DE69634978T2

DE69634978T2 - Erzeuger von rf-magnetfeld-pulsen

Info

Publication number: DE69634978T2
Application number: DE69634978T
Authority: DE
Inventors: Andrew Robert Cassington SLADE
Original assignee: Oxford Instruments Superconductivity Ltd
Current assignee: Baker Hughes Holdings LLC
Priority date: 1995-10-05
Filing date: 1996-10-03
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2016-10-04
Also published as: JPH10510631A; EP0819257B1; GB9520357D0; US6002256A; JP3937099B2; WO1997013159A1; EP0819257A1; DE69634978D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Magnetfeld-Impulsgenerator, und zwar insbesondere einen, der für die Erzeugung eines HF-Impulses zur Verwendung bei einer Kernspinresonanz-(NMR)-Untersuchung Anwendung findet. Insbesondere geht es bei der Erfindung um die Schaffung eines solchen Generators zur Verwendung beim Betrieb in einer Abwärtsbohrloch-Messsonde.
Konventionelle NMR-Impulssignalverstärker nutzen lineare Verstärker der Klasse A/B (üblicherweise Röhrenverstärker)
Das US-Patent US-A-5072183 legt einen HF-Generator für ein magnetisches Resonanzgerät für bildgebende Verfahren offen, zu dem ein Modulator gehört, bei welchem ein Modulationsträger durch ein Hüllkurvensignal moduliert wird, sowie eine Senderstufe, welche nachfolgend mit einem Modulationsgenerator verbunden wird, bei dem die Implementierung des modulierenden Signals dazu führt, dass der Kostenaufwand für die Senderstufe erheblich reduziert werden kann. Zum Modulator gehört zunächst der Modulatorabschnitt, in dem das Hüllkurvensignal in eine Reihe gleich langer digitaler Impulse, deren Dichte der Amplitude des Hüllkurvensignals entspricht, in k verschiedenen Arten von Impulsen umgewandelt wird. Während eines jeden Impulses einer bestimmten Art wird der Modulationsträger stets mit einer bestimmten Phasenlage eingeschaltet, welche von den Phasenlagen des Trägers, die zu den Impulsen der anderen Arten gehören, um 360°/k oder ein ganzzahliges Vielfaches hiervon abweicht. Der resultierende, durch den Impuls geschaltete, vorzugsweise in Rechteckwelle auftretende Modulationsträger wirkt als Schaltsignal für die Senderstufe.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein HF-Magnetfeld-Impulsgenerator zur Erzeugung eines magnetischen Feldimpulses im HF-Bereich geschaffen, der bei einer Kernspinresonanz-(NMR)-Untersuchung zum Einsatz kommen soll, wobei der Generator folgende Teile umfasst:

1) zwei Arme, die parallel zwischen ein Paar Stromquellen-Eingangsanschlüsse geschaltet sind, wobei jeder Arm zwei in Reihe verbundene Festkörperschalter umfasst;
2) eine Senderspule, die zwischen die Ausgangsanschlüsse geschaltet ist, die jeweils zwischen jedem Paar in Reihe verbundener Festkörperschalter ausgebildet sind, wobei die Senderspule so eingerichtet ist, dass sie den Magnetfeldimpuls, in Reaktion auf ein wechselndes HF-Signal an den Ausgangsanschlüssen sendet;
3) eine Stromquelle, die mit einem oder beiden Eingangsanschlüssen verbunden ist; und
4) eine Steuereinrichtung, die so eingerichtet ist, dass sie in Funktion abwechselnd einen entsprechenden Schalter in jedem Arm bei einer erforderlichen Hochfrequenz betätigt, so dass die Stromquelle mit abwechselnder Polarität über die Senderspule geschaltet wird und ein wechselndes HF-Signal an den Ausgangsanschlüssen erzeugt.

Die Konfiguration der Schalter gemäß der vorliegenden Erfindung wird als „H-Brücke" bezeichnet. Üblicherweise umfassen die Festkörperschalter Verstärker der Klasse D/E. Es wurde festgestellt, dass diese Konfiguration für die Verwendung bei einer NMR-Untersuchung geeignet ist (insbesondere bei einem Abwärtsbohrloch-Messgerät), da sie sich durch Zuverlässigkeit auszeichnet (geringe Spannungsbeanspruchung an den Festkörperschaltern) und nur eine minimale Anzahl von Kondensatoren benötigt wird (Kondensatoren sind schwer herzustellen und können bei Betriebstemperaturen in der Größenordnung von 150°C leicht ihre Zuverlässigkeit einbüßen).
