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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
vorliegenden Anmeldungen genießen die
Priorität
der Provisorischen US-Patent-Anmeldung Nr. 60/575 435, eingereicht
am 28. Mai 2004.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Radiofrequenz-(RF)-Generator
mit einem Spannungsregler.
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Ein
Leistungsverstärker
oder Generator ist ein Stromkreis zum Umwandeln von Gleichstrom-Eingangsleistung
in eine wesentliche Menge von RF/Mikrowellen-Ausgangsleistung. Es
gibt eine große
Vielfalt von verschiedenen Leistungsverstärkern (PAs). Ein Sender enthält einen
oder mehrere PAs, sowie untergeordnete Schaltkreise, wie Signalerzeuger,
Frequenzwandler, Modulatoren, Signalprozessoren, Linearisierungsglieder
und Stromversorgungen. Wie hierin verwendet, werden die Begriffe "Leistungsgenerator", "RF-Generator" und "Leistungsverstärker" untereinander austauschbar
verwendet.
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Frequenzen
von sehr niedriger Frequenz (VLF) bis zu Millimeterwellen (MMW)
werden für
die Kommunikation, Navigation und Rundfunk verwendet. Die Ausgangsleistungen
variieren von 10 mW bei nicht lizenzierten, drahtlosen Systemen
im Kurzwellenbereich bis 1 MW bei Rundfunksendern im Langwellenbereich.
PAs und Sender werden auch in Systemen, wie Radar, RF-Heizen, Plasmaerzeugung,
Laser-Driver, Magnetresonanzbilderzeugung und Miniatur-Gleichstrom/Gleichstrom-Wandlern
verwendet.
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RF-Leistungsverstärker werden
gemeinhin in verschiedene unterschiedliche Klassen, d. h. Klassen
A-F, eingeteilt. Die Betriebsklassen unterscheiden sich in dem Be triebsverfahren,
in der Effizienz und Leistungsausgabefähigkeit. Die Leistungsausgabefähigkeit
(oder der Transistornutzungsfaktor) werden als Ausgangsleistung
pro Transistor, normalisiert für
Spitzen-Drain-Spannung und -Strom von 1 V bzw. 1 A, definiert.
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1 veranschaulicht
einen grundsätzlichen einpoligen
Leistungsverstärker 100.
Der Leistungsverstärker
schließt
ein aktives Bauteil 102, Wechselstromversorgung 104 und
ein Ausgangsfilter/Anpassungsnetzwerk 106 ein. 2A–2F erläutern Drain-Spannungs-
und Stromwellenformen von ausgewählten
idealen Leistungsverstärkern. 2A veranschaulicht
eine Wellenform für
eine Vorrichtung von Klasse A. 2B veranschaulicht
eine Wellenform für
eine Vorrichtung von Klasse B, und so weiter.
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Im
Allgemeinen wenden RF-Leistungsverstärker eine breite Vielfalt von
aktiven Bauteilen an, einschließlich
Bipolar-Junction-Transistoren (BJTs), MOSFETs, JFETs (SITs), GaAs
MESFETs, HEMTs, pHEMTs, und Vakuumröhren. Die Leistungsausgabefähigkeit
liegt im Bereich von mehreren zehn von Kilowatt für Vakuumröhren bis
Hunderte von Watt für Si
MOSFETs bei HF und VHF, bis Hunderte von Milliwatt für InP HEMTs
bei MMW-Frequenzen. In Abhängigkeit
von der Frequenz und vom Strom bzw. der Leistung sind Vorrichtungen
bzw. Bauteile in gepackter, Chip- und MMIC-Form erhältlich.
RF-Leistungstransistoren sind im Allgemeinen n-p-n- oder n-Kanal-Typen;
aufgrund der größeren Mobilität von Elektronen
(gegen Löcher)
ergibt sich eine bessere Wirkungsweise bei höheren Frequenzen.
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Obwohl
die Spannungen und Ströme
sich stark unterscheiden, sind die Hauptprinzipien für Leistungsverstärkung für alle Bauteile
bzw. Vorrichtungen gemeinsam. Bei der Verstärkung von Klasse A ist der
Transistor zu allen Zeiten in dem aktiven Bereich und wirkt als
eine Stromquelle, die durch Gate-Ansteuerung und Vorspannung gesteuert
wird. Die Drain-Spannung und Drainstromwellenformen sind sinusförmig, wie
in 2A gezeigt. Dies ergibt eine lineare Verstärkung. Die
DC-Leistungs-Eingabe ist konstant und der effektive Wirkungsgrad
ist proportional zur Ausgangsleistung und erreicht 50% bei PEP.
Zur Verstärkung
von Amplituden-modulierten Signalen kann der Ruhestrom im Verhältnis zu
der momentanen Signalumhüllung
variiert werden. Der Nutzungsfaktor ist 1/8. Klasse A eröffnet hohe
Linearität,
hohe Verstärkung
und einen Betrieb nahe der maximalen Arbeitsfrequenz des Transistors.
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2B veranschaulicht
Drain-Spannungs- und -Stromwellenformen von einer Vorrichtung bzw. einem
Bauteil von Klasse B. Die Gatevorspannung in dieser Vorrichtung
wird bei dem Schwellenwert der Leitung eingestellt. Der Transistor
ist die Hälfte
der Zeit aktiv und der Drainstrom ist halb sinusförmig. Da die
Amplitude von dem Drainstrom proportional zur Ansteuer-Amplitude
ist, liefert Klasse B lineare Verstärkung. Für Signale geringer Höhe ist Klasse
B deutlich wirksamer als Klasse A und ihre durchschnittliche Effizienz
bzw. Wirkungsgrad kann einige Male von jener von Klasse A bei einem
hohen Peak zu Durchschnitts Verhältnissen
sein (zum Beispiel 28% gegen 5% für f = 10 dB). Der Nutzungsfaktor
ist der gleiche wie in Klasse A, d. h. 1/8. Klasse B wird weitgehend
in Breitband-Trafo-gekoppelten PAs verwendet, die bei HF und VHF
betrieben werden.
