JPH0714388B2 - 誘導性回路装置 - Google Patents
誘導性回路装置Info
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- JPH0714388B2 JPH0714388B2 JP61296518A JP29651886A JPH0714388B2 JP H0714388 B2 JPH0714388 B2 JP H0714388B2 JP 61296518 A JP61296518 A JP 61296518A JP 29651886 A JP29651886 A JP 29651886A JP H0714388 B2 JPH0714388 B2 JP H0714388B2
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- switch
- coil
- capacitor
- bridge
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/022—H-Bridge head driver circuit, the "H" configuration allowing to inverse the current direction in the head
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
- G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
- G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
- G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
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- H03F3/2178—Class D power amplifiers; Switching amplifiers using more than one switch or switching amplifier in parallel or in series
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/66—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will
- H03K17/661—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to both load terminals
- H03K17/662—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to both load terminals each output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor
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- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
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- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/693—Switching arrangements with several input- or output-terminals, e.g. multiplexers, distributors
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は誘導性回路装置に係わる。本発明に係わる装置
は電流が誘導コイルを通って流れ、迅速に開閉されまた
は逆転されることを可能にする。
は電流が誘導コイルを通って流れ、迅速に開閉されまた
は逆転されることを可能にする。
多くの核磁気共鳴(NMR)の適用例においては、スイッ
チを開閉し、又は磁気回路特に傾斜磁界を逆転し、更に
この種の切換え又は逆転を可能な限り迅速に行なうこと
がしばしば求められる。傾斜磁界の切換はNMR画像形成
