JPH10510631A - 高周波磁場パルス発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ＮＭＲ調査に使用するための高周波磁場パルスを生成する高周波磁場パルス発生器。本発生器は、１対の入力端子（１８、１９）間に並列に接続された２つの辺を備えているＨブリッジ増幅器からなり、各辺は２つの直列接続されたソリッドステートスイッチ（２０−２３）からなる。送信器コイル（４１）は、各対の直列接続されたソリッドステートスイッチ（２０−２３）の間の出力端子（２４、２５）の間に接続されている。電源（３）は、入力端子の一方、または両方に接続されている。制御手段は、各辺内の関連スイッチ（２０−２３）を使用中の所要無線周波数で交互に動作させるようになっており、それによって電源（３）を上記送信器コイル（４１）にまたがって交互の極性で接続する。

Description

【発明の詳細な説明】 高周波磁場パルス発生器 本発明は磁場パルス発生器に関し、詳しく述べれば、核磁気共鳴（ＮＭＲ）調 査に使用する高周波パルスの生成に関する。本発明は特に、ダウンホール油井ロ ギング応用に使用する、このような発生器を提供することに関する。 普通のＮＭＲパルス信号増幅器は、線形Ａ／Ｂ級増幅器（典型的には真空管増 幅器）を使用している。 本発明によれば、ＮＭＲ調査に使用する高周波磁場パルスを生成するための高 周波磁場パルス発生器が提供され、本発生器は、 １）１対の入力端子の間に並列に接続され、それぞれが２つの直列接続された ソリッドステートスイッチからなる２つの辺と、 ２）直列接続されたソリッドステートスイッチの各対間にそれぞれ限定されて いる出力端子の間に接続され、交流高周波信号に応答して磁場パルスを出力端子 に送信するようになっている送信器コイルと、 ３）入力端子の一方、または両方に接続されている電源と、そして ４）各辺内の関連スイッチを使用中の所要無線周波数で交互に動作させること によって電源を送信器コイルにまたがって交互の極性で接続し、出力端子に交流 高周波信号を生成させる制御手段と、 を備えている。 本発明によるスイッチの構成は、「Ｈブリッジ」として知られるものである。 典型的には、ソリッドステートスイッチはＤ／Ｅ級増幅器を構成している。この 構成は、信頼性が高く（ソリッドステートスイッチに加わる電圧応力が低い）、 必要なキャパシタの数が最小である（キャパシタは製造することが困難であり、 また 150°Ｃ程度の動作温度では信頼性に欠けることがあり得る）ことから、Ｎ ＭＲ調査（特に、ダウンホール井戸ロギングデバイス）に使用するのに適してい ることが知られている。 この設計は、Ａ／Ｂ級増幅器を使用する従来設計よりも高い効率を呈する（即 ち、増幅器成分内の電力損失が低い）。またこの設計は、極めて簡単（数個の成 分）であり、サイズが小さく、頑丈であり、そして信頼性が高い（部分的に、ソ リッドステートデバイスを使用したことによる）。 典型的には、ソリッドステートスイッチはＨＥＸＦＥＴのようなＭＯＳＦＥＴ 電力スイッチングトランジスタである。これらは、ダウンホールＮＭＲ応用の電 力及びスイッチング要求に適していることが知られている。更に、ＭＯＳＦＥＴ は、電流定格は低下するにしても、150 °Ｃ程度の動作温度に耐えることができ る。 スイッチは、各々が単一のソリッドステートスイッチからなっていても、また は各々が並列に接続された複数のソリッドステートスイッチからなっていてもよ い。 典型的には、制御手段は、互いに 180°の相差を有し、Ｈブリッジ内の対角対 のスイッチのゲートを駆動する２つの制御信号を生成するようになっている回路 からなる。典型的には、制御回路は、高周波信号発生器によって制御される別の Ｈブリッジからなる。 典型的には、送信器コイルは、コイルと並列に、または直列に接続されたキャ パシタンス（典型的にはキャパシタ）を含む共振回路の一部である。 共振回路は、送信器コイルと直列接続されたキャパシタからなることが好まし い。