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2C veranschaulicht
Drain-Spannungs- und -Stromwellenformen einer Vorrichtung von Klasse
C. Das Gate von einer herkömmlichen
Vorrichtung von Klasse C wird unter einem Schwellenwert vorgespannt,
sodass der Transistor für
weniger als die Hälfte
von dem RF-Zyklus aktiv ist. Die Linearität geht verloren, jedoch kann
Effizienz durch Absenken des Leitungswinkels gegen null beliebig
gegen 100% erhöht
werden. Dies veranlasst die Ausgangsleistung (Nutzungsfaktor), gegen
null zu sinken und die Ansteuerleistung gegen unendlich zu erhöhen. Ein
typischer Kompromiss ist ein Leitungswinkel von 150° und eine
ideale Effizienz von 85%. Wenn es bis zur Sättigung betrieben wird, wird
die Effizienz stabilisiert und die Ausgangsspannung wird durch Zuführen von Spannung
festgestellt.
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2D veranschaulicht
Drain-Spannungs- und -Stromwellenformen einer Vorrichtung von Klasse
D. Die Vorrichtungen von Klasse D verwenden zwei oder mehrere Transistoren
als Schalter, um Rechteck-Drain-Spannungs- (oder Strom)-Wellen-formen
zu erzeugen. Ein Serien-Resonanzkreis-Ausgangsfilter lässt nur
die Grundfrequenzkomponente zur Last durch, was einen Stromausgang
von (8/π2)V2 DD/R
für den
Trafo-gekoppelten Aufbau ergibt. Strom wird im Allgemeinen nur über den Transistor
gezogen, der an ist, was eine 100%ige Effizienz für einen
idealen Leistungsverstärker
ergibt. Der Nutzungsfaktor (1/2π =
0,159) ist der höchste
der verschiedenen Klassen von Leistungsverstärkern. Wenn das Schalten ausreichend
schnell ist, wird Effizienz nicht durch Blindwiderstand bei der
Last abgebaut.
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Im
Allgemeinen leiden Vorrichtungen der Klasse D unter Verlusten aufgrund
von Sättigung, Schaltgeschwindigkeit
und Drain-Kapazität.
Die endliche Schaltgeschwindigkeit veranlasst die Transistoren,
in ihren aktiven Regionen vorzuliegen, während Strom fließt. Die
Drain-Kapazitäten
werden geladen und im Allgemeinen einmal pro RF-Zyklus entladen, was
Stromverlust ergibt, der proportional ist und sich direkt mit der
Frequenz erhöht.
Vorrichtungen der D-Klasse mit Ausgangsleistungen von 100 W bis
1 kW werden leicht bei HF implementiert – siehe zum Beispiel
US 6 469 919 ,
US 2002/0097085 , oder
US 6 072 362 .
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2E veranschaulicht
Drain-Spannungs- und -Stromwellenformen einer Vorrichtung von Klasse
E. Klasse E wendet einen einzelnen Transistor, der wie ein Schalter
betrieben wird, an. Die Drain-Spannungswellenform ist das Ergebnis
der Summe von den DC- und RF-Strömen,
die die Drain-Parallel-Kapazität
aufladen. In einer optimalen Klasse E fällt die Drain-Spannung auf
null und hat null Anstieg, unmittelbar, wenn der Transistor in Betrieb
gesetzt wird. Das Ergebnis ist eine ideale Effizienz von 100% Entfernung
der Verluste, die mit dem Aufladen der Drain-Kapazität in Klasse
D verbunden sind, Verminderung von Schaltverlusten und gute Toleranz
von Bauelementvariation. Der optimale Betrieb von Klasse E erfordert
einen Drain-Parallel-Blindleitwert von 0,1836/R und einen Drain-Serien-Blindwiderstand
von 1,15/R. Es wird eine Ausgangsleistung von 0,577 V2 DD/R für
einen idealen Leistungsverstärker
mit einem Nutzungsfaktor von 0,098 abgegeben. Variationen in der
Lastimpedanz und im Shunt-Blindbeiwert veranlassen den Leistungsverstärker, von
dem optimalen Betrieb abzuweichen, jedoch wird der Abbau in den
Leistungen im Allgemeinen nicht schlechter sein als jener für die Klassen
A und B.
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2F veranschaulicht
Drain-Spannungs- und -Stromwellenformen einer Vorrichtung der Klasse
F. Die Klasse F verstärkt
sowohl die Effizienz als auch die Ausgangsleistung durch Anwendung
von harmonischen Resonatoren im Ausgangsleistungsnetzwerk, um die
Drainwellenformen zu formen. Die Spannungswellenform schließt eine
oder mehrere ungeradzahlige Harmonische ein und nähert sich
einer Rechteck-Welle an, während
der Strom auch Harmonische einschließt und sich einer Halbsinuswelle annähert. Alternativ
("Umkehrklasse F") kann die Spannung
sich einer halben Sinuswelle und der Strom einer Rechteck-Welle
annähern.
Wenn sich die Anzahl an Harmonischen erhöht, erhöht sich die Effizienz von einem
idealen Leistungsverstärker
von der 50% (Klasse A) zur Einheit (zum Beispiel 0,707, 0,8165,
0,8656, 0,9045, für
zwei, drei, vier bzw. fünf Harmonische)
und der Nutzungsfaktor erhöht
sich von 1/8 gegen ½π. Die erforderlichen
Harmonischen stammen naturgemäß von Nichtlinearitäten und
Sättigung
in dem Transistor. Obwohl Klasse F einen komplexeren Ausgangsleistungsfilter
als andere Leistungsverstärker
erfordert, müssen
die Impedanzen bei dem "virtuellen
Drain" im Allgemeinen
bei nur einigen speziellen Frequenzen korrekt sein.