Außerdem sorgt die Konstruktion für eine höhere Effizienz (d.h. geringe Leistungsverluste bei den Verstärker-Komponenten) als bei einer konventionellen Konstruktion mit Verstärkern der Klasse A/B. Zudem bietet die Konstruktion eine größere Einfachheit (weniger Komponenten), geringere Abmessungen sowie höhere Robustheit und bessere Zuverlässigkeit (teilweise auf Grund der Verwendung von Festkörperschaltelementen).
Üblicherweise handelt es sich bei den Festkörperschaltern um MOSFET-Schalt-Leistungstransistoren, wie zum Beispiel HEXFETs. Es wurde festgestellt, dass diese für die Leistungs- und Schaltanforderungen eines Abwärtsbohrloch-Messgerätes für NMR-Untersuchungen geeignet sind. Außerdem sind die MOSFET-Transistoren in der Lage, Betriebstemperaturen in der Größenordnung von 150°C auszuhalten, wenngleich bei geringerem Nennstrom.
Die Schalter können jeweils aus einem einzelnen Festkörperschalter bestehen, oder jeder Schalter kann jeweils aus einer Anzahl von Festkörperschaltern bestehen, welche parallel zueinander geschaltet sind.
Üblicherweise besteht die Steuereinrichtung aus einem Schaltkreis, der so ausgelegt ist, dass er zwei Steuersignale generiert, welche gegeneinander um 180° phasenversetzt sind und die Gates diagonaler Schalterpaare in der H-Brücke ansteuern. Üblicherweise umfasst der Regelkreis eine weitere H-Brücke, welche durch einen HF-Signalgenerator gesteuert wird.
Üblicherweise ist die Senderspule Teil eines Resonanzkreises, der eine Kapazität (üblicherweise einen Kondensator) aufweist, welche/r parallel oder in Reihe mit der Spule verbunden ist.
Vorzugsweise umfasst der Resonanzkreis einen Kondensator, der in Reihe mit der Senderspule verbunden ist. Die Verwendung einer Reihenschaltung für den Kreis mit niedriger Impedanz bei Resonanz (im Gegensatz zu einer Parallelschaltung des Kreises, bei dem die Impedanz bei Resonanz hoch ist) stellt sicher, dass alle Leitungsknoten im Kreis auf dem Wert bzw. unterhalb des Wertes der lokalen Versorgungsspannung (von üblicherweise 250 V Gleichspannung) bleiben, mit Ausnahme der Verbindung zwischen der Senderspule (L_τ) und der Kapazität (C_τ), welche den Wert von 5 kV in Abhängigkeit vom Resonanzkreisgütefaktor des Kreises Q (= ωL_τ/R_τ) überschreiten können. Üblicherweise handelt es sich hierbei um eine permanente Verbindung und die Kapazität befindet sich in einem zentralen, mit Öl gefüllten Abschnitt zusammen mit der Senderspule. Falls es notwendig ist, den Resonanzkreis im Gebrauch auf Grund einer Frequenzänderung (drift) von B₀ und/oder einer Frequenzänderung bei C_τ oder L_τ abzustimmen, können zusätzliche Kondensatoren zwischen den verschiedenen Impulsfolgen geschaltet werden. Üblicherweise handelt es sich bei den kapazitiven Schaltern um hochspezifische Hochspannungs- und Hochstromrelais.
Alternativ ist es ebenfalls möglich, dass der Sender nicht Teil eines Resonanzkreises ist. In diesem Fall funktioniert die Ansteuerung der Spule direkt ohne einen Abstimmkondensator nur dann, wenn seine charakteristische Zeitkonstante erheblich geringer ist als die Periode der Steuerfrequenz. Bei Erreichen der Resonanzfrequenz reduziert sich die Impedanz eines in Serie abgestimmten Kreises auf den Wert der Wirkverluste (R_τ), und die Blindkomponenten (ωL_τ) und (ωC_τ) verschwinden. Lässt man den Abstimmkondensator weg, so dominiert die Induktivität (= ωL_τ) der Spule die Impedanz des Senders. Das Verhältnis von Widerstand zu Induktivität (= R_τ/ωL_τ) definiert die charakteristische Zeitkonstante der Spule (τ, welche der reziproke Wert von Q, der Resonanzgüte, ist). Ist diese klein im Vergleich zur Einschaltdauer (d.h. Hälfte der Umschaltperiode), so steigt der Strom auf seinen Maximalwert an, welcher während der Einschalt-Halbperiode durch R_τ begrenzt ist, und das System funktioniert, allerdings mit geringer spektraler Reinheit und Leistungsverlusten auf Grund der harmonischen Teilschwingungen, die durch die resultierenden „rechteckigen" Stromimpulse entstehen. Ist τ im Vergleich zur Einschaltdauer groß, dann steigt der Strom nicht auf den erforderlichen Einschaltwert an, bevor die Steuerspannung umgepolt wird.