（共振するとインピーダンスが高くなる並列同調回路ではなく）共振すると インピーダンスが低くなる直列同調回路を使用することによって、回路内の全て のノードは局部供給電圧（典型的には直流 250Ｖ）に、またそれ以下に維持され る。但し、送信器コイル（Ｌ_T）とキャパシタンス（Ｃ_T）との間の接続は同調回 路の質係数Ｑ（＝ωＬ_T／Ｒ_T）に依存して５ｋＶを超えることがある。典型的に これは恒久的な接続であり、キャパシタンスは送信器コイルと共に油入中心区分 内に位置決めされる。もしサービス中にＢ_Oドリフト及び／またはＣ_TもしくはＬ_T のドリフトが原因で共振回路を同調させる必要が生じれば、パルス列の間に特 別な同調用キャパシタをスイッチインさせることができる。典型的には、キャパ シタスイッチは詳細指定された高電圧、大電流リレーである。 代替として、送信器は共振回路の一部を形成しなくともよい。この場合、もし その特性時定数が駆動周波数の周期よりも遥かに小さければ、同調用キャパシタ なしでコイルを直接駆動しただけでも動作する。共振周波数においては、直列同 調回路のインピーダンスは抵抗損失（Ｒ_T）の値を減少させ、リアクティブ成分 （ωＬ_T及びωＣ_T）は消滅する。もし同調用キャパシタを省略すれば、送信器か ら見たインピーダンスはコイルの誘導性リアクタンス（ωＬ_T）が支配的になる 。抵抗とリアクタンスの比（Ｒ_T／ωＬ_T）が、コイルの特性時定数（τ：これは 質係数Ｑの逆数である）を限定する。もしこれがオン時間（即ち、スイッチング 周期の半分）に比して小さければ、電流はオン半サイクル中にＲ_Tによって制限 されたその最大値まで上昇し、得られる「方形」形状電流パルスによって誘導さ れる高調波が原因で、スペクトル純度は貧弱で、電力を浪費はするもののシステ ムは動作する。もしτがオン時間に比して大きければ、駆動電圧が反転するまで に、電流は必要なオン値まで上昇しない。 典型的には、１またはそれ以上のスイッチを介して共振回路に接続された１ま たはそれ以上のダンピング抵抗、及び磁気パルスの後に１または複数のスイッチ を閉じるようになっている制御手段とからなる能動リングダウン回路を付加する ことによって、共振回路内のリングダウンは最小になる。その結果、この（これ らの）ダンピング抵抗は、共振回路を含む電流ループの一部を形成し、共振回路 内のリングダウンを制御するようにエネルギを消散させる。 リングダウン回路は単一の抵抗からなっていてもよいが、各々が関連するスイ ッチを有する２つの抵抗からなることが好ましい。典型的には、スイッチはＭＯ ＳＦＥＴのようなソリッドステートスイッチである。 典型的には、電源は１またはそれ以上の電力蓄積キャパシタからなる。ダウン ホール井戸ロギング応用では、この（これらの）キャパシタは井戸内のプローブ と共に位置決めし、地表上の直流電源に接続することが好ましい。 本発明の第２の面によれば、本発明の第１の面による発生器を動作させる方法 が提供され、本方法は、あるパルス中に各対のスイッチの１つずつを動作させる 段階と、そのパルスの終わりに４つのスイッチを全て開いて共振回路内のリング ダウンを制御する段階とを備えている。 本発明のこの第２の面は、あるパルスの後に共振回路内のリングダウンを制御 する付加的な方法を提供する。典型的には、スイッチを所定の時間にわたって開 いた後に、低電圧リングダウンを制御するように、もし設けられていれば能動リ ングダウン回路をスイッチインさせる。 以下に添付図面を参照して本発明の幾つかの実施例を説明する。 図１は、本発明によるパルス発生器のブロック線図である。 図２は、図１の構成要素を詳細に示す回路図である。 図３ａ及び３ｂは、あるパルス中のゲート駆動信号Ｇ１及びＧ２の電圧を示す グラフである。 図４は、パルス変成器の出力から導出されたゲート駆動信号の実対を示すグラ フである。 図５は、本発明の第２の面によるリングダウン方法を用いない普通のパルス中 に送信器コイルを通る電流を示すグラフである。 図６は、パルスの終わりにスイッチは開くが能動ダンピング回路はスイッチイ ンしていない場合に送信器コイルＬ_Tを通る電流を示すグラフである。 図７は、スイッチＱ５及びＱ６に印加される能動リングダウン制御信号を示す 図である。 図８は、パルスの終わりに４つのスイッチが開き、能動ダンピング回路がスイ ッチインした場合に送信器コイルにまたがる電圧を示す図である。 図９は、代替タンク回路のトポロジを示す図である。 図１０は、リングダウン回路がない場合の典型的なパルスを示す図である。 図１１は、リングダウン回路がある場合の図１０と同一の図である。 図１２は、図１０のパルスの終わり（リングダウン無し）をより詳細に示す図 である。 図１３は、図１１のパルスの終わり（リングダウン有り）をより詳細に示す図 である。 図１４は、図１０のパルスの終わり（リングダウン無し）を更に詳細に示す図 である。 図１５は、図１１のパルスの終わり（リングダウン有り）を更に詳細に示す図 である。 図１６は、初期リングダウン相中の瞬時電流経路を示す図である。 図１７は、能動ダンピングを行わない場合の最終リングダウン相中の瞬時電流 経路を示す図である。 図１８は、能動ダンピング中の瞬時電流経路を示す図である。 図１を参照する。地表の直流電源１はケーブル２（井戸穴の長さに沿って通っ ている）を介して、エネルギ蓄積デバイス３を組み込んだプローブ８へ接続され ている。エネルギ蓄積デバイス３は増幅器４に接続され、増幅器４は制御回路７ の制御の下にパルス化された交流高周波信号５をタンク回路６に供給する。タン ク回路６は、プローブ８を取り囲む環境のＮＭＲ調査に使用される高周波磁気信 号９を送信する。 図２に発生器をより詳細に示す。地表電源１は直流電力電圧＋Ｖ_s及び−Ｖ_sを 、ケーブル２を介してエネルギ蓄積キャパシタ１４へ供給する。典型的には、Ｖ_s は 500Ｗの電力で 250乃至 500Ｖ（即ち、電圧差は 500−1000Ｖ）の範囲であ る。電圧は、部分的に、電力蓄積キャパシタ１４の設計及びＭＯＳＦＥＴの電圧 能力によって決定される。図示のように、ケーブル２は、関連ケーブル抵抗（抵 抗１０、１１、１１’）及びインダクタンス（インダクタンス１２、１３）を有 している。ケーブル２は、２本の準平衡ケーブルからなっている。 250Ｊの絶対 最小蓄積エネルギをキャパシタ１４内に蓄積する必要がある。キャパシタ１４は 単一のキャパシタとして図示してあるが、典型的いは必要とされる大きい容量を 得るために並列キャパシタのバンクによって実現されている。エネルギ蓄積モジ ュール３のためにモジュラ構造が採用され、各ユニットは、発生器に特別なモジ ュールを取付けた時に調整された合計蓄積エネルギが、使用されるパルスシーケ ンスに、及び井戸ロギングツール環境に合わせることができるように 250Ｊを蓄 積できるキャパシタ１４からなっている。 地表から使用可能な平均電力は 500Ｗに制限されており、これは約 10 ｋＷの 必要ピークパルス電力よりも小さいから、エネルギ蓄積デバイス３が必要なので ある。キャパシタ１４は、最長パルススピン・エコーシーケンス、及び最長受容 シーケンス間再充電時間の双子の制約に合致するように十分なエネルギを蓄積す るサイズである。第２の制約は、通常は、蓄積されたエネルギが第１の制約を満 足するのに必要なエネルギの２乃至５倍であることを意味する。従って、必要な エネルギが 250Ｊであり、電圧範囲が直流 500−1000Ｖである場合には、必要な キャパシタンスは 500−2000μＦの範囲内にある。エネルギ蓄積デバイス３は、 関連コネクタインダクタンス１６を有するコネクタ１５、及びストッピングダイ オード１６’を介して増幅器４と、増幅器の局部接地参照１７とに接続されてい る。送信器増幅器の局部接地参照１７は、地表接地に対して負に数百Ｖ浮かせる ことができる。 増幅器４は、４つのＨＥＸＦＥＴモジュール（International Rectifier“HEX FETs”）２０−２３からなるＨブリッジ共振変換器として構成されている。ＨＥ ＸＦＥＴモジュール２０−２３は、 IRFK6H450、IRFK6H350 または類似のモジュ ールであることができる。代替として、ＨＥＸＦＥＴモジュールは、HEXFET III デバイスのようなより小型のデバイスを多数並列接続したものに置換することが できる。エネルギ蓄積コネクタ１５は、Ｈブリッジ入力端子１８に接続されてい る。他の電力入力端子１９は、増幅器接地１７に接続されている。タンク回路６ は、出力端子２４、２５の間に接続されている（即ち、タンク回路６は「Ｈ」の 中央バーにまたがって接続されている）。 ＨＥＸＦＥＴスイッチ２０−２３は、大電流ドライバ回路７（図２には図示し てないが、それ自体は小型のＨＥＸＦＥＴデバイスのＨブリッジである）から、 パルス変成器（制御ゲートの対２７、２８及び２６、２９への入力である信号Ｇ １及びＧ２を発生する）を介して駆動される。ドライバ回路７は、100 μs より 短い時間内にＦＥＴ２０−２３をターンオンさせるように、十分な電流スルーレ ートを有していなければならない。ダイオード対３０−３７は、ＦＥＴのそれ自 体の（低速の）ダイオード（図示してない）を分離するデュアル高速回復ダイオ ードモジュールであり、迅速なスイッチオフを保証する。 単一の 40 μs パルス中のゲート信号Ｇ１及びＧ２を、それぞれ図３ａ及び３ ｂに示す。図示のように、信号Ｇ１及びＧ２は互いに 180°の位相差を有してい る。その結果、Ｇ２によって駆動される対２０、２３、及びＧ１によって駆動 される対２１、２２は交互にスイッチオンされ、出力端子２４、２５には交流電 圧が供給されるようになる。 図示のために図３の水平スケールは十分に大きくないので分かり難いが、ドラ イバ回路７は、ある辺（スイッチの各対２０、２１及び２２、２３がＨブリッジ の「辺」を構成している場合）内の両ＦＥＴが同時にスイッチオンしないように 保護するために、ゲート信号Ｇ１とＧ２との間に不動作時間が存在するようにし ている。電流感知制御回路も組み込まれている（図示してない）。 上側のＦＥＴ２０、２２への信号は、回路接地に対して浮かせなければならな い。従って、ゲートパルスはゲート駆動回路からパルス変成器を介して結合され ている。 供給ラインを局部的に「硬く」して局部蓄積キャパシタから浮遊ケーブルイン ダクタンスの効果を打ち消すために、バイパスキャパシタ４０が必要である。 図４は、パルス変成器の出力から導出した実ゲート信号を示している。 図２に戻って、共振タンク回路６は送信器コイル４１を備え、コイル４１は直 列の同調用キャパシタ４２と共にラーモア周波数に同調する。同調用キャパシタ ４２は一連の並列キャパシタ４３−４６として構成されている。通常の動作中に は、第１のキャパシタ４３だけが接続される。もしサービス中に、Ｂ_Oドリフト 及び／またはキャパシタ４３もしくはコイル４１のドリフトが原因で、送信器回 路を同調させる必要を生じれば、パルス列の間に特別同調用キャパシタ４４−４ ６をスイッチインさせることができる。関連スイッチ４７−４９は詳細指定され た高電圧、大電流リレーである。 典型的な構成要素の値は以下の通りである。 ダイオード３０−３７： BYT261PIV-600：Ｖ_rrm＝600Ｖ、Ｉ_frm＝ 800Ａ、デ ュアル高速回復ダイオードパック、ISOTOPパッケージ。 送信器コイル：Ｌ≒ 22 μＨ、ピーク電圧 最大 10 ｋＶ、ピーク電流 100Ａ 、抵抗５０：注意深く設計し、リッツ線の使用等によって最小になっている。 キャパシタ４３−４６： 150°の能力を有する高電圧、高周波セラミックディ スクキャパシタ（典型値： 440ｋＨｚから 10 ％の周波数変化に対して、キャパ シタ４３： 5.9ｎＦ、キャパシタ４４： 180ｐＦ、キャパシタ４５： 360ｐＦ、 キャパシタ４６： 710ｐＦ） スイッチ４７−４９：絶縁 10 ｋＶ、ピーク電流 100Ａ、最小直流及び交流抵 抗、既知の浮遊インダクタンス及びキャパシタンス（スイッチング時間は重要で はない）。 抵抗５０は、コイル４１及びキャパシタ４３−４６の直流及び交流抵抗、及び プローブを取り囲む導体内の反射損失からなる合計損失抵抗を表す。Ｈブリッジ ４の質係数Ｑは、この損失と導通中のＦＥＴの対内の損失との合計によって決定 される。送信器の効率は、パルス中のコイル４１内の損失とＨブリッジ４及びド ライバ回路内の損失との比に関係がある。この効率は、温度の増加及びＦＥＴオ ン抵抗の増加と共に低下する。本発明の増幅器の長所は、パルス間には殆ど電力 を消費しないことであり、これは常にヒーター電力として数十ワットを消費する 真空管システムと対照的である。 典型的なＮＭＲ調査中、一連の高周波エネルギのパルス（これらのパルスの連 は「パルス列」として知られている）が送信器コイル４１によって出力される。 図５は単一のパルスを示すものあるが、この図は０乃至 40 μｓの間に出力端子 ２４、２５に印加されるパルス中に送信器コイル４１を通る電流を示しており、 このパルス中に能動「リングダウン」は使用されていない。即ち、このパルスの 終わりに、２つの下側スイッチ２１、２３が閉じ、２つの上側スイッチ２０、２ ２が開く。更に、リングダウン回路（後述）はスイッチインされていない。この 普通のパルスに見られるように、重大な「リングアップ」時間（ほぼ０と 40 μ ｓとの間）を経験する。更に、 40 μｓと 60 μｓとの間に（そして 60 μｓの 後にも継続するが、図５には示してない）重大な「リングダウン」が示されてい る。リングアップ及びリングダウンは、共振回路６に不可避の結果である。リン グアップ及びリングダウン時間は、回路のＱ係数に関係がある。コイル内の電力 損失を減少させるためにはパルス中にＱ係数が高いことが望ましいが、関連する リングアップ及びリングダウン期間はパルスの望ましくない特色である。リング ダウンの問題は、以下に述べる２つの方法で制御される。 第１に、パルスが 40 μｓにおいて終了した後に、スイッチ２０−２３を全て 開く。この状態ではタンク回路エネルギは、図１６に示すように、ＦＥＴダイオ ードの損失の多い経路及びバイパスキャパシタ４０を介して転流し、始めに急速 なリングダウンが達成される。エネルギは、消散されるのではなく、バイパスキ ャパシタ４０内へ有効にポンプバックされる。第１のリングダウン段階からのエ ネルギをバイパスキャパシタ４０へ戻して蓄積させるために、ダイオード１６’ が必要である。その結果としてのパルス形状を図６に示す。図６から明白なよう に、ほぼ 40 μｓと 50 μｓとの間で遥かに迅速なリングダウンが達成されてい る。しかしながら、回路動作のこのモードは、ＦＥＴダイオードが導通を停止し た時に終了する。そこで、図１７に示すように、電流がＦＥＴの浮遊キャパシタ ンス７０−７３及びバイパスキャパシタ４０を介して転流し、リンギングの周波 数を増加させる。このリンギングは数十μｓにわたって継続する。これを図６の 50 μｓの後に示してある。この残された電流は受信器コイルを再リングさせる のに十分であり、従って、この点において抵抗性ダンピングループを導入するの が最良である。 ダンピング抵抗６０及び６１が、ＭＯＳＦＥＴスイッチ６２、６３を介して出 力端子２４、２５と入力端子１９との間に接続されている。 スイッチ６２、６３の動作は、光カップラ６７及び低域通過フィルタ６８を介 して入力される制御信号６６からなる制御回路６５によって制御される。即ち、 スイッチ６２、６３はパルスの数μｓの後に閉じて、アイテム４１−４２−６３ −６１−６０−６２−５０を通る電流ループを完成させる。Ｑを低下させるこの 能動的な方法は、パルス中のシステムのＱに影響を与えない。 スイッチ６２、６３に印加される制御信号を図７に示す。図７から明白なよう に、リングダウン回路はほぼ 45 μｓ（パルスが終わってから５μｓ後）にスイ ッチインされる。この時点には、４つのスイッチ２０−２３が開くことによって パルスはかなり減衰しており、図６で先に示したように 50 μｓと 80 μｓとの 間の高周波数リングダウン相に今将に入ろうとしている。残された蓄積エネルギ は抵抗６０、６１内で熱として失われる。抵抗６０、６１の値は、最適リングダ ウン時間が得られるように（即ち、将にアンダーダンプされるように）選択され ている。即ち、 （Ｒ_T＋Ｒ_D1＋Ｒ_D2）／（Ｃ_T ²Ｌ_T）＝４ ここに、Ｒ_T は、抵抗値５０であり、 Ｒ_D1は、抵抗６０の抵抗値であり、 Ｒ_D2は、抵抗６１の抵抗値である、 Ｃ_T は、キャパシタ４２のキャパシタンスであり、そして Ｌ_T は、コイル４１のインダクタンスである。 コイル４１にまたがって得られる電圧を図８に示す。図８から明白なように、 急速なリングダウンが達成されており、ほぼ 50 μｓ以降には観測可能なリンギ ングは存在しない。能動的にダンプされたリングダウン相中の電流経路を図１８ に示してある。 図１１、１３、及び１５は実リングダウン動作のオッシロスコーププロットで あり、一方図１０、１２、及び１４は能動リングダウンを使用しない場合のパル スを示している。 図９に、代替タンク回路トポロジを示す。この場合、タンク回路は変成器９０ を介してＨブリッジ４（前述したようなブリッジ）に接続されている並列共振回 路６’からなっている。 ４つの別々のＨＥＸＦＥＴモジュール及びそれらのダイオードは、特注ハイブ リッド構造Ｈブリッジソリッドステートブリッジ（即ち、回路は同一であるが、 全てソリッドステートシリコンデバイスを大規模モジュール内のセラミックサブ ストレート上に組立てたもの、これは性能を改善し、サイズを減少させ、そして 同調回路への接続を容易にする）と置換することが可能である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 (1) ＮＭＲ調査に使用するための高周波磁場パルスを生成する高周波磁場パルス 発生器であって、 １）１対の入力端子間に並列に接続され、各々が２つの直列接続されたソリ ッドステートスイッチからなる２つの辺と、 ２）上記各対の直列接続されたソリッドステートスイッチの間にそれぞれ限 定され、交流高周波信号に応答して磁場パルスを出力端子に送信するようになっ ている送信器コイルと、 ３）上記入力端子の一方、または両方に接続されている電源と、 ４）上記各辺内の関連スイッチを使用中の所要無線周波数で交互に動作させ ることによって電源を上記送信器コイルにまたがって交互の極性で接続して交流 高周波信号を上記出力端子に生成させる制御手段と、 を備えていることを特徴とする高周波磁場パルス発生器。 (2) 上記各ソリッドステートスイッチは、電力ＭＯＳＦＥＴスイッチングトラン ジスタからなる請求項(1)に記載の発生器。 (3) 上記各スイッチは、並列の複数のソリッドステートスイッチからなる請求項 (1)または(2)に記載の発生器。 (4) 上記制御手段は、互いに 180°の相差を有する2 つの制御信号を入力し、上 記各辺内の関連スイッチのゲートを駆動するようになっているゲート駆動回路か らなる先行請求項の何れかに記載の発生器。 (5) 上記送信器コイルは、上記送信器コイルと並列の、または直列のキャパシタ ンスを含む共振回路の一部である先行請求項の何れかに記載の発生器。 (6) 上記キャパシタンスは各々が関連スイッチを有する複数の並列キャパシタか らなり、上記制御手段は上記キャパシタスイッチを制御して上記共振回路の共振 周波数を調査中のサンプルの所望のラーモア周波数に調整するようにようになっ ている請求項(5)に記載の発生器。 (7) 上記電源は、電力蓄積キャパシタを備えている先行請求項の何れかに記載の 発生器。 (8) 能動リングダウン回路を更に備え、上記能動リングダウン回路は、１または それ以上のスイッチを介して上記送信器コイルに接続されている１またはそれ以 上のダンピング抵抗と、磁気パルスの後に上記１またはそれ以上のスイッチを閉 じさせる制御手段とを備え、それによって上記１またはそれ以上のダンピング抵 抗は上記送信器コイルを含む電流ループの一部を形成し、上記送信器コイル内の リングダウンを制御するようにエネルギを消散させるようになっている先行請求 項の何れかに記載の発生器。 (9) 上記共振回路は、上記出力端子間に上記送信器コイルと直列に接続されてい るキャパシタンスを備えている請求項(5) に記載の発生器。 (10)先行請求項の何れかによる発生器を備えていることを特徴とするダウンホー ル井戸ロギングプローブ。 (11)先行請求項の何れかによる発生器を動作させる方法であって、あるパルス中 にソリッドステートスイッチの各対の関連するスイッチを動作させる段階と、上 記パルスの終わりに４つの全てのスイッチを開かせ、それによって送信器コイル 内のリングダウンを制御する段階とを備えていることを特徴とする方法。