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Kürzlich wurden
Hochspannungs-MOSFETs, zum Beispiel MOSFETs mit 500 Volt, oder 1000
V beim Betrieb in Klasse "C" oder "E" verwendet. Jedoch die Bauteile der
Klasse C und E sind Schmalbandansätze, weil die Rechteck-Wellen-Steuer-Impulse
einen Filter zum Entfernen von unerwünschtem Spektralanteil erfordern.
Die Effizienz ist hoch, jedoch die Strom- bzw. Leistungssteuerung
ist schwierig. Die Stromsteuerung ist gewöhnlich eine variable Gleichstromversorgung,
was sich in einer langsamen Steuerung des Ausgangsstroms und Schwierigkeit beim
Steuern des Stroms bei geringer Höhe niederschlägt. Es ist
möglich,
diese Klassen mit einer Sinuswelle anzusteuern, jedoch variiert
der Einschaltschwellenwert mit der MOSFET-Die-Temperatur, die sich
mit dem Durchlasswinkel (Pulsbreite) von dem MOSFET ändern wird,
was problematisch sein kann.
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Zusätzlich wenden
die meisten RF-Generatoren isolierte, variable Gleichstromversorgungen
an, um den RF-Stromabschnitt bzw. RF-Leistungsabschnitt zu speisen.
Die variable Gleichstromversorgung ist sehr groß und langsam in der Reaktion, wenn
sie im Hochfrequenzeinstellmodus verwendet wird.
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KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen RF-Generator, der einen Spannungsregler
aufweist, zum Beispiel einen Aufwärts-Regler (oder Boost-Regler),
oder einen Abwärts-Regler
(oder Buck-Regler). Der vorliegende RF-Generator wendet einen direkten
Off-line-RF-Leistungsabschnitt an, der nicht die Anwendung von einer
variab len Stromversorgung erfordert. Das Erhöhen oder Senken der Spannung
auf ein konstantes Niveau, unter Anwendung eines Aufwärts-/Abwärts-Reglers
liefert eine Maßnahme
zum Überstehen
einer Unterspannung, ohne Leistungsverlust des RF-Generators.
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Der
vorliegende RF-Generator schließt
auch MOSFETs in einer Vollbrückenkonfiguration
ein, die unter Verwendung von Phasenverschiebungstechniken betrieben
werden. Die MOSFETs empfangen den Gleichstrom von dem Abwärts/Verstärkungsregler
und werden zum Handhaben von 300 Volt oder mehr, oder 500 Volt oder
mehr, oder 600 Volt oder mehr, oder 1000 Volt oder mehr, gemäß den Anwendungen
konfiguriert. Der RF-Generator wird so konfiguriert, dass er in
einem Bereich von 5 MHz bis 50 MHz arbeitet. In der vorliegenden
Ausführungsform ist
der RF-Generator so konfiguriert, dass er bei einer Industrial,
Scientific and Medical (ISM)-Frequenz arbeitet, zum Beispiel 13,56
MHz oder 27,12 MHz. In einer Ausführung ist der RF-Generator
eine Vorrichtung von Klasse D und ist so konfiguriert, dass er direkt
offline arbeitet.
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Generatoren
mit Phasenschieberregler wurden in den letzten Jahren bei Frequenzen
unter 500 kHz verwendet. Diese Stromversorgungsaufbauten sind bei
viel niedrigeren Frequenzen als die vorliegende Erfindung, die bei
Radiofrequenzen vorliegt. Im Allgemeinen ist es schwierig, die Arbeitsfrequenz von
Brücken
zu erhöhen.
Gatesteuerung wird für
größere MOSFETs
sehr schwierig, wenn sich die Arbeitsfrequenz erhöht. Der
Betriebsstrom bzw. Steuerstrom kann 10 Ampere-Spitzen für das An-
und Abstellen überschreiten.
Unerwünschte
Resonanzen können
aufgrund der großen
Gatekapazität
und sehr kleiner Streuinduktivitäten
auftreten. Diese unerwünschten
Resonanzen können
ungesteuertes An- oder Abstellen von den MOSFETs ergeben und führen zum
Ausfall der Vorrichtungen. Bei niederen Frequenzen ist hartes Schalten
bei hohen Spannungen kein begrenzender Faktor. Bei hoher Frequenz,
zum Beispiel 13,56 MHz, kann hartes Anstellen bei hoher Spannung
zu einem Problem werden, da die Verlustleistung zu hoch wird. Null-Spannungs-Schal-ten wird
zu einem bevorzugten Projekt. Dieser Vorgang ist schwierig über den
vollständigen
Betriebsbereich von einer Leistungsstufe bzw. Endstufe aufrecht
zu halten, wenn die Phase verschoben ist.
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Die
vorliegenden Ausführungsformen
wenden einen oder mehrere Kommutationsinduktoren an, um ausreichend
Energie zu speichern, die benötigt
wird, um Energie zum Aufladen der Ausgangskapazität von den
MOSFETs bereitzustellen und RF-Generatoren mit Phasenschieberreglung
bereitzustellen. Es gibt verschiedene Vorteile, die mit solchen
RF-Generatoren verbunden sind: (1) es kann in einem breiteren Frequenzbereich
gearbeitet werden, (2) es kann mit festen Gleichstromspannungen
gearbeitet werden, die nicht stark gefiltert sind, (3) es entfernt
den Bedarf für
eine variable Gleichstromversorgung und (4) es kann bei sehr niedrigem
Strom bis vollem Strom gearbeitet werden.
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In
einer Ausführungsform
umfasst ein Radiofrequenz-(RF)-Generator eine erste Halbbrücke, die einen
ersten und zweiten Leistungstransistor einschließt; eine zweite Halbbrücke, die
einen ersten und zweiten Leistungstransistor einschließt; einen Ausgangsknoten,
der die erste und die zweite Halbbrücke und die RF-Signale an eine
Last koppelt; positive und negative Speiseleitungen, gekoppelt an eine
Wechselstromquelle über
einen Gleichrichter; einen ersten Sperrkondensator, bereitgestellt
zwischen der positiven Speiseleitung und der Last; und einen zweiten
Sperrkondensator, bereitgestellt zwischen der negativen Speiseleitung
und der Last. Die ersten und zweiten Sperrkondensatoren sind konfiguriert,
um die Last von der Wechselstromquelle zu isolieren.
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In
einer Ausführungsform
schließt
ein Radiofrequenz-(RF)-Generatormodul eine erste Halbbrücke, die
einen ersten und zweiten Leistungstransistor einschließt; eine
zweite Halbbrücke,
die einen ersten und zweiten Leistungstransistor einschließt; einen Ausgangsknoten,
der die erste und die zweite Halbbrücke und die RF-Signale an eine
Last koppelt; positive und negative Speiseleitungen, gekoppelt an eine
Wechselstromquelle über
einen Gleichrichter; einen ersten Sperrkondensator, bereitgestellt
zwischen der positiven Speiseleitung und der Last; einen zweiten
Sperrkondensator, bereitgestellt zwischen der negativen Speiseleitung
und der Last; und einen Offline-Spannungsregler, konfiguriert, um
eine gegebene Spannung für
die ersten und zweiten Brücken abzugeben,
wobei die ersten und zweiten Sperrkondensatoren konfiguriert sind,
um die Last von der Wechselstromquelle zu isolieren, sodass die
ersten und zweiten Halbbrücken
keine variable, isolierte Gleichstromversorgung erfordern, ein.
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Der
Spannungsregler ist ein Aufwärts-
oder Abwärts-Regler.
Der Spannungsregler ist ein Abwärts-,
Aufwärts-
oder Abwärts-Aufwärts-Regler.
Der Spannungsregler wird zwischen der Wechselstromquelle und den
ersten und zweiten Halbbrücken
bereitgestellt. Der Spannungsregler empfängt den Strom von der Wechselstromquelle.
Der Spannungsregler erhält
den Strom bzw. die Leistung direkt von der Wechselstromquelle in
einer Ausführung.
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Der
RF-Generator schließt
auch eine Mehrzahl von Gateansteuerungen bzw. Gate-Treibern ein, um
die ersten und zweiten Halbbrücken
zu betreiben, wobei der Controller die Gateansteuerungen steuert; und
einen Sensor, der zwischen den ersten und zweiten Brücken und
der Last bereitgestellt wird, wobei der Sensor konfiguriert ist,
um den Spannungswert vom Signalausgang durch die ersten und zweiten Halbbrücken zu
bestimmen und ein Rückkopplungssignal
zu dem Controller zu senden.
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In
einer weiteren Ausführungsform
umfasst ein Radiofrequenz-(RF)-Generator eine erste Halbbrücke, die
einen ersten und zweiten Leistungstransistor einschließt; eine
zweite Halbbrücke,
die einen ersten und zweiten Leistungstransistor einschließt; einen
Ausgangsknoten, der die erste und die zweite Halbbrücke und
RF-Signale an eine Last koppelt; positive und negative Speiseleitungen,
gekoppelt an eine Wechselstromquelle über einen Gleichrichter; wobei
ein erster Sperrkondensator zwischen der positiven Speiseleitung
und der Last bereitgestellt wird; ein zweiter Sperrkondensator,
der zwischen der negativen Speiseleitung und der Last bereitgestellt wird;
und einen Offline-Spannungsregler, konfiguriert zur Ausgabe einer
festgelegten Spannung für
die erste und zweite Halbbrücke,
wobei die ersten und zweiten Sperrkondensatoren zur Isolierung einer
Last von der Wechselstromquelle konfiguriert sind, sodass die ersten
und zweiten Halbbrücken
keine variable, isolierte Gleichstromquelle erfordern, wobei der
Spannungsregler konfiguriert ist, um die Ausgangsspannung für die ersten
und zweiten Brücken
während
einer Stromausfall bzw. Stromabfall-Situation anzuheben oder zu
senken.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 veranschaulicht
einen grundsätzlichen einpoligen
Leistungsverstärker.
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2A veranschaulicht
eine Wellenform einer Vorrichtung bzw. eines Bauteils von Klasse
A.
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2B veranschaulicht
Drain-Spannung und Stromwellenformen von einer Vorrichtung von Klasse
B.
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2C veranschaulicht
Drain-Spannung und Stromwellenformen von einer Vorrichtung von Klasse
C.
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2D veranschaulicht
Drain-Spannung und Stromwellenformen von einer Vorrichtung von Klasse
D.
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2E veranschaulicht
Drain-Spannung und Stromwellenformen von einer Vorrichtung von Klasse
E.
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2F veranschaulicht
Drain-Spannung und Stromwellenformen von einer Vorrichtung von Klasse
F.
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3 veranschaulicht
einen RF-Generator, der an eine AC-Stromquelle und eine Last gekoppelt ist.
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4 veranschaulicht
eine genauere Ansicht von einem RF-Generator gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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5 veranschaulicht
einen RF-Generator mit einer vollständigen Brückenkonfiguration gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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6 veranschaulicht
einen Sperrkondensator, der zwischen der positiven Speiseleitung
und der Last bereitgestellt wird.
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7A veranschaulicht
die Wellenformen, wenn die Halbbrücken gesteuert werden, um vollen Strom
bzw. volle Leistung abzugeben.
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7B veranschaulicht
die Wellenformen, wenn die MOSFETs bei etwa 90 Grad aus der Phase betrieben
werden.
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7C veranschaulicht
die Wellenformen, wenn die MOSFETs bei 180 Grad aus der Phase betrieben
werden.
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8 veranschaulicht
einen RF-Generator, einschließlich
einer variablen Gleichstromversorgung.
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9 veranschaulicht
einen RF-Generator mit einem Spannungsregler gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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10 veranschaulicht
einen beispielhaften Verstärkungsregler
gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung.
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11 veranschaulicht
einen beispielhaften Abwärtsregler
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
IM EINZELNEN
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen RF-Generator, der einen Vollbrückenaufbau
aufweist und einen offline Abwärts/Aufwärts-Regler.
Der offline Abwärts/Aufwärts-Regler
liefert eine konstante Spannung in einem kleinen Formfaktor mit
relativ wenig Teilen. Er hat wenig gespeicherte Energie, breiten Wechselstromeingangsbereich
und kann leicht Stromausfallserfordernisse erfüllen. Der Vollbrückenaufbau
umfasst Hochspannung MOSFETs, die unter Verwendung von Phasenverschiebungstechniken betrieben
werden.
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Die
vorliegende Ausführungsform
betrifft einen RF-Generator, der bei einer ISM-Frequenz, zum Beispiel
13,56 MHz, betrieben wird. Der RF-Generator verwendet eine Hochspannungs-Phasenverschiebungs-gesteuerte
Vollbrücke.
Ein Vollbrückenaufbau
eröffnet
verschiedene Vorteile, die beim RF-Betrieb hilfreich sind. Diese
schließen
höhere Nutzung
der MOSFET-Daten ein. In einem Brückenaufbau ist die Spannung
auf die Zuführungsspeiseleitung
(zum Beispiel positive Speiseleitung) beschränkt, während sie es nicht in dem Fall
in einer Klasse C oder E ist, und muss mit sehr breiten Grenzen,
im Fall von reflektiertem Strom, aufgebaut werden. Ein weiterer
Vorteil ist, dass die Ansteuerungsimpulsbreite festgesetzt ist.
Die Phasenverschiebungssteuerung erlaubt, den Ausgangsstrom bzw. die
Ausgangsleistung durch die Phasenverschiebung zwischen zwei Halbbrücken zu
steuern. Die zwei Ausgänge
werden addiert, um einen einzelnen Ausgang zu erzeugen, der von
null bis zur vollen Ausgangsleistung durch Steuern des Phasenunterschiedes
zwischen den zwei Halbbrücken
variiert werden kann. Dies erlaubt eine Leistungssteuerung mit festen
Zuführungsspannungsspeiseleitungen,
die aufgrund der hohen Betriebsfrequenz durch Anwenden von Stoppkondensatoren
direkt offline betrieben werden können.
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Ein
Vorteil des Anwendens eines Phasenverschiebungsaufbaus ist die Fähigkeit,
die Frequenz zu variieren. Die mit Klassen C und E verwendeten Hoch-Q-Schaltkreise
schließen
das Variieren der Frequenz in irgendeinem signifikanten Ausmaß aus. Der
Brückenschaltkreis
hat eine Symmetrie, die zu einer Fähigkeit zum Einstellen und
somit zum Vermindern von Vernetzung der zweiten Harmonischen führt. Dies
lässt einen
anderen Ausgangsnetzwerkaufbau zu, der eine breitere Betriebsfrequenz
bereitstellen kann, weil er nicht so viel Abschwächung für die zweite Harmonische erfordert.
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In
Vorrichtungen von Klasse C und E wird der Ausgangsstrom typischerweise
durch Anwenden einer variablen Gleichstromversorgung gesteuert.
Dies begrenzt die Rate, in der der Ausgangsstrom zu dem von der
Gleichstromversorgung variiert werden kann. Die Phasenverschiebungssteuerung
begrenzt die Rate, in der der Strom variiert werden kann, nur auf die
Rate, bei der die Phase und das Q bzw. die Güte des Ausgangsnetzwerks variiert
werden kann. Die Phase kann mit Raten von 10 Grad pro Zyklus oder mehr
variiert werden und kann somit eine sehr schnelle Stromsteuerung
oder sehr hohes Pulsieren ergeben.
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Ein
weiteres Charakteristikum der Phasenverschiebung sind verbesserte
Eigenschaften bei niederer Leistung. Herkömmliche Aufbauten, unter Verwendung
von Klasse C oder E, haben große Schwierigkeiten,
wenn die Stromversorgungsspannung auf niedrigere Werte bzw. Pegel
vermindert wird. Dies geschieht aufgrund der großen Kapazitäten, bei niedrigen Drain-Spannungen,
in dem MOSFET, was Gatetreibersignalen erlaubt, zu dem Ausgang durch
die Crss-Kapazität
gespeist zu werden (Drain zu Gatekapazität) und Einstellen des Ausgangsnetzwerks
mit einer sehr großen
Erhöhung
in der mittleren Ausgangskapazität
Coss. Es gibt weitere Vorteile, die mit dem vorliegenden RF-Generator verbunden
sind, wie durch den Fachmann eingeschätzt wird.
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3 veranschaulicht
einen RF-Generator 302, der an eine Wechselstromquelle 304 und
eine Last 306 gekoppelt ist. Die Stromquelle ist eine typische
Wechselstromquelle mit einer relativ niedrigen Frequenz, zum Beispiel
60 Hz. Die Last ist eine Vorrichtung oder Ausrüstung, zum Beispiel eine Plasmakammer,
die unter Verwendung des Ausgangssignals, das durch den RF-Generator
erzeugt wird, betrieben wird.
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4 veranschaulicht
eine detailliertere Ansicht des RF-Generators 302 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der RF-Generator schließt einen
Gleichrichter 402 ein, der den Wechselstrom aufnimmt und
in einen Gleichstrom umwandelt. Der RF-Generator verwendet fest
eingestellte Gleichspannungen, anstatt variable Gleichstromversorgung,
da Phasenverschiebungstechnik angewendet wird. Im Allgemeinen schließt ein Gleichrichter
eine Brückenkonfiguration
ein, um die 60 Hz zu einem Gleichstrom umzuwandeln. Ein Phasenverschiebungs-RF-Strom-abschnitt 404 nimmt den
Gleichstrom auf und sendet eine RF-Ausgabe gemäß den Steuerungen von einer
Phasenkontrolle 406 aus. Die Phasenkontrolle umfasst vier
Gatetreiber, die jeweils ein MOSFET (siehe 5) ansteuern,
der in einem Vollbrückenaufbau
angeordnet ist.
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5 veranschaulicht
einen RF-Generator 502 mit einem Vollbrückenaufbau gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der RF-Generator 502 schließt erste,
zweite, dritte und vierte MOSFETs 504, 506, 508 und 510 ein.
In der vorliegenden Ausführung
sind die MOSFETs "IXYS-RF-MOSFET
IXZ21 IN50", jedoch
andere Arten von Leistungs-MOSFETs können in anderen Ausführungen
verwendet werden. Die ersten und dritten MOSFETs 504 und 508 definieren
eine erste Halbbrücke
und die zweiten und vierten MOSFETs 506 und 510 definieren
eine zweite Halbbrücke.
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Erste,
zweite, dritte und vierte Gatetreiber 512, 514, 516 und 518 werden
an die Steuerungsterminals der ersten, zweiten, dritten bzw. vierten
MOSFETs gekoppelt. Die MOSFETs sind in der vorliegenden Ausführung so
konfiguriert, dass sie zumindest 500 V und zumindest 11 A handhaben
können.
Eine Wechselstromquelle 520 wird an eine positive Speiseleitung
bzw. Stromschiene 522 und eine negative Zuführung bzw.
Schiene 524 über
einen Gleichrichter 521 gekoppelt, der eine gegebene Potenzialdifferenz definiert.
Der Gleichrichter wird zwischen der Wechselstromquelle und Knoten 526 und 528 bereitgestellt,
um Gleichströme
zu dem Knoten 526 bereitzustellen. Die Gleichströme werden
den ersten und zweiten MOSFETs über
die positive Speiseleitung 522 zugeführt. Ein erster Kondensator
C1 wird zwischen den positiven und negativen Speiseleitungen bereitgestellt.
In der vorliegenden Ausführungsform wird
eine feste Gleichspannung für
die ersten und zweiten MOSFETs bereitgestellt.
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Ein
Resonanzschwingkreis 530 wird zwischen den Ausgangsknoten
von den ersten und zweiten MOSFETs bereitgestellt, sodass der RF-Generator
bei Resonanzfrequenz betrieben werden kann und hartes Schalten vermieden
wird. Der Schaltkreis 530 schließt zweite und dritte Kondensatoren
C2 und C3 und erste, zweite und dritte Induktoren bzw. Spulen L1,
L2 und L3 ein.
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In
der vorliegenden Ausführung
haben die zweiten und dritten Kondensatoren eine Kapazität von jeweils
5,1 nF. Die ersten und zweiten Induktoren bzw. Spulen L1 und L2
haben eine Induktanz von jeweils 400 nH. Der dritte Induktor bzw.
Spule L3 hat eine Induktanz von 40 nH. Bei weiteren Ausführungen
können
diese Komponenten verschiedene Werte aufweisen.
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Die
Werte der Induktoren bzw. Spulen L1 und 12 wurden ausgewählt, um
die Kommutation der MOSFETs zu erleichtern, sodass hartes Schalten
für den
größten Phasenverschiebungsbereich
vermieden wird. Hartes Schalten wird in der vorliegenden Ausführungsform
nicht vollständig
vermieden, weil die Ströme
in den Induktoren bzw. Spulen nicht identisch sind, weil die Phasenverschiebung
variiert. Eine der Halbbrücken
würde einen
verminderten Strom aufweisen, wenn die Phase von null auf 180 Grad verändert wird.
Die Verminderung des Stroms ergibt nur eine Teilresonanzkommutation,
wobei der Rest hartes Schalten sein wird.
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Ein
Schein-Widerstands-Anpassungsschaltkreis 532 wird zwischen
dem Resonanzschwingkreis 530 und einer Last 534 bereitgestellt,
die als ein Widerstand R5 wiedergegeben wird. Der Anpassungsschaltkreis
schließt
einen vierten Induktor bzw. Spule 14 und fünfte und
sechste Kondensatoren C5 und C6 ein.
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In
der vorliegenden Ausführung
hat der vierte Induktor bzw. Spule eine Induktanz von 270 nH. Die fünften und
sechsten Kondensatoren C5 und C6 haben eine Kapazität von 180
pF bzw. 1,1 nF. Diese Komponenten haben verschiedene Werte in verschiedenen
Ausführungen.
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Der
RF-Generator 502 schließt auch eine Mehrzahl von Sperrkondensatoren
C2, C3 und C4 ein, um die Last 534 von dem Stromabschnitt
zu isolieren und den RF-Generator direkt offline zu betreiben. Der
Stoppkondensator oder vierter Kondensator C4 hat eine Kapazität von 5,1
nF in der vorliegenden Ausführung,
kann jedoch andere Werte in anderen Ausführungen aufweisen.
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Um
direkt offline zu arbeiten, werden mindestens zwei Blockierungskondensatoren
verwendet. Das heißt,
mindestens ein Blockierungskondensator 542 wird zwischen
der positiven Speiseleitung 522 und der Last 534,
wie in 6 gezeigt, bereitgestellt. Der Kondensator 542 entspricht
dem Sperrkondensator C2 oder C3. Mindestens ein weiterer Sperrkondensator 544 wird
zwischen der negativen Speiseleitung 544 und der Last 534 bereitgestellt.
Der Kondensator 544 entspricht dem Sperrkondensator C4.
Der große
Unterschied in der Frequenz zwischen der sehr hohen Ausgangsfrequenz
(zum Beispiel 13,56 MHz) und der sehr niedrigen Eingangsfrequenz
(zum Beispiel 60 Hz) von der Wechselstromquelle 520 ermöglicht die
Anwendung von Niederfrequenz-Sperrkondensatoren C2, C3 und C4, um
die Last von dem Stromabschnitt zu isolieren. Dies ermöglicht die
Erdung der Ausgabe ohne übermäßigen Stromfluss
von 60 Hz Strom.
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Beim
Betrieb wird die Phase der zwei Halbbrücken von dem RF-Generator 502 variiert,
um die Stromausgabe zu steuern. Die Ausgabe der zwei Halbbrücken wird
unter Verwendung eines Netzwerks vereinigt, um die Ausgänge zu einem
einzelnen Knoten 537 zusammenzufassen. Der einzelne Knoten
wird dann an den Ausgang unter Verwendung des Anpassungsstromkreises 532 über eine
Impedanz angepasst.
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7A–7C erläutern die
Wellenformen, die durch den RF-Generator 502 gemäß der vorliegenden
Ausführungsform
erzeugt werden. Diese Wellenformen werden zur Erläuterung
als quasi-Rechteckwellen veranschaulicht. Jedoch sind sie in Wirklichkeit
näher zu
den Sinuswellen, aufgrund des Filterns des Gesamtnetzwerks.
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7A veranschaulicht
die Wellenformen, wenn die Halbbrücken gesteuert werden, um vollen Strom
abzugeben. Eine Null-Grad-Phasenverschiebung wird für diesen
Vorgang aufrecht gehalten. Eine erste Wellenform 702 veranschaulicht
die Ausgabe des MOSFET 504 und eine zweite Wellenform 704 veranschaulicht
die Ausgabe des MOSFET 508. In ähnlicher Weise veranschaulicht
eine dritte Wellenform 706 die Ausgabe von dem MOSFET 506 und eine
vierte Wellenform 708 veranschaulicht den Ausgang von dem
MOSFET 510. Eine Ausgabewellenform 710 veranschaulicht
die Stromausgabe von dem RF-Generator, der sich aus dem Vereinigen
der Ausgaben der vorstehenden MOSFETs ergibt. Da die MOSFETs in
Phase betrieben werden, wird voller Strom ausgegeben. Der Knoten 537 schaltet
bei vollen Impulsbreiten, ähnlich
zu den Steuerungs-Wellenformen.
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7B veranschaulicht
die Wellenformen, wenn die MOSFETs bei etwa 90 Grad aus der Phase betrieben
werden. Eine erste Wellenform 712 veranschaulicht die Ausgabe
des MOSFET 504 und eine zweite Wellenform 714 veranschaulicht
die Ausgabe von dem MOSFET 508. In ähnlicher Weise veranschaulicht
eine dritte Wellenform 716 die Ausgabe von dem MOSFET 506 und
eine vierte Wellenform 718 veranschaulicht die Ausgabe
von dem MOSFET 510. Eine Ausgabewellenform 720 veranschaulicht die
Ausgabe von dem RF-Generator, die sich aus dem Kombinieren der Ausgaben
der vorstehend genannten MOSFETs ergibt. Die Stromausgabe ist niedriger,
da die MOSFETs nicht in Phase betrieben werden, wie durch die kleineren
Impulse gezeigt wird.
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7C veranschaulicht
die Wellenformen, wenn die MOSFETs bei 180 Grad aus der Phase betrieben
werden. Eine erste Wellenform 722 veranschaulicht die Ausgabe
von dem MOSFET 504 und eine zweite Wellenform 724 veranschaulicht
die Ausgabe von dem MOSFET 508. In ähnlicher Weise veranschaulicht
eine dritte Wellenform 726 die Ausgabe von dem MOSFET 506 und
eine vierte Wellenform 728 veranschaulicht die Ausgabe
von dem MOSFET 510. Eine Ausgabewellenform 730 veranschaulicht die
Ausgabe von dem RF-Generator, die sich aus dem Vereinigen der Ausgänge der
vorstehend genannten MOSFETs ergibt. Da die MOSFETs 180 Grad
aus der Phase betrieben werden, wird kein Strom bzw. keine Leistung
abgegeben.
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Obwohl
es keine Stromabgabe bzw. Leistungsabgabe gibt, wenn die MOSFETs
bei 180 Grad aus der Phase betrieben werden, setzen sich die Ströme fort,
um durch die Induktoren bzw. Spulen L1 und L2 zu fließen. Diese
Induktoren bzw. Spulen werden geladen und entladen. Das Potenzial
des Knotens 537 ist jedoch nicht geladen und bleibt auf
dem gleichen Niveau. Dies erfolgt, weil die Induktoren bzw. Spulen
L1 und L2 einen Spannungsteiler darstellen, wobei jeder die gleiche
Induktivität
aufweist. Der Knoten 537 bleibt bei V/2 (d. h. eine Hälfte des Potenzialunterschieds
zwischen den positiven und negativen Speisungsleitungen 522 und 524),
solange der Betrieb symmetrisch ist.
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8 veranschaulicht
einen RF-Generator 800, einschließlich einer variablen Gleichstromversorgung 802.
Die Gleichstromversorgung ist eine isolierte, regulierte variable
Schaltmodus-Stromversorgung, die an eine Wechselstromquelle über einen Gleichrichter
(nicht gezeigt) gekoppelt ist. Die variable Gleichstromversorgung
wird verwendet, um eine konstante Spannungsabgabe bereitzustellen.
Im Allgemeinen variieren durch eine Wechselstromversorgung zugeführte Spannungen
innerhalb eines gegebenen Bereichs. Zum Beispiel, wenn ein Land 220 Volt
verwendet, kann die zugeführte
Spannung zwischen einer Minimumspannung von 180 Volt und einer Maximumspannung
von 240 schwanken. Die variable Gleichstromversorgung kann verwendet
werden, um die von der Wechselstromversorgung empfangene Spannung
herauf- oder herunterzustufen. Zusätzlich ermöglicht die variable Gleichstromversorgung
dem RF-Generator, in Ländern
mit verschiedenen Spannungserfordernissen angewendet zu werden,
sodass ein gegebener RF-Generatoraufbau in verschiedenen Ländern nur
durch Rekonfigurieren der variablen Gleichstromversorgung verwendet
werden kann.
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Der
RF-Generator 800 schließt auch eine Mehrzahl von RF-Modulen
(oder MOS-FETs) 804 in einem
Vollbrückenaufbau
ein. Die RF-Module stellen eine Vorrichtung von Klasse E bereit.
Die RF-Module empfangen die Gleichstromausgabe durch die Gleichstromversorgung 802.
Eine Mehrzahl von RF-Ansteuerungen 806 ist an die Steuerungsanschlüsse der
MOSFET-Treiber von den MOSFETs gekoppelt. Eine Steuerungsvorrichtung 808 steuert die
RF-Ansteuerung 806. Ein zusammenpassendes Ausgabenetzwerk 810 empfängt die
RF-Signalausgabe durch die RF-Module 804, um Resonanzbetrieb und
Impedanzabstimmung zu ermöglichen.
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Ein
Sensor 812 empfängt
die RF-Signale, die abgestimmt wurden und bestimmt den Leistungspegel.
Der Sensor 812 sendet ein Rückkopplungssignal zu der Steuerungsvorrichtung 808,
die auf dem Leistungspegel, der bestimmt wurde, basiert. Die Steuerungsvorrichtung 808 wendet
die Rückkopplungssignale
an, um die RF-Treiber zu steuern, sodass der Leistungspegel von
den RF-Signalen, der durch die RF-Module ausgegeben wird, erhöht oder
gesenkt werden kann, um einen konstanten Leistungspegel zu halten.
Eine Spannungszuführung 814 führt Strom zu
den Komponenten in den RF-Generator 800. Ein Problem mit
der variablen Gleichstromversorgung ist ihre Komplexität und die
riesige Größe. Folglich
erhöht
die Verwendung von variabler, isolierter Gleichstromversorgung signifikant
die Größe des RF-Generators.
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9 veranschaulicht
einen RF-Generator 900 mit einem Spannungsregler 902 gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Spannungsregler 902 kann
ein Aufwärts-
oder Abwärtsregler
sein. In einer Ausführung
ist der Spannungsregler ein Aufwärts-Abwärts-Regler.
Der RF-Generator 900 wendet einen direkten offline Ansatz
an. Eine Mehrzahl von Stoppkondensatoren (nicht gezeigt) wird bereitgestellt,
um die Wechselstromversorgung von der Last zu isolieren (siehe 5 und 6).
Folglich wird kein Transformator benötigt, um sich mit der Wechselstromquelle
zu verbinden.
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Die
Anwendung eines direkten offline RF-Lestungsabschnitts, wie eine
Phasen gesteuerte Vollbrücke,
erfordert keine variable Stromversorgung, die die Anwendung eines
Aufwärtsreglers (oder
Abwärtsreglers)
ermöglicht.
Das Erhöhen
der Spannung zu einem konstanten Pegel, unter Verwendung eines Aufwärtsreglers,
stellt Mittel zum Überleben
bei Stromausfall, ohne einen Verlust an Ausgabe aus dem RF-Generator,
bereit. In ähnlicher Weise
kann ein Abwärtsregler
verwendet werden, um die Spannung auf einen Pegel unterhalb jenes,
der während
eines Stromausfalls angewendet werden kann, um fortgesetzte Ausgabe
aus dem RF-Generator zu sichern, zu reduzieren.
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Der
Spannungsregler 902 sendet seine Ausgabe zu einer Mehrzahl
von MOSFETs 904 in einem Vollbrückenaufbau (siehe 5).
Die MOSFETs definieren eine Vorrichtung von Klasse D in der vorliegenden
Ausführung.
Die MOSFETs nehmen Gleichstromausgabe durch den Spannungsregler 902 auf. Eine
Mehrzahl von RF-Treibern 906, die an die Steuerungsterminals
der MOSFETs gekoppelt sind, steuern die MOSFETs. Ein Controller 908 steuert
die RF-Treiber 906. Ein Anpassungs-Ausgabenetzwerk 910 empfängt die
RF-Signale, die durch die MOSFETs abgegeben werden, um Resonanzbetrieb
und Impedanzabstimmung zu ermöglichen.
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Ein
Sensor 912 nimmt die RF-Signale auf, die abgestimmt wurden
und bestimmt den Leistungspegel. Der Sensor 912 sendet
ein Rückkopplungssignal
zu dem Controller 908, der auf dem Leistungspegel, der
bestimmt wurde, basiert. Der Controller 908 wendet die
Rückkopplungssignale
an, um die RF-Treiber zu steuern, sodass der Leistungspegel von
den RF-Signalen, der durch die RF-Module ausgegeben wird, erhöht oder
gesenkt werden kann, um einen konstanten Leistungspegel aufrecht
zu halten. Eine Spannungszuführung 914 speist
Strom zu den Komponenten in den RF-Generator 900.
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10 veranschaulicht
einen beispielhaften Aufwärtsregler 1000 gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Der Aufwärtsregler 1000 schließt einen
Induktor bzw. Spule 1002 und eine Diode 1004 in
Reihe ein. Die Ausgabe wird an den RF-Abschnitt, zum Beispiel an
die MOSFETs, in einem Vollbrückenaufbau, über die
Diode gesandt. Ein Transistor oder MOSFET 1006 und ein
Kondensator 1008 werden parallel bereitgestellt bzw. werden
mit einem Ende der Diode verbunden.
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11 veranschaulicht
einen beispielhaften Abwärtsregler 1100 gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung. Der Abwärtsregler schließt einen
Transistor oder MOSFET 1102 und einen Induktor bzw. Spule 1104 in
Reihe ein. Eine Diode 1106 und ein Kondensator 1108 werden
parallel bereitgestellt bzw. werden zu jedem Ende der Diode verbunden.
Die Ausgabe wird an den RF-Abschnitt über den Induktor bzw. Spule
gesandt.
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Die
vorliegende Erfindung wurde bezüglich der
speziellen Ausführungsformen
veranschaulicht, um die Erfindung vollständig zu offenbaren und zu ermöglichen.
Die vorstehend offenbarten Ausführungsformen
können
modifiziert werden oder, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung
abzuweichen, variiert werden. Die Beschreibung und hierin bereitgestellten
Zeichnungen sollten deshalb nicht verwendet werden, um den Umfang
der vorliegenden Erfindung zu begrenzen.