法において特に高速が要求される場合に重要である。こ
の種の適用例の1つがイギリス特許第1,596,160号に記
載されているエコープラナーイメージング(EPI)技術
である。EPI法では台形傾斜磁界を最大効率の目的でお
よそ25μsの切換時間で切換えることが要求される。こ
れらの傾斜磁界はノンゼロ抵抗をもち得る誘導コイル装
置に電流を通すことによって形成される。低解像度画像
形成については、低電流及び小形コイル装置を用いるこ
とができ、更に所望の切換速度と傾斜振幅に達する比例
増幅器を用いることが可能である。しかし高解像度が求
められるならば、より大きい傾斜磁界が用いられなけれ
ばならず、更に所望の高切換速度に達するためには極度
の高出力増幅器が必要である。
チを開閉し、又は磁気回路特に傾斜磁界を逆転し、更に
この種の切換え又は逆転を可能な限り迅速に行なうこと
がしばしば求められる。傾斜磁界の切換はNMR画像形成
法において特に高速が要求される場合に重要である。こ
の種の適用例の1つがイギリス特許第1,596,160号に記
載されているエコープラナーイメージング(EPI)技術
である。EPI法では台形傾斜磁界を最大効率の目的でお
よそ25μsの切換時間で切換えることが要求される。こ
れらの傾斜磁界はノンゼロ抵抗をもち得る誘導コイル装
置に電流を通すことによって形成される。低解像度画像
形成については、低電流及び小形コイル装置を用いるこ
とができ、更に所望の切換速度と傾斜振幅に達する比例
増幅器を用いることが可能である。しかし高解像度が求
められるならば、より大きい傾斜磁界が用いられなけれ
ばならず、更に所望の高切換速度に達するためには極度
の高出力増幅器が必要である。
このことがEPIのような超高速NMR画像形成技術を商業的
に開発するための主たる障害の1つと考えられる。
に開発するための主たる障害の1つと考えられる。
インダクタンスを通る電流を高速切換えするために必要
な電力は理論的背景を考察することから理解されよう。
ステップ電圧Vを抵抗器rを介してインダクタンスLに
印加させるとすると、電流iの大きさはよく知られた次
の式によって与えられる。
な電力は理論的背景を考察することから理解されよう。
ステップ電圧Vを抵抗器rを介してインダクタンスLに
印加させるとすると、電流iの大きさはよく知られた次
の式によって与えられる。
i=I(1−e−t/τ) (1) 但し I=V/r (2) 更に時定数τは次の式によって与えられる。
τ=L/r (3) 任意の時間tにおいてコイル内に含まれる磁気エネルギ
Eは次の式によって与えられる。
Eは次の式によって与えられる。
E=1/2Li2 (4) この磁気エネルギをコイル内で発生するために要するピ
ーク電力PLは次の通りである。
ーク電力PLは次の通りである。
コイル内の定常電力損失Prは単純に次式の通りである。
Pr=I2r. (6) 非常に低い巻線抵抗については、この電力は任意に低く
することが可能である。しかしインダクタンスLの特定
値と立上り時間について、式(5)は励振器増幅器のピ
ーク電力条件を決定する。比例増幅器については、この
状態は何らかのジレンマとなって表われる。増幅器の能
力を超える電圧とピーク電力とは、定常電流Iを設定す
るために短期間だけ要求されるだろう。そこで式(6)
によれば、電力要求はIが高くとも、任意の低い数字に
落ちるであろう。
することが可能である。しかしインダクタンスLの特定
値と立上り時間について、式(5)は励振器増幅器のピ
ーク電力条件を決定する。比例増幅器については、この
状態は何らかのジレンマとなって表われる。増幅器の能
力を超える電圧とピーク電力とは、定常電流Iを設定す
るために短期間だけ要求されるだろう。そこで式(6)
によれば、電力要求はIが高くとも、任意の低い数字に
落ちるであろう。
高電圧と高電流の両能力を備えた比例増幅器は簡単には
手に入らないが、どのような場合であれ傾斜切換えを得
るには不充分で不経済である。
手に入らないが、どのような場合であれ傾斜切換えを得
るには不充分で不経済である。
超電導コイルの場合、r=0であるから式(3)によれ
ばτ→∞である。この場合、Lを介して任意の電流を設
定するには無限時間(実際的には長時間)を要するであ
ろう。
ばτ→∞である。この場合、Lを介して任意の電流を設
定するには無限時間(実際的には長時間)を要するであ
ろう。
但し電流が設定されれば、これを維持するための電力は