Üblicherweise wird der Ringdown im Resonanzkreis dadurch minimiert, dass eine aktive Ringdown-Schaltung hinzugefügt wird, die einen oder mehrere Dämpfungswiderstände umfasst, die über einen oder mehrere Schalter mit dem Resonanzkreis verbunden sind, sowie eine Steuereinrichtung umfasst, die so eingerichtet ist, dass sie den/die Schalter nach einem Magnetimpuls schließt. Im Ergebnis dessen bildet der Dämpfungswiderstand/bilden die Dämpfungswiderstände einen Teil einer Stromschleife, zu der auch der Resonanzkreis gehört, und leiten Energie ab, um Ringdown im Resonanzkreis zu steuern. Die Ringdown-Schaltung kann einen einzelnen Widerstand, vorzugsweise jedoch zwei Widerstände umfassen, wobei jeder der Widerstände mit einem entsprechenden Schalter versehen ist. Üblicherweise handelt es sich bei den Schaltern um Festkörperschalter, wie zum Beispiel MOSFETs.
Üblicherweise gehören zur Stromquelle ein oder mehrere Speicherkondensatoren. Bei einem Abwärtsbohrloch-Messgerät ist der/sind die Kondensator/en vorzugsweise an der Sonde im Bohrloch angebracht und mit einer Gleichstromquelle über Tage verbunden. Gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Betrieb eines Generators gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung geschaffen; wobei das Verfahren das Betätigen der entsprechenden Schalter jedes Paares während eines Impulses und am Ende des Impulses umfasst und alle vier Schalter geöffnet werden, wodurch der Ringdown im Resonanzkreis gesteuert wird.
Mit dem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein zusätzliches Verfahren geschaffen, mit dessen Hilfe der Ringdown im Resonanzkreis nach einem Impuls gesteuert werden kann. Üblicherweise wird, nachdem die Schalter für einen vorher definierten Zeitraum geöffnet worden sind, die aktive Ringdown-Schaltung – sofern vorhanden – geschaltet, um das Überschwingen im Niederspannungsbereich zu steuern.
Eine Reihe von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung soll nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren beschrieben werden, in denen: –
1 eine schematische Darstellung eines Impulsgenerators gemäß der Erfindung ist;
2 eine schematische Darstellung der Komponenten aus 1 in größerer Detailtiefe ist;
die 3a und 3b Kurvendiagramme zur Darstellung der Spannung der Gate-Ansteuerungssignale G1 und G2 während eines Impulses sind;
4 ein Kurvendiagramm ist, in dem ein tatsächliches Paar von Gate-Ansteuerungssignalen dargestellt wird, welche aus der Ausgangsleistung des Impulswandlers abgeleitet worden sind;
5 ein Kurvendiagramm ist, das den Strom durch die Senderspule während eines konventionellen Impulses ohne die Verwendung des Ringdown-Verfahrens gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung darstellt;
6 ein Kurvendiagramm ist, das den Strom durch die Senderspule L_τ darstellt, während die Schalter am Ende des Impulses geöffnet sind, jedoch ohne dass ein aktiver Dämpfungskreis geschaltet ist;
7 eine Darstellung des aktiven Ringdown-Steuersignals ist, das an die Schalter Q5 und Q6 angelegt wird;
8 eine Darstellung der Spannung durch die Senderspule ist, wobei die vier Schalter am Ende des Impulses geöffnet sind und der aktive Dämpfungskreis geschaltet ist;
9 die Darstellung der Topologie eines alternativen Parallelresonanzkreises ist;
10 die Darstellung eines typischen Impulses ohne Ringdown-Schaltung ist;
11 die Darstellung wie in 10, jedoch mit einer Ringdown-Schaltung ist;
12 die Darstellung des Endes des Impulses aus 10 in größerer Detailtiefe ist (ohne Ringdown-Schaltung);
13 die Darstellung des Endes des Impulses aus 11 in größerer Detailtiefe ist (mit Ringdown-Schaltung);
14 die Darstellung des Endes des Impulses aus 10 in noch größerer Detailtiefe ist (ohne Ringdown-Schaltung);
15 die Darstellung des Endes des Impulses aus 11 in noch größerer Detailtiefe ist (mit Ringdown-Schaltung);
16 die Darstellung des unverzögerten Stromverlaufes während der Anfangs-Ringdown-Phase ist;
17 die Darstellung des unverzögerten Stromverlaufes während der End-Ringdown-Phase ohne aktive Dämpfung ist; und
18 die Darstellung des unverzögerten Stromverlaufes während der aktiven Dämpfung ist.
Unter Bezugnahme auf 1 wird hier dargestellt, dass eine über Tage befindliche Gleichstromquelle 1 über ein Kabel 2 (das über die Länge eines Bohrloches verlegt ist) mit einer Sonde 8 verbunden ist, die einen Energiespeicher 3 enthält. Dieser Energiespeicher 3 ist mit einem Verstärker 4 verbunden, welcher ein gepulstes Wechselstrom-HF-Signal 5 an einen Parallelresonanzkreis 6 unter der Steuerung eines Ansteuerkreises 7 abgibt. Der Parallelresonanzkreis 6 überträgt ein HF-Magnetsignal 9, welches für eine NMR-Untersuchung der Umgebung von Sonde 8 verwendet wird.
2 veranschaulicht den Generator in größerer Detailtiefe. Die über Tage befindliche Stromversorgung 1 liefert die Gleichspannungen +V_s und –V_s an den Speicherkondensator 14 über das Kabel 2. Üblicherweise liegen die Werte für V_s im Bereich von 250 bis 500 V (d.h. eine Spannungsdifferenz von 500–1000 V) bei einer Leistung von 500 W. Die Spannung wird zum Teil durch die Konstruktion des Stromspeicherkondensators 14 und die Spannungseigenschaften der MOSFETs vorgegeben. Wie in der Abbildung verfügt das Kabel 2 über einen zugehörigen Kabelwiderstand und eine zugehörige Induktivität, veranschaulicht durch die Widerstände 10, 11, 11' und die Drosselspulen 12, 13. Das Kabel 2 umfasst zwei quasi-symmetrische Kabel. Ein absolutes Minimum von 250 J gespeicherter Energie muss im Kondensator 14 gespeichert sein. Der Kondensator 14 wird schematisch dargestellt als einzelner Kondensator, ist jedoch üblicherweise als eine Bank von parallel geschalteten Kondensatoren ausgeführt, damit auf diese Weise die benötigte hohe Kapazität erreicht werden kann. Eine modulare Konstruktion wird für das Energiespeichermodul 3 verwendet, wobei jede Einheit über einen Kondensator 14 verfügt, der in der Lage ist, 250 J zu speichern, so dass es möglich ist, zusätzliche Module an den Generator anzuschließen und die insgesamt gespeicherte Energiemenge so anzupassen, dass sie zu den verwendeten Impulssequenzen, wie auch zu der Umgebung des im Bohrloch verwendeten Messwerkzeuges passt.
Der Energiespeicher wird benötigt, da die über Tage zur Verfügung stehende mittlere Leistung auf 500 Watt beschränkt ist, welche durch die benötigte Spitzenimpulsleistung von ca. 10 kW übertroffen wird. Der Kondensator 14 ist so bemessen, dass er eine ausreichende Energiemenge speichern kann, um der doppelten Einschränkung durch die längste Impuls Spin-Echo-Sequenz und die längste zulässige Wiederaufladezeit zwischen den Sequenzen gewachsen zu sein. Die zweite Einschränkung bringt es normalerweise mit sich, dass die gespeicherte Energie zwei- bis fünfmal höher ist als die Energiemenge, die zur Bewältigung der ersten Einschränkung notwendig ist. Bei einer erforderlichen Energie von 250 J und einem Spannungsbereich zwischen 500 und 1000 Volt Gleichspannung liegt die erforderliche Kapazität daher im Bereich zwischen 500 und 2000 μF. Der Energiespeicher 3 ist mit dem Verstärker 4 über ein Verbindungsstück 16 mit einer zugehörigen Drosselspulenverbindung und einer Bremsdiode 16' verbunden, sowie ebenso mit der lokalen Bezugserde 17. Die lokale Bezugserde 17 des Verstärkers kann um minus einige Hundert Volt von der Bodenoberfläche abweichen.
Der Verstärker 4 ist als H-Brücken-Resonanzkonverter konfiguriert und besteht aus vier HEXFET-Modulen (International Rectifier HEXFETs") 20–23. Die HEXFET-Module 20–23 können die Modelle IRFK6H450, IRFK6H350 sein oder diesen ähnlich sein. Alternativ dazu können die HEXFET-Module auch durch viele kleinere parallele Vorrichtungen, wie zum Beispiel HEXFET III-Vorrichtungen ersetzt werden. Das Energiespeicher-Verbindungsstück 15 wird an eine H-Brücken-Eingangsklemme 18 angeschlossen. Die andere Stromaufnahme-Eingangsklemme 19 wird an die Verstärkermasse 17 angeschlossen. Der Parallelresonanzkreis 6 wird zwischen den Ausgangsklemmen 24 und 25 ange schlossen (d.h. der Parallelresonanzkreis 6 wird über die zentrale Schiene von „H" angeschlossen).
Die HEXFET Schalter 20–23 werden von einem Hochstrom-Ansteuerkreis 7 (in 2 nicht abgebildet) über einen Impulswandler (der die Signale G1 und G2 erzeugt, welche jeweils in ein Paar Steuer-Gates 27, 28 und 26, 29 gesendet werden) angesteuert, der seinerseits eine H-Brücke von kleineren HEXFET-Vorrichtungen ist. Der Ansteuerkreis 7 muss über eine ausreichende Stromwechselgeschwindigkeit verfügen, damit die FETs 20–23 in weniger als 100 ns eingeschaltet werden können. Die Diodenpaare 30–37 sind duale Diodenmodule mit kurzer Erholzeit, welche die (langsameren) eigenen Dioden der FETs (nicht dargestellt) isolieren und ein rasches Abschalten sicherstellen.
Die Gate-Signale G1 und G2 sind in den 3a und 3b, jeweils während eines einfachen 40 μs-Impulses, dargestellt. Wie aus der Darstellung ersichtlich ist, wurden die Signale G1 und G2 um 180° gegeneinander phasenverschoben. Im Ergebnis dessen werden die versetzt angeordneten Paare 20, 23, angesteuert durch G2 und 21, 22, angesteuert durch G1, im Wechsel eingeschaltet und erzeugen so eine Wechselspannung, die an die Ausgangsklemmen 24, 25 angelegt wird.
Obwohl die horizontale Skala in 3 nicht groß genug ist, um dies bildlich darzustellen, stellt der Ansteuerkreis sicher, dass eine Zeitverzögerung zwischen den Gate-Signalen G1 und G2 existiert, welche davor schützt, dass beide FETs gleichzeitig in einem Leitungszweig eingeschaltet werden (wobei jedes Schalterpaar der Schalter 20, 21 und 22, 23 jeweils einen „Leitungszweig" der H-Brücke bilden). Zudem ist auch noch ein Stromfühler-Regelkreis integriert (nicht in der Abbildung enthalten).
Die Signale zu den oberen FETs 20, 22 müssen in Bezug auf den Regelkreis massefrei sein. Die Gate-Impulse werden daher vom Gate-Ansteuerkreis über einen Impulswandler zusammengeschaltet.
Der Ableitkondensator 40 muss die Zuführungsleitung lokal „aussteifen" und damit die Wirkungen der Streuflussinduktivität des Kabels vom lokalen Speicherkondensator aufheben.
In 4 werden die tatsächlichen Gate-Signale dargestellt, die aus der Ausgangsleistung des Impulswandlers abgeleitet worden sind.
Unter erneuter Bezugnahme auf 2 wird hier dargestellt, dass der Parallelresonanzkreis 6 aus einer Senderspule 41 besteht, die in Reihe mit einem Abstimmkondensator 42 auf die Larmortrequenz eingestellt ist. Der Abstimmkondensator 42 ist als Reihe von Parallelkondensatoren 42–46 konfiguriert. Während des normalen Betriebes ist lediglich der erste Kondensator 43 angeschlossen. Sollte es notwendig sein den Senderkreis im Betrieb wegen einer B₀-Abweichung und/oder einer Frequenzänderung bei Kondensator 43 oder Spule 41 abzustimmen, so können die zusätzlichen Abstimmkondensatoren 44–46 zwischen den Impulsfolgen zugeschaltet werden. Die zugehörigen Schalter 47–49 sind hochspezifische Hochspannungs- und Hochstromrelais.
Übliche Werfe für die Komponenten wären folgende:
Dioden 30–37: BYT261PIV-600: Vrrm = 600 V, Ifrm = 800 A, duale Diodenmodul-Packung mit kurzer Erholzeit, ISOTOP-Baugruppe.
Senderspule: L-22 μH; Spitzenspannung: 10 kV max., Spitzenstrom: 100 A; Widerstand 50 Ω, reduziert durch eine sorgfältige Konstruktion, die Verwendung von Hochfrequenzlitze usw.
Kondensatoren 43–46: Hochspannungs- und Hochfrequenz-Scheibenkondensatoren mit Keramikscheiben und einer Eignung für 150° (typische Werte: Kondensator 43: 5,9 nF, Kondensator 44: 180 pF, Kondensator 45: 360 pF, Kondensator 46: 710 pF für eine 10%ige Frequenzumschaltung von 440 kHz).
Schalter 47–49: Isolation für 10 kV, 100 A Spitzenstrom, minimalen Gleich- und Wechselstromwiderstand, bekannte Streuflussinduktion und Kapazität. (Die Umschaltzeit spielt keine Rolle.)
Der Widerstand 50 verkörpert den gesamten Dämpfungswiderstand und umfasst den Gleich- und Wechselstromwiderstand der Spule 41 und der Kondensatoren 43–46 sowie die Rückflussdämpfung in der leitenden Umgebung der Sonde. Die Resonanzgüte Q der H-Brücke 4 wird durch die Summe dieses Verlustes und des Verlustes im Paar der leitenden FETs bestimmt. Die Effizienz des Senders hängt mit dem Verhältnis des Verlustes in Spule 41 zum Verlust in der H-Brücke 4 und dem Ansteuerkreis während eines Impulses zusammen. Die Effizienz nimmt mit ansteigender Temperatur ab, und der FET-Betriebswiderstand nimmt zu. Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Verstärkers ist die Tatsache, dass dieser zwischen den Impulsen fast keine Energie verbraucht; dies steht im Gegensatz zu einem Vakuum-Röhrensystem, welches zu jedem beliebigen Zeitpunkt mehrere Dutzend Watt an Heizleistung verbraucht.
Während einer typischen NMR-Untersuchung wird eine Reihe von HF-Energie-Impulsen (diese Impulsreihe wird auch als „Impulsfolge" (engl.: „pulse train") bezeichnet) von der Senderspule 41 abgegeben. In 5 ist ein einzelner Impuls dargestellt, wobei es sich hier um ein Kurvendiagramm handelt, das den Stromfluss durch eine Senderspule 41 darstellt, während an die Ausgangsklemmen 24, 25 ein Impuls zwischen 0 und 40 μs angelegt wird, wobei ein aktiver „Ringdown" nicht zum Einsatz kommt. Das heißt, dass am Ende des Impulses die zwei unteren Schalter 21, 23 geschlossen, und die zwei oberen Schalter 20, 22 geöffnet sind. Außerdem wird die Ringdown-Schaltung (weiter unten beschrieben) nicht zugeschaltet. Wie man an diesem konventionellen Impuls feststellen kann, vergeht eine erhebliche „Ringup"-Zeit (ungefähr zwischen 0 und 40 μs). Außerdem zeigt sich ein signifikanter „Ringdown" im Bereich zwischen 40 μs und 60 μs (der sich überdies noch nach 60 μs fortsetzt, was allerdings aus der Abbildung in 5 nicht mehr ersichtlich ist). Bei „Ringup" und „Ringdown" handelt es sich um die unausweichliche Konsequenz, die sich aus dem Resonanzkreis 6 ergibt. Sowohl „Ringup"- als auch „Ringdown"-Zeit hängen mit dem Q-Faktor (der Resonanzgüte) des Schaltkreises zusammen. Während ein hoher Q-Faktor während eines Impulses erstrebenswert ist, um die Energieverluste in der Spule zu verringern, handelt es sich bei den damit einhergehenden „Ringup"- und „Ringdown"-Perioden um unerwünschte Merkmale eines Impulses. Die mit diesem Ringdown zusammenhängenden Probleme werden auf zwei Arten, wie nachfolgend beschrieben, eingegrenzt.
Zuerst werden, nachdem der Impuls bei 40 μs vorüber ist, alle Schalter 20–23 geöffnet. In diesem Zustand fließt die Energie über den verlustbehafteten Weg der FET-Dioden und des Ableitkondensators 40, wie in 16 gezeigt, und es wird ein zunächst sehr rascher Ringdown erreicht, wobei die Energie in nutzbringender Weise zurück in den Ableitkondensator 40 gepumpt wird, anstatt verloren zu gehen. Die Diode 16' wird benötigt, um die Energie aus der ersten Ringdown-Stufe zurück in den Ableitkondensator 40 zu speichern. Die resultierende Impulsform ist in 6 bildlich dargestellt. Wie zu erkennen ist, wird ein sehr viel schnellerer Ringdown – zwischen 40 μs und 50 μs – erreicht. Allerdings ist dieser Betriebsmodus des Schaltkreises nicht mehr möglich, wenn die FET-Dioden zu leiten aufhören. Der Strom fließt sodann über die Streukapazitäten der FETs 70–73 und den Ableitkondensator 40, wie in 17 gezeigt, wobei die Frequenz des Nachschwingens (Ringing) erhöht wird, welches noch einige Zehn Mikrosekunden andauert. In 6 wird dies ungefähr nach 50 μs gezeigt. Der übrige Strom wäre ausreichend, um die Empfängerspule erneut zum Schwingen zu bringen, daher ist die beste Lösung an diesem Punkt die Einführung eine Widerstands-Dämpfungsschleife. Die Dämpfungswiderstände 60 und 61 sind zwischen den Ausgangsklemmen 24, 25 und der Eingangsklemme 19 über die MOSFET-Schalter 62, 63 verbunden.
Der Betrieb der Schalter 62, 63 wird durch einen Regelkreis 65 gesteuert, welcher aus einem Steuersignal 66 besteht, das über einen optoelektronischen Koppler 67 und ein Tiefpassfilter 68 eingegeben wird. Die Schalter 62, 63 werden auf diese Weise für einige Mikrosekunden nach dem Impuls geschlossen und vollenden ihre Stromschleife durch die Punkte 41-42-63-61-60-62-50. Dieses aktive Verfahren des „Q-Spoiling" hat keinen Einfluss auf die Resonanzgüte des Systems während des Impulses.
Das Steuersignal, das an die Schalter 62, 63 angelegt wird, ist in 7 dargestellt. Wie hieraus erkennbar ist, wird die Ringdown-Schaltung etwa bei 45 μs (5 μs nach dem Im puls) zugeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt ist der Impuls schon auf Grund der Öffnung der vier Schalter 20–23 erheblich abgeklungen und gerade dabei, in die Ringdown-Phase im höheren Frequenzbereich zwischen 50 und 80 μs einzutreten, wie in 6 bildlich dargestellt. Die noch verbleibende gespeicherte Energie geht als Wärme in den Widerständen 60, 61 verloren, deren Werte so gewählt wurden, dass sie eine optimale (das heißt gerade unterkritisch gedämpfte) Ringdown-Zeit ermöglichen, d.h.
wobei R_τ = der Widerstandswert 50;
R₀₁ = der Widerstandswert des Widerstandes 60;
R₀₂ = der Widerstandswert des Widerstandes 61;
C_τ = die Kapazität des Kondensators 42; und
L_τ = die Induktivität der Spule 41 ist.
Die resultierende Spannung über Spule 41 ist in 8 dargestellt. Wie daraus erkennbar ist, wird ein sehr schneller Ringdown erreicht, und es gibt nach ungefähr 50 μs kein wahrnehmbares Nachschwingen. Der Stromverlauf während der aktiv gedämpften Ringdown-Phase ist in 18 dargestellt.
Bei den 11,13 und 15 handelt es sich um Oszilloskop-Kurvendiagramme von einem tatsächlichen Ringdown-Betrieb, dem entgegengestellt sind die 10, 12 und 14, welche Impulse darstellen, bei denen kein aktives Ringdown-Verfahren zur Anwendung gebracht wurde.
9 stellt eine alternative Topologie mit Parallelresonanzkreis dar. In diesem Fall besteht der Parallelresonanzkreis aus einem parallelen Resonanzkreis 6', welcher über einen Wandler 90 mit der H-Brücke 4 (weiter oben beschrieben) verbunden ist.
Es ist möglich, die vier separaten HEXFET-Module und ihre Dioden durch eine anwenderspezifisch gestaltete Hybridkonstruktion H-Brücke Festkörperbrücke zu ersetzen (d.h. der Kreis ist der gleiche, aber alle Festkörper-Silikonvorrichtungen werden auf Basis eines Keramikträgers in einem langen Modul hergestellt – dies ermöglicht Leistungsverbesserungen, führt zu einer Verringerung der Größe und erleichtert den Anschluss an den abgestimmten Kreis).

Claims

HF-Magnetfeld-Impulsgenerator, der einen HF-Magnetfeldimpuls zum Einsatz in einer NMR-Untersuchung erzeugt, wobei der Generator umfasst: 1) zwei Arme, die parallel zwischen ein Paar Stromquellen-Eingangsanschlüsse geschaltet sind, wobei jeder Arm zwei in Reihe verbundene Festkörperschalter umfasst; 2) eine Senderspule, die zwischen Ausgangsanschlüsse geschaltet ist, die jeweils zwischen jedem Paar in Reihe verbundener Festkörperschalter ausgebildet sind, wobei die Senderspule so eingerichtet ist, dass sie den Magnetfeldimpuls in Reaktion auf ein wechselndes HF-Signal an den Ausgangsanschlüssen sendet; 3) eine Stromquelle, die mit einem oder beiden Eingangsanschlüssen verbunden ist; und 4) eine Steuereinrichtung, die so eingerichtet ist, dass sie in Funktion abwechselnd einen entsprechenden Schalter in jedem Arm bei einer erforderlichen Hochfrequenz betätigt, so dass die Stromquelle mit abwechselnder Polarität über die Senderspule geschaltet wird und ein wechselndes HF-Signal an den Ausgangsanschlüssen erzeugt.
Generator nach Anspruch 1, wobei jeder Festkörperschalter einen MOSFET-Schalt-Leistungstransistor umfasst.
Generator nach Anspruch 1 oder 2, wobei jeder Schalter eine Vielzahl paralleler Festkörperschalter umfasst.
Generator nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung eine Gate-Ansteuerschaltung umfasst, die so eingerichtet ist, dass sie zwei Steuersignale eingibt, die um 180° phasenversetzt zueinander sind, und das Gate eines entsprechenden Schalters in jedem Arm ansteuert.
Generator nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Senderspule Teil eines Resonanzkreises ist, der eine Kapazität parallel oder in Reihe zu der Senderspule umfasst.
Generator nach Anspruch 5, wobei die Kapazität eine Vielzahl paralleler Kondensatoren umfasst und jeder Kondensator einen entsprechenden Schalter aufweist, sowie eine Steuereinrichtung, die so eingerichtet ist, dass sie die Kondensator-Schalter so steuert, dass die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises auf eine gewünschte Lamorfrequenz einer untersuchten Probe eingestellt wird.
Generator nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Stromquelle einen Stromspeicherkondensator umfasst.
Generator nach einem der vorangehenden Ansprüche, der des Weiteren eine aktive Ringdown-Schaltung, die einen oder mehrere Dämpfungswiderstände umfasst, die über einen oder mehrere Schalter mit der Senderspule verbunden sind, sowie eine Steuereinrichtung umfasst, die so eingerichtet ist, dass sie den/die Schalter nach einem Magnetimpuls schließt, so dass der/die Dämpfungswiderstand/Dämpfungswiderstände Teil einer Stromschleife sind, die die Senderspule einschließt, und Energie ableiten, um Ringdown in der Senderspule zu steuern.
Generator nach Anspruch 5, wobei der Resonanzkreis eine Kapazität umfasst, die in Reihe mit der Senderspule zwischen die Ausgangsanschlüsse geschaltet ist.
Abwärtsbohrloch-Messsonde, die einen Generator nach einem der vorangehenden Ansprüche umfasst.
Verfahren zum Betreiben eines Generators nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Verfahren das Betätigen entsprechender jedes Paars von Festkörperschaltern während eines Impulses und am Ende des Impulses das Öffnen aller vier Schalter umfasst, so dass Ringdown in der Senderspule gesteuert wird.