrückt
werden, die eine Recktanz Xs aufweist, die zu einem der Eingangsanschlüsse in Reihe
geschaltet ist, und eine Recktanz Xp, die zu den Eingangsanschlüssen parallel
geschaltet ist. Jede der Recktanzen Xs und Xp kann aus einer Spule,
einem Kondensator oder ähnlichem aufgebaut
sein. Die Recktanzen Xs und Xp können die
Lastimpedanz der Plasmaerzeugungsvorrichtung 2, wenn sie
von der Seite der Verstärkerschaltungen 20 gesehen
wird, in "eine verzögerte Last" umwandeln, indem
die Werte der Recktanzen Xs und Xp geeignet ausgewählt werden.
Das bedeutet, dass die Last, wenn sie von der Seite der Verstärkerschaltungen 20 gesehen
wird, durch die Lastimpedanzwandlerschaltung 30 auf äquivalente
Weise als "eine
verzögerte
Last" bestimmt werden
kann.
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In 1 setzt
die Zusammensetzungsschaltung 40 die Ausgaben der Vielzahl
von Verstärkerschaltungen 20 über die
Lastimpedanzwandlerschaltung 30 zusammen, um eine Hochfrequenzleistung mit
einer Spannung zu erzeugen, die höher als diejenige der Ausgabe
jeder Verstärkerschaltung 20 ist.
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Die
Filterschaltung 50 weist beispielsweise eine Spule und
einen Kondensator auf, um harmonische Komponenten, die ein Rauschen
erzeugen, von der Ausgabe der Zusammensetzungsschaltung 40 abzuschneiden.
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Der
Leistungssensor 60 erfasst die Ausgangsleistung der Filterschaltung 50 und
gibt den erfassten Wert zur Steuerschaltung 70 aus.
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Die
Steuerschaltung 70 führt
die so genannte Rückkopplung,
d. h. eine Steuerung des Leistungsumwandlungsbetriebs der variablen
DC-Leistungsversorgungseinheit 10, auf der Basis des erfassten Werts
des Leistungssensors 60 durch.
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Als
nächstes
wird der Betrieb der Leistungsversorgungsvorrichtung gemäß dem Ausführungsbeispiel
der Erfindung erklärt.
Die Erklärung
wird unter Bezugnahme auf 4 durchgeführt, die
die Leistungsversorgungsvorrichtung 1 zum Erzeugen von Hochfrequenzleistung
für eine
Plasmaerzeugungsvorrichtung schematisch zeigt, um die Erklärung einfach
und verständlich
zu machen.
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In 4,
die die Leistungsversorgungsvorrichtung 1 zeigt, ist eine
Vielzahl von Verstärkerschaltungen
weggelassen und ist nur eine Verstärkerschaltung 20 gezeichnet,
und sind die Zusammensetzungsschaltung 40, die Filterschaltung 50 und
der Leistungssensor 60 auch weggelassen. Weiterhin ist eine
konstante Spannung einer DC-Leistungsversorgung VDD anstelle
der variablen DC-Leistungsversorgungseinheit 10 gezeigt,
und eine Last 3, die über
die Lastimpedanzwandlerschaltung 30 in "eine verzögerte Last" umgewandelt wurde, anstelle der Plasmaerzeugungsvorrichtung 2,
wenn sie von der Seite der Verstärkerschaltungen 20 aus
gesehen wird.
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Die 5A–5C sind
Zeitdiagramme, die den Betrieb der in 4 gezeigten
Verstärkerschaltung 20 zeigen. 5A zeigt
einen EIN- und AUS-Zustand der Halbleiterschaltungen Q1 und Q4 und 5B zeigt
einen EIN- und AUS-Zustand der Halbleiterschalter Q2 und Q3 und 5 zeigt den Strom, der zur Primärseite bzw.
Primärwicklung
des Transformators 21 fließt. Die Abszissenachse zeigt gemeinsam
die Zeit t. Die Zeitintervalle I–IV entsprechen einer Betriebsperiode
der Verstärkerschaltung 20.
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In 5C zeigt
der obere Teil in Bezug auf die zentrale laterale Linie den Strom,
der in der Primärwicklung
des Transformators 21 von "A" zu "B" fließt (in der Richtung nach unten
in 4), was hierin nachfolgend "A-zu-B-Richtung" genannt werden kann, und zeigt der
untere Teil in Bezug auf die zentrale laterale Linie den Strom,
der von "B" zu "A" fließt (in der Richtung nach unten
in 4), was hierin nachfolgend "B-zu-A-Richtung" genannt werden kann.
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In 5C zeigt
die durchgezogene Linie den Strom, der in die Verstärkerschaltung 20 fließt, und zeigt
die gestrichelte Linie den Strom, der in die Verstärkerschaltung 20 fließt, wenn
keine Lastimpedanzwandlerschaltung 30 vorgesehen ist, d.
h. wenn die Last 3, die von den (in Bezug auf die) Verstärkerschaltungen 20 gesehen
wird, eine Last von nur einem Widerstand ist. Das bedeutet, dass
deshalb, weil die Last 3, die von den Verstärkerschaltungen 20 gesehen
wird, "eine verzögerte Last" ist, die Phase des
Stroms, der zur Primärwicklung
des Transformators 21 fließt, zum EIN/AUS-Zustand der Halbleiterschalter
Q1, Q2, Q3 und Q4 verzögert
wird.
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Die
verzögerte
Phase des Stroms hängt
von der Schaltungskonstanten der Lastimpedanzwandlerschaltung 30 ab,
d. h. den Werten der Recktanzen Xs und Xp. Der Wert davon wird so
bestimmt, dass die Richtung des Stroms nach einem Verstreichen einer
vorbestimmten Zeit seit dem Einschalten der Halbleiterschalter geändert wird,
insbesondere einer Zeit entsprechend der Stabilisierungs- bzw. Erholungszeit
für Dioden,
wie es später
beschrieben wird.
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Intervall I:
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In
den 5A und 5B ist
jeder der Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 im Intervall I AUS-geschaltet.
Während
des Intervalls fließt
der Strom in der Primärwicklung
des Transformators in der B-zu-A-Richtung und sind die Dioden D1
und D4 EIN-geschaltet, wie es in 6 gezeigt
ist.
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Intervall II:
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Im
Intervall II wird, obwohl die Halbleiterschalter Q1 und Q4 EIN-geschaltet
sind, der Strom, der in der Primärwicklung
des Transformators 21 fließt, verzögert, um die Richtung zu ändern, weil
die Last 3, die von den Verstärkerschaltungen 20 gesehen
wird, "eine verzögerte Last" ist.
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Zu
Beginn des Intervalls II fährt
der Strom fort, in der B-zu-A-Richtung
zu fließen,
während
der Zustand genau zuvor beibehalten wird, wie der Zustand, der in 6 gezeigt
ist, und die Dioden D1 und D4 EIN-geschaltet sind. Danach fließt, obwohl die
Flussrichtung des Stroms geändert
wird, weil die Halbleiterschalter Q1 und Q4 EIN-geschaltet sind, der
Strom in der Primärwicklung
des Transformators in der A-zu-B-Richtung,
wie es in 7 gezeigt ist.
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Wie
es oben beschrieben ist, wird deshalb, weil die Last 3" eine verzögerte Last" in Bezug auf die Verstärkerschaltungen 20 ist,
die Flussrichtung des Stroms verzögert, nachdem die Halbleiterschalter
Q1 und Q4 EIN-geschaltet werden, und dann wird seine Richtung geändert. Somit
wird der Zustand der Verstärkerschaltungen 20 von
den Dioden D1 und D4, die EIN-geschaltet
sind, zu den Halbleiterschaltern Q1 und Q4, die EIN-geschaltet sind,
transferiert. Als Ergebnis wird weder ein übermäßiger Strom noch eine übermäßige Spannung
in den Halbleiterschaltern Q2 und Q3 und in den Dioden D2 und D3
erzeugt.
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Intervall III:
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Im
darauf folgenden Intervall III fährt
der Strom dann, wenn die Halbleiterschalter Q1 und Q4 AUS-geschaltet
werden, damit fort, in der A-zu-B-Richtung zu fließen, während der
Zustand genau zuvor beibehalten wird, wie es in 8 gezeigt
ist, und die Dioden D2 und D3 EIN-geschaltet sind.
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Intervall IV:
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Im
Intervall IV wird, obwohl die Halbleiterschalter Q2 und Q3 EIN-geschaltet
sind, der Strom, der in der Primärwicklung
des Transformators 21 fließt, verzögert, um die Richtung zu ändern, weil
die Last 3" eine
verzögerte
Last" in Bezug auf
die Verstärkerschaltung 20 ist.
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Während eines
Beginnens des Intervalls IV fährt
der Strom damit fort, in der A-zu-B-Richtung zu fließen, während der
Zustand genau zuvor beibehalten wird, wie der Zustand, der in 8 gezeigt
ist, und die Dioden D2 und D3 EIN-geschaltet sind. Danach fließt, obwohl
die Flussrichtung des Stroms geändert
wird, weil die Halbleiterschalter Q2 und Q3 EIN-geschaltet sind, der Strom in der Primärwicklung des
Transformators in der B-zu-A-Richtung, wie es in 9 gezeigt
ist.
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Wie
es oben beschrieben ist, wird deshalb, weil die Last 3,
die von den Verstärkerschaltern 20 gesehen
wird, "eine verzögerte Last" ist, die Flussrichtung
des Stroms verzögert,
nachdem die Halbleiterschalter Q2 und Q3 EIN-geschaltet sind, und
dann wird seine Richtung geändert.
Somit wird der Zustand der Verstärkerschaltungen 20 von
den Dioden D2 und D3 die EIN-geschaltet sind, zu den Halbleiterschaltern
Q2 und Q3, die EIN-geschaltet sind, transferiert. Als Ergebnis wird
weder ein übermäßiger Strom
noch eine übermäßige Spannung
in den Halbleiterschaltern Q1 und Q4 und in den Dioden D1 und D4
erzeugt.
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Wenn
die Halbleiterschalter Q2 und Q3 am Ende des Intervalls IV AUS-geschaltet
werden, wird eine Betriebsperiode der Verstärkerschaltungen 20 beendet.
Danach werden gleiche Operationen vom Intervall I bis zum Intervall
IV wiederholt.
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Wie
es oben beschrieben ist, fungieren die Halbleiterschalter Q1, Q2,
Q3 und Q4, die die Verstärkerschaltung 20 bilden,
als Vollbrückeninverter und
bilden auch eine Verstärkerschaltung
der D-Klasse. Als Ergebnis wird weder ein übermäßiger Strom noch eine übermäßige Spannung
in den Halbleiterschaltern Q1, Q2, Q3 und Q4 erzeugt, und daher
wird eine Spannung, die nicht größer als
eine DC-Leistungsversorgung VDD ist, zwischen
dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss jedes Halbleiterschalters
angelegt. Daher wird selbst dann, wenn steile Übergangsschwankungen bezüglich einer
Last, die einer Plasmaerzeugungsvorrichtung eigen sind, erzeugt
werden, keine übermäßige Spannung
in den Halbleiterschaltern Q1, Q2, Q3 und Q4 erzeugt. Demgemäß ist es
möglich,
eine Zerstörung dieser
Halbleiterschalter zu verhindern.
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Ein
Umwandeln der Last 3, die von der Verstärkerschaltung 20 gesehen
wird, in "eine verzögerte Last" über die Lastimpedanz-Wandlerschaltung 30,
d. h. ein Veranlassen, dass die Phase des Stroms zu einer verzögerten Phase
wird, ermöglicht
eine Reduzierung des Umschaltverlustes der Schaltung und eine Realisierung
einer hohen Effizienz.
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Die
Verstärkerschaltung 20 kann
bei einer erwünschten
Frequenz betrieben werden, weil sie keinerlei Element hat, das von
der Betriebsfrequenz abhängt.
Das bedeutet, dass die Verstärkerschaltung 20 bei
einer erwünschten
Frequenz betrieben werden kann, indem das Treibersignal, d. h. ein
Gate-Signal, der Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 geändert wird.
Daher ist zum Ausführen
eines Betriebs davon bei einer anderen Frequenz für eine gesamte Leistungsversorgungsvorrichtung 1 zum
Erzeugen von Hochfrequenzleistung für eine Plasmaerzeugungsvorrichtung
nur ein Ändern
der Schaltungskonstanten der Lastimpedanzwandlerschaltung 30 und der
Filterschaltung 50 erforderlich, ohne andere Schaltungselemente
zu ändern.
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Als
nächstes
wird der Betrieb der Leistungsversorgungsvorrichtung 1 in
einem derartigen Fall erklärt,
dass die Last 3, die von der Verstärkerschaltung 20 gesehen
wird, eine führende
bzw. voreilende Last wäre.
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Die 10A–10C sind Zeitdiagramme, die den Betrieb der Verstärkerschaltung 20 in
einem Fall zeigen, dass die Last 3 eine "führende bzw. voreilende Last" ist. 10A zeigt einen EIN- und AUS-Zustand der Halbleiterschalter
Q1 und Q4 und 10B zeigt einen EIN- und AUS-Zustand
der Halbleiterschalter Q2 und Q3 und 10C zeigt
den Strom I, der durch die Primärwicklung
des Transformators 21 fließt. Die Abszissenachse zeigt
gemeinsam die Zeit t. Die Zeitintervalle I–IV entsprechen einer Betriebsperiode
der Verstärkerschaltung 20,
wie im Fall der 5A und 5C.
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In 10C zeigt die gestrichelte Linie den Strom, wenn
keine Lastimpedanzwandlerschaltung 30 vorgesehen ist, wie
im Fall der 5C. Das bedeutet, dass deshalb,
weil die Last 3" eine
führende Last" in Bezug auf die
Verstärkerschaltungen 20 ist, die
Phase des Stroms, der zur Primärwicklung
des Transformators 21 fließt, zum EIN/AUS-Zustand der Halbleiterschalter
Q1, Q2, Q3 und Q4 führt.
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Intervall I:
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In
den 10A und 10B ist
jeder der Halbleiterschalter Q1, Q2, Q3 und Q4 im Intervall I AUS-geschaltet.
Während
des Intervalls fließt
der Strom in der Primärwicklung
des Transformators in der A-zu-B-Richtung und sind die Dioden D2
und D3 EIN-geschaltet, wie es in 11 gezeigt
ist.
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Intervall II:
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Im
Intervall II werden, obwohl die Halbleiterschalter Q1 und Q4 EIN-geschaltet
werden, die Dioden D2 und D3 nicht sofort genau dann AUS-geschaltet,
nachdem die Halbleiterschalter EIN-geschaltet wurden, und zwar aufgrund
der Erholungs(Umkehrerholungs- bzw. Sperrverzögerungs-)Kennlinien davon.
Folglich werden der Halbleiterschalter Q1 und die Dioden D3 jeweils
mit den Dioden D2 und dem Halbleiterschalter Q4 kurzgeschlossen,
was in Verlusten resultiert, weil ein Kurzschlussstrom durch sie
fließt,
wie es in 12 gezeigt ist.
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Wenn
eine Zeitperiode entsprechend der Erholungs(Umkehrerholungs-)Zeit
der Dioden D2 und D3 verstrichen ist, werden diese Dioden AUS-geschaltet,
so dass der Strom in der A-zu-B-Richtung fließt, und werden die Halbleiterschalter
Q1 und Q4 EIN-geschaltet, wie es in 13 gezeigt
ist.
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Am
Ende des Intervalls II wird deshalb, weil die Last 3" eine führende bzw.
voreilende Last" in
Bezug auf die Verstärkerschaltungen 20 ist,
die Flussrichtung des Stroms zur B-zu-A-Richtung geschaltet und
werden die Halbleiterschalter Q1 und Q4 EIN-geschaltet und werden
auch die Dioden D1 und D4 EIN-geschaltet.
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Intervall III:
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Im
darauf folgenden Intervall III fährt
der Strom dann, wenn die Halbleiterschalter Q1 und Q4 AUS-geschaltet
werden, damit fort, in der B-zu-A-Richtung zu fließen, während der
Zustand genau zuvor beibehalten wird, wie es in 14 gezeigt
ist, und werden die Dioden D1 und D4 EIN-geschaltet.
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Intervall IV:
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Im
Intervall IV werden, obwohl die Halbleiterschalter Q2 und Q3 EIN-geschaltet
werden, die Dioden D1 und D4 nicht sofort genau dann AUS-geschaltet,
nachdem die Halbleiterschalter EIN-geschaltet wurden, und zwar aufgrund
der Stabilisierungs- bzw.
Erholungskennlinien davon. Folglich werden die Diode D1 und der
Halbleiterschalter Q3 jeweils mit dem Halbleiterschalter Q2 und
der Diode D4 kurzgeschlossen, was in Verlusten resultiert, weil ein
Kurzschlussstrom durch sie fließt,
wie es in 15 gezeigt ist.
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Wenn
eine Zeitperiode entsprechend der Erholungszeit der Diode D1 und
D4 verstrichen ist, werden diese Dioden AUS-geschaltet, so dass der Strom in der
B-zu-A-Richtung fließt,
und werden die Halbleiterschalter Q2 und Q3 EIN-geschaltet, wie
es in 16 gezeigt ist.
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Am
Ende des Intervalls IV wird deshalb, weil die Last 3" eine führende bzw.
voreilende Last" in
Bezug auf die Verstärkerschaltungen 20 ist,
die Flussrichtung des Stroms zu der A-zu-B-Richtung geschaltet und
werden die Halbleiterschalter Q2 und Q3 EIN-geschaltet und werden
auf die Dioden D2 und D3 EIN-geschaltet.
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Wenn
die Halbleiterschalter Q2 und Q3 AUS-geschaltet werden, ist eine
Betriebsperiode der Verstärkerschaltungen 20 beendet.
Darauf folgend werden gleiche Operationen ab dem Intervall I bis zum
Intervall IV wiederholt.
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Wie
es oben beschrieben ist, werden in einem Fall, in welchem die Phase
eines Stroms in eine führende
bzw. voreilende Phase gelangt, die parasitären Dioden nicht sofort dann
AUS-geschaltet,
wenn die Umschaltelemente EIN-geschaltet wurden, und zwar aufgrund
ihrer Erholungskennlinien. Als Ergebnis wird jede der parasitären Dioden
zum Halbleiterschalter kurzgeschlossen, der in Reihe zu der parasitären Diode
geschaltet ist, und zwar bei jedem EIN/AUS-Zustand der Umschaltelemente,
um in erhöhten
Verlusten der Schaltung zu resultieren. Das bedeutet, dass die Verluste
von der Umschaltfrequenz der Schaltung abhängen. Insbesondere werden die
Verluste in einer Funkfrequenz-Leistungsversorgungsvorrichtung,
wie beispielsweise einer Leistungsversorgungsvorrichtung zum Erzeugen
von Hochfrequenzleistung für
eine Plasmaerzeugungsvorrichtung, sehr erhöht.
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Selbst
wenn die Last 3 dieselbe Phase hat, d. h. selbst dann,
wenn keine Lastimpedanzwandlerschaltung 30 vorgesehen ist,
und die Last 3 eine Plasmaerzeugungsvorrichtung 2a ist,
die eine Last von nur einem Widerstand ist, bringt sie ähnliche
Ergebnisse hervor. Beispielsweise fließt im Intervall II dann, wenn
die Halbleiterschalter Q1 und Q4 EIN-geschaltet werden, der Strom
in der A-zu-B-Richtung, wie es in 10C durch
die gestrichelte Linie gezeigt ist. Demgemäß fließt ein durch die Erholungskennlinien
der Dioden D2 und D3 verursachter Kurzschlussstrom, wie beim Fall
der 12, um darin zu resultieren, dass Verluste in
der Schaltung auftreten.
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Gegensätzlich dazu
fließt
der Strom dann, wenn die Last 3" eine verzögerte Last" in Bezug auf die Verstärkerschaltungen 20 ist,
d. h. wenn die Phase des Stroms verzögert ist, wie es oben beschrieben ist,
wie beispielsweise im Intervall II, wenn die Halbleiterschalter
Q1 und Q4 EIN-geschaltet werden, in der B-zu-A-Richtung, wie es
in 5C gezeigt ist. Das bedeutet, dass die Schaltung
ruhig bzw. glatt vom EIN-Zustand der Dioden D1 und D4 zum EIN-Zustand
der Halbleiterschalter Q1 und Q4 transferiert wird, und kein Kurzschlussstrom
fließt.
Demgemäß ist es
möglich,
durch ein EIN/AUS-Schalten der Umschaltelemente verursachte Verluste
zu reduzieren und eine hohe Effizienz zu realisieren.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es möglich,
eine Leistungsversorgungsvorrichtung zum Erzeugen von Hochfrequenzleistung
für eine
Plasmaerzeugungsvorrichtung zu realisieren, die eine hohe Effizienz
hat und die das Umschaltelement vor steilen Übergangsschwankungen der Plasmalast schützen kann.