いらない。
いらない。
切換えに最小電力を要する誘導性回路装置を提供するこ
とが本発明の目的である。
とが本発明の目的である。
本発明によれば、誘導性回路装置はブリッジ形に接続さ
れた4個のスイッチと、ブリッジの向かい側の端への電
流供給端子と、スイッチの設定に応じてコイル手段を介
してどちらからの方向に電流が流れることができるよう
にブリッジを横切って接続される誘導性コイル手段と、
コンデンサ手段と供給端子を横切って接続されたスイッ
チとの直列接続と、及びコイルを通過する電流がコンデ
ンサ手段の充電によってゼロに減少するまで少なくとも
充分な期間コイル手段を横切ってコンデンサ手段を接続
するため前記スイッチを作動するための手段とを含む。
れた4個のスイッチと、ブリッジの向かい側の端への電
流供給端子と、スイッチの設定に応じてコイル手段を介
してどちらからの方向に電流が流れることができるよう
にブリッジを横切って接続される誘導性コイル手段と、
コンデンサ手段と供給端子を横切って接続されたスイッ
チとの直列接続と、及びコイルを通過する電流がコンデ
ンサ手段の充電によってゼロに減少するまで少なくとも
充分な期間コイル手段を横切ってコンデンサ手段を接続
するため前記スイッチを作動するための手段とを含む。
本発明の実施において、スイッチを作動する前記手段は
初電流と反対方向にコイル手段を通って流れる電流を生
ぜしめるためにコンデンサ手段に放電を可能ならしめる
べく次に機能してもよい。
初電流と反対方向にコイル手段を通って流れる電流を生
ぜしめるためにコンデンサ手段に放電を可能ならしめる
べく次に機能してもよい。
好ましくは前記スイッチは単方向電流装置によって分路
されている。
されている。
上記回路装置の作動において、誘導コイル内に蓄積され
た磁気エネルギは破壊されないが、しかしコンデンサ手
段内に蓄積される静電エネルギに変換される。コイルを
介して電流を切換えまたは逆転するために求められる電
力は、コイル及びコンデンサを含むシステムの総エネル
ギが一定であるから理論的にゼロである。実際にここに
は少量のエネルギ損失が存在するが、これらは放電後に
所定電圧値にコンデンサ手段が充電されることを可能に
するためコンデンサ手段に結合された維持充電手段によ
って補正されることができる。前記所定電圧は給電端子
を横切る電圧より大であることを保証するのが望まし
い。
た磁気エネルギは破壊されないが、しかしコンデンサ手
段内に蓄積される静電エネルギに変換される。コイルを
介して電流を切換えまたは逆転するために求められる電
力は、コイル及びコンデンサを含むシステムの総エネル
ギが一定であるから理論的にゼロである。実際にここに
は少量のエネルギ損失が存在するが、これらは放電後に
所定電圧値にコンデンサ手段が充電されることを可能に
するためコンデンサ手段に結合された維持充電手段によ
って補正されることができる。前記所定電圧は給電端子
を横切る電圧より大であることを保証するのが望まし
い。
給電端子を通る電流の逆流を防ぐため単方向電流装置を
これらの給電端子と直列に接続するのが望ましいであろ
う。
これらの給電端子と直列に接続するのが望ましいであろ
う。
本発明は、有限抵抗をもつコイルを含む回路装置と、超
伝導コイルを含む回路装置の両方に適用可能であり、こ
の場合は給電端子を横切る電位差を備える必要はないで
あろう。
伝導コイルを含む回路装置の両方に適用可能であり、こ
の場合は給電端子を横切る電位差を備える必要はないで
あろう。
回路用始動エネルギを供給するために初充電手段が、ス
イッチを介してコンデンサ手段に初めに充電して前記コ
イル手段内で求められる電流を設定するため必要な電気
エネルギを供給するピーク電圧を達成するため接続され
ることができる。
イッチを介してコンデンサ手段に初めに充電して前記コ
イル手段内で求められる電流を設定するため必要な電気
エネルギを供給するピーク電圧を達成するため接続され
ることができる。
さらにまた、ブリッジ形に設定したスイッチとは無関係
に給電端子を介して事実上一定の電流値を維持するた
め、ブリッジを横切る開閉並列路を備えることも望まし
い。
に給電端子を介して事実上一定の電流値を維持するた
め、ブリッジを横切る開閉並列路を備えることも望まし
い。
本発明の1具体例では、ブリッジ形はその2本のアーム
が異なる給電端子及び別々の直列結線に接続されるよう
に修正され、各々のコンデンサ手段とスイッチはさまざ
まな値の電流をそれぞれ逆方向にコイルを通して設定さ
せ得るように各供給端子に接続される。
が異なる給電端子及び別々の直列結線に接続されるよう
に修正され、各々のコンデンサ手段とスイッチはさまざ
まな値の電流をそれぞれ逆方向にコイルを通して設定さ
せ得るように各供給端子に接続される。
本発明の幾つかの具体例では、コンデンサ手段は臨時エ
ネルギ蓄積装置としてのみ使用され、また第2誘導コイ
ル手段はより長い期間の蓄積装置として提供される。こ
の種の配置は作動コイル内で即時電流逆転が求められな
い場合に有効である。この種の1具体例では、それ以上
の給電端子と接続したそれ以上のブリッジ形が、前記そ
れ以上のブリッジ形を横切って接続されたそれ以上の誘
導コイル手段を備えている。さらにコンデンサ手段はそ
れ以上の給電端子を横切ってそれ以上のスイッチと直列
に接続される。この種の配置によって、作動コイル内の
エネルギはコンデンサ手段に上記の方法で先ず伝達さ
れ、次に無期限に蓄積され得る誘導コイル手段に、それ
以上に給電端子を横切って接続された電圧源から必要が
生じれば任意の損失をつけて伝達される。
ネルギ蓄積装置としてのみ使用され、また第2誘導コイ
ル手段はより長い期間の蓄積装置として提供される。こ
の種の配置は作動コイル内で即時電流逆転が求められな
い場合に有効である。この種の1具体例では、それ以上
の給電端子と接続したそれ以上のブリッジ形が、前記そ
れ以上のブリッジ形を横切って接続されたそれ以上の誘
導コイル手段を備えている。さらにコンデンサ手段はそ
れ以上の給電端子を横切ってそれ以上のスイッチと直列
に接続される。この種の配置によって、作動コイル内の
エネルギはコンデンサ手段に上記の方法で先ず伝達さ
れ、次に無期限に蓄積され得る誘導コイル手段に、それ
以上に給電端子を横切って接続された電圧源から必要が
生じれば任意の損失をつけて伝達される。
本発明がさらに完全に理解されるために、添付図面を参
照して以下に詳しく説明する。
照して以下に詳しく説明する。
具体例 第1図を参照すれば、4個のスイッチS1,S2,S3及びS4の
ブリッジ構成が示されている。各スイッチは各々のダイ
オードD1,D2,D3又はD4によって分路されている。すべて
のダイオードは同じ方向に導電性である。誘導コイルL
は点A及びB間でブリッジを横切って接続される。ブリ
ッジは給電端子T1及びT2をもち、端子T2はアースされ、
端子T1はダイオードD6を介して電圧又は電流源V1から給
電される。コンデンサCとスイッチS5の直列接続は端子
T1及びT2の間のブリッジを横切って接続され、スイッチ
S5はダイオードD5によって分路される。コンデンサCは
ダイオードD7及び抵抗器R1を介して電圧源V2から充電さ
れることができる。種々のスイッチS1〜S5は線路G1〜G5
に沿ってそれぞれ付与された信号によって制御される。
ブリッジ構成が示されている。各スイッチは各々のダイ
オードD1,D2,D3又はD4によって分路されている。すべて
のダイオードは同じ方向に導電性である。誘導コイルL
は点A及びB間でブリッジを横切って接続される。ブリ
ッジは給電端子T1及びT2をもち、端子T2はアースされ、
端子T1はダイオードD6を介して電圧又は電流源V1から給
電される。コンデンサCとスイッチS5の直列接続は端子
T1及びT2の間のブリッジを横切って接続され、スイッチ
S5はダイオードD5によって分路される。コンデンサCは
ダイオードD7及び抵抗器R1を介して電圧源V2から充電さ
れることができる。種々のスイッチS1〜S5は線路G1〜G5
に沿ってそれぞれ付与された信号によって制御される。
第1図に示す回路の作動を理解するために先ずスイッチ
S1及びS4が閉じ、スイッチS2及びS3が開いていると仮定
しよう。スイッチのこの配置によって、電流はコイルL
を通って端子Aから端子Bへ流れるであろう。いま時間
t=0とすれば、スイッチS1及びS4は同時に切断され、
コイルL内の磁界が衰え、コイルを横切って起電力を生
じ、レンツの法則によって点Aが点Bに対して負となる
であろう。点AはダイオードD3を介してアース端子T2に
締付けられ、従って点Bは正であるから、ダイオードD2
及びD3、ダイオードD5及びコンデンサCを介してコイル
L内を流れる電流のめの連続路が成立するだろう。コイ
ルL内のエネルギは従ってコンデンサCに投下され、こ
こに静電エネルギとして蓄積される。このコンデンサC
の充電が行なわれている間、スイッチS2及びS3は閉じら
れ得るが、しかしこれらの閉止のタイミングは電流がこ
の時間にダイオードD2及びD3を介して流れているから決
定的ではない。スイッチS5もまたこの時間中回路の作動
に影響せずにこの時間のあいだ閉じている。コイルLを
通る電流は時間t=tsでゼロに達し、この瞬間にコンデ
ンサCは電圧 のピーク値まで完全に充電される。時間tsは次の式によ
って決定される。
S1及びS4が閉じ、スイッチS2及びS3が開いていると仮定
しよう。スイッチのこの配置によって、電流はコイルL
を通って端子Aから端子Bへ流れるであろう。いま時間
t=0とすれば、スイッチS1及びS4は同時に切断され、
コイルL内の磁界が衰え、コイルを横切って起電力を生
じ、レンツの法則によって点Aが点Bに対して負となる
であろう。点AはダイオードD3を介してアース端子T2に
締付けられ、従って点Bは正であるから、ダイオードD2
及びD3、ダイオードD5及びコンデンサCを介してコイル
L内を流れる電流のめの連続路が成立するだろう。コイ
ルL内のエネルギは従ってコンデンサCに投下され、こ
こに静電エネルギとして蓄積される。このコンデンサC
の充電が行なわれている間、スイッチS2及びS3は閉じら
れ得るが、しかしこれらの閉止のタイミングは電流がこ
の時間にダイオードD2及びD3を介して流れているから決
定的ではない。スイッチS5もまたこの時間中回路の作動
に影響せずにこの時間のあいだ閉じている。コイルLを
通る電流は時間t=tsでゼロに達し、この瞬間にコンデ
ンサCは電圧 のピーク値まで完全に充電される。時間tsは次の式によ
って決定される。
電流は今は閉じているスイッチS2,S3及びS5を通って逆
転され、コンデンサCは完全に放電して時間2tsの後で
コイルLを通って逆方向にBからAへ大きさIの電流を
生じる。
転され、コンデンサCは完全に放電して時間2tsの後で
コイルLを通って逆方向にBからAへ大きさIの電流を
生じる。
先行ダイオードの抵抗を無視すれば、時間t=0におけ
る誘導子内の初総エネルギはコンデンサに伝送される。
即ち 但し はCに生じるピーク電圧である。L及びCは周波数fで
同調回路を結線するから次の式によって与えられる。
る誘導子内の初総エネルギはコンデンサに伝送される。
即ち 但し はCに生じるピーク電圧である。L及びCは周波数fで
同調回路を結線するから次の式によって与えられる。
エネルギ伝達時間または切換時間tsはCの適当値によっ
て選択されることができる。スイッチの間のコンデンサ
電圧Vcを第2(a)図に示す。t=0において、Vc=
V2。t=tsでのエネルギ伝達後に、 コンデンサCは閉じたスイッチS5を介して次の1/4サイ
クルで放電する。放電路はスイッチS2及びS3を通り、従
ってコイルLを介して逆電流−Iを設立する。放電周期
の終りに、t=2tsであれば、Vc0及びこの時点でス
イッチS5は開いて回路からCを分離する。その後、コン
デンサはVc=V2まで抵抗器R1を介して維持充電される。
て選択されることができる。スイッチの間のコンデンサ
電圧Vcを第2(a)図に示す。t=0において、Vc=
V2。t=tsでのエネルギ伝達後に、 コンデンサCは閉じたスイッチS5を介して次の1/4サイ
クルで放電する。放電路はスイッチS2及びS3を通り、従
ってコイルLを介して逆電流−Iを設立する。放電周期
の終りに、t=2tsであれば、Vc0及びこの時点でス
イッチS5は開いて回路からCを分離する。その後、コン
デンサはVc=V2まで抵抗器R1を介して維持充電される。
端子T1及びT2を横切る電圧VA及びコイルLを通る電流iL
をそれぞれ第2(b)図及び第2(c)図に示す。逆流
に先立ってVAV1及びiL=I。t=tsのとき、iL=0及
び ダイオードD6は開閉作動のあいだ低電圧給電を保護し、
電流逆転を伴うV1へとなめらかに復帰させる。S1が切断
される時D1は導通するので、Iから−Iへのなめらかな
移動は、ゼロ交差における非連続電力動揺なしで得られ
る。
をそれぞれ第2(b)図及び第2(c)図に示す。逆流
に先立ってVAV1及びiL=I。t=tsのとき、iL=0及
び ダイオードD6は開閉作動のあいだ低電圧給電を保護し、
電流逆転を伴うV1へとなめらかに復帰させる。S1が切断
される時D1は導通するので、Iから−Iへのなめらかな
移動は、ゼロ交差における非連続電力動揺なしで得られ
る。
電圧V2は可変で、有限のダイオード及びスイッチ抵抗に
よってシステム内に適切なエネルギ損をつくるべく役立
つ。
よってシステム内に適切なエネルギ損をつくるべく役立
つ。
説明の通りスイッチは、超電導コイルと共に働く。
第1図の回路の作動はコイル内の初定常電流をとる。し
かし第2図から、t=tsにおいて、iL=0であることが
わかる。即ち回路は切断される。iL=0からスイッチを
閉じる条件は、従って示される通り主として である。これを達成するためには、回路はそのまま正確
な作動電圧を設定するために目下の作動に役立って周期
化されなければならない。しかしながら、コンデンサC
はその充電を無期限に持続しない。そしてVcは からV1へと徐々に漏れ抵抗によって減衰するであろう。
標準的な漏れは問題なく100msまでVcが持続されるのを
許す。
かし第2図から、t=tsにおいて、iL=0であることが
わかる。即ち回路は切断される。iL=0からスイッチを
閉じる条件は、従って示される通り主として である。これを達成するためには、回路はそのまま正確
な作動電圧を設定するために目下の作動に役立って周期
化されなければならない。しかしながら、コンデンサC
はその充電を無期限に持続しない。そしてVcは からV1へと徐々に漏れ抵抗によって減衰するであろう。
標準的な漏れは問題なく100msまでVcが持続されるのを
許す。
低下を避けるために、第1図の回路はフルピーク電圧、
即ちV3=Vcを供給することができる付加電力供給をとる
べき修正されなければならない。この修正は第3図に示
されており、ここではV3はスイッチS6を介してCに接続
される。これはすべての他のスイッチが切断された時、
即ちパルスシーケンス間で保存される。コイルLを介し
て電流が要求されるや否やS6は切断され、ブリッジが働
く。ひとたび電流が設定されると、作動は上記のように
連続する。最終切断で、V3はスイッチS6を介してコンデ
ンサCに再び結合される。
即ちV3=Vcを供給することができる付加電力供給をとる
べき修正されなければならない。この修正は第3図に示
されており、ここではV3はスイッチS6を介してCに接続
される。これはすべての他のスイッチが切断された時、
即ちパルスシーケンス間で保存される。コイルLを介し
て電流が要求されるや否やS6は切断され、ブリッジが働
く。ひとたび電流が設定されると、作動は上記のように
連続する。最終切断で、V3はスイッチS6を介してコンデ
ンサCに再び結合される。
S1〜S4が初めにすべて開いていることは、給電V1への負
荷が変化しかつ電圧VAが変動することを意味する。これ
は第1図のブリッジに第3アームを付加することによっ
て回避できよう。これは端子T1と正規にはオフにされて
いるアースとの間に接続された切換負荷を含む。しかし
ながらコイルLを通る電流が求められなければ、第3の
アームはダイオードD6を通って電流をアースに分路し、
従ってVAを一定に抑制する。
荷が変化しかつ電圧VAが変動することを意味する。これ
は第1図のブリッジに第3アームを付加することによっ
て回避できよう。これは端子T1と正規にはオフにされて
いるアースとの間に接続された切換負荷を含む。しかし
ながらコイルLを通る電流が求められなければ、第3の
アームはダイオードD6を通って電流をアースに分路し、
従ってVAを一定に抑制する。
第1図の回路では、ブリッジ構成は4個のスイッチを含
むものとして示されている。これらのスイッチの2個、
例えばスイッチS2及びS4は電源V1代る個々の給電源に接
続するための端子対によって代用されてもよい。コンデ
ンサC及びその接続スイッチS5とバイパスダイオードD5
の重複はスイッチS5へのブリッジの対向端に接続され、
点A又はBが端子T2の代りにアースされる。ダイオード
はブリッジの各端にも含まれる。
むものとして示されている。これらのスイッチの2個、
例えばスイッチS2及びS4は電源V1代る個々の給電源に接
続するための端子対によって代用されてもよい。コンデ
ンサC及びその接続スイッチS5とバイパスダイオードD5
の重複はスイッチS5へのブリッジの対向端に接続され、
点A又はBが端子T2の代りにアースされる。ダイオード
はブリッジの各端にも含まれる。
第1図に示す回路では、前進する電流と逆転する電流の
大きさが等しい。しかし幾つかのNMR適用例では電流の
大きさが等しくなることが求められる。上記の開閉の基
礎原理は第4図に示す通りの状況に適用することができ
る。
大きさが等しい。しかし幾つかのNMR適用例では電流の
大きさが等しくなることが求められる。上記の開閉の基
礎原理は第4図に示す通りの状況に適用することができ
る。
第4図の回路では第1図と同様の部品は同様の符号をも
ち、但し第4図ではスイッチS1及びS2を含むブリッジの
2本アームは異なる大きさの電源V1及びV4から供給され
る2個の異なる給電端子T1及びT3に届けられる。別々の
コンデンサC1及びC2はそれぞれスイッチS5及びS8を通っ
て端子T1及びT3に接続される。端子T1はダイオードD8を
介してコンデンサC2に接続れ、端子T3はダイオードD5及
びD8によって分路されたダイオードD5を介してコンデン
サC1に接続される。コンデンサC1は保護ダイオードD7及
び抵抗器R1を介して電圧源V2から維持充電される。コン
デンサC2は保護ダイオードD10及び抵抗器R2を介して電
圧源V6から維持充電される。
ち、但し第4図ではスイッチS1及びS2を含むブリッジの
2本アームは異なる大きさの電源V1及びV4から供給され
る2個の異なる給電端子T1及びT3に届けられる。別々の
コンデンサC1及びC2はそれぞれスイッチS5及びS8を通っ
て端子T1及びT3に接続される。端子T1はダイオードD8を
介してコンデンサC2に接続れ、端子T3はダイオードD5及
びD8によって分路されたダイオードD5を介してコンデン
サC1に接続される。コンデンサC1は保護ダイオードD7及
び抵抗器R1を介して電圧源V2から維持充電される。コン
デンサC2は保護ダイオードD10及び抵抗器R2を介して電
圧源V6から維持充電される。
初電流I1をスイッチS1、コイルL及びスイッチS4を介し
て流れさせる。スイッチS1およびS4を開くと、コンデン
サC1は充電し、初エネルギ1/2LI2 1を蓄積する。逆電流I
2≠I1はそのためスイッチS2、L及びスイッチS3を介し
て適当なゲートと共に流れるが但し1/2LI2 2の等価エネ
ルギはコンデンサC2上にあらかじめ蓄積されたものであ
る。
て流れさせる。スイッチS1およびS4を開くと、コンデン
サC1は充電し、初エネルギ1/2LI2 1を蓄積する。逆電流I
2≠I1はそのためスイッチS2、L及びスイッチS3を介し
て適当なゲートと共に流れるが但し1/2LI2 2の等価エネ
ルギはコンデンサC2上にあらかじめ蓄積されたものであ
る。
開閉プロセスがたまにしか繰返えされなければ、C1及び
C2上の必要なピーク電圧は第3図に示す通り2個の回路
装置を加えることによって保証されうる。
C2上の必要なピーク電圧は第3図に示す通り2個の回路
装置を加えることによって保証されうる。
2個の給電源V1及びV2へおよそ一定の負荷を提供するた
めに、ブリッジのそれぞれ半分、即ちS1,S3及びS2,S4は
両方のD6及びD9からアースへの付加電流スイッチによっ
て分路されることがでできる。
めに、ブリッジのそれぞれ半分、即ちS1,S3及びS2,S4は
両方のD6及びD9からアースへの付加電流スイッチによっ
て分路されることがでできる。
図示の回路はさまざまな有効な電流波形を生じることが
できる。1例は周期τ1及びτ2の等振幅の正及び負電流
の台形の突然の出現である(第5(a)図参照)。不等
の正負電流の同様の電流波形は第5(b)図に示す。回
路は実際はゼロ交差で開くから、遅延P1及びP2が第5
(c)図に示す通り介入してもよい。
できる。1例は周期τ1及びτ2の等振幅の正及び負電流
の台形の突然の出現である(第5(a)図参照)。不等
の正負電流の同様の電流波形は第5(b)図に示す。回
路は実際はゼロ交差で開くから、遅延P1及びP2が第5
(c)図に示す通り介入してもよい。
どの場合も台形の端はtsの上昇または下降時間のコサイ
ン曲線形で、これは実験的に接近可能である。急速開閉
tsは短いが、第5(d)図のように長くしてもよい。回
路はまた真のサイン曲線波形を生じるため用いられるこ
ともできる。第5(e)図及び混合サイン曲線第5
(f)図参照。
ン曲線形で、これは実験的に接近可能である。急速開閉
tsは短いが、第5(d)図のように長くしてもよい。回
路はまた真のサイン曲線波形を生じるため用いられるこ
ともできる。第5(e)図及び混合サイン曲線第5
(f)図参照。
コンデンサを使用するエネルギ蓄積用装置を上に説明し
た。これは、同調回路は当然磁気及び静電エネルギ間で
相互変換するから都合がよい。実際は式(8)及び
(9)は蓄積キャパシタンスとピーク電圧を要求する。
構成部品がこの電圧に耐えることができるとすれば、第
1図の電源V2によって生じる充満の問題及び第3図のV3
によって生じる初充電の問題などが存在する。両方の装
置とも比較的高い電力供給を要求し、V2の場合には電流
排出がかなりとなり得る。ワンショット波形については
問題はない。しかしEPI,HTの場合、あるいはEHTの場合
でさえ使用されているような繰返し波形については給電
が要求されるであろう。
た。これは、同調回路は当然磁気及び静電エネルギ間で
相互変換するから都合がよい。実際は式(8)及び
(9)は蓄積キャパシタンスとピーク電圧を要求する。
構成部品がこの電圧に耐えることができるとすれば、第
1図の電源V2によって生じる充満の問題及び第3図のV3
によって生じる初充電の問題などが存在する。両方の装
置とも比較的高い電力供給を要求し、V2の場合には電流
排出がかなりとなり得る。ワンショット波形については
問題はない。しかしEPI,HTの場合、あるいはEHTの場合
でさえ使用されているような繰返し波形については給電
が要求されるであろう。
魅力的な代替案は、短期エネルギ蓄積装置としてコンデ
ンサCを使用し、一時コイルLからよく離して配置され
た別の蓄積インダクタンスL′にエネルギを伝達するこ
とである。回路装置で2個のブリッジと2個の低電圧源
V1及びV′1を用いるものを第6図に示す。L=L′で
あればV1V′1である。システム内の損失はL′に余
分の電流を流すことによって生じる。これらの損失はダ
イオードとスイッチ内の電力消失と関連する。インダク
タンス内の長期損失(I2r)は電源から生じる。超導電
コイルではこれらはゼロである。このようにして電流I
がLまたはL′内で達成すれば、電流は消費電力なしに
維持されるだろう。この配置ではコンデンサCは小であ
り得ることに留意されたい。立上り時間はスイッチ及び
ダイオードの電圧能力に専ら制限されるであろう。蓄積
コンデンサは短時間だけ充電を保持するのに必要で、充
満電圧源(top-up voltage source)または高電圧始動
電源が求められる。
ンサCを使用し、一時コイルLからよく離して配置され
た別の蓄積インダクタンスL′にエネルギを伝達するこ
とである。回路装置で2個のブリッジと2個の低電圧源
V1及びV′1を用いるものを第6図に示す。L=L′で
あればV1V′1である。システム内の損失はL′に余
分の電流を流すことによって生じる。これらの損失はダ
イオードとスイッチ内の電力消失と関連する。インダク
タンス内の長期損失(I2r)は電源から生じる。超導電
コイルではこれらはゼロである。このようにして電流I
がLまたはL′内で達成すれば、電流は消費電力なしに
維持されるだろう。この配置ではコンデンサCは小であ
り得ることに留意されたい。立上り時間はスイッチ及び
ダイオードの電圧能力に専ら制限されるであろう。蓄積
コンデンサは短時間だけ充電を保持するのに必要で、充
満電圧源(top-up voltage source)または高電圧始動
電源が求められる。
厳密に言えば蓄積コイルL′のための4個の素子ブリッ
ジは必要ではないが、第6図の装置は電源V′1のため
におよそ一定の負荷を供給する。前記の回路と同様に、
コイルLのためのブリッジは、このブリッジの4個の素
子スイッチ全部が切れた時にV1に電流ドレインを提供す
るため第3のアームに分路されなければならない。
ジは必要ではないが、第6図の装置は電源V′1のため
におよそ一定の負荷を供給する。前記の回路と同様に、
コイルLのためのブリッジは、このブリッジの4個の素
子スイッチ全部が切れた時にV1に電流ドレインを提供す
るため第3のアームに分路されなければならない。
代替回路を第7図に示す。第1図に示すようなこの装置
では、Lを通る電流方向を逆転するとき、コンデンサC
内に一時的にエネルギが蓄積される。しかし、4個のス
イッチS1〜S4の全部を切断したいと望む場合は、コイル
L内の磁気エネルギ1/2LI2は先ずスイッチS9を介してコ
イルL′に伝達される。S9を通る電流は電流調節器CRに
よって制御される。コイルL′を流れる電流とコイル
L′内の電流エネルギ1/2L′I′2は同じ電源Vから保
持される。電流がコイルLを流れるに先立つ短い時間は
スイッチSgが開くのに必要で、コイルL′内のエネルギ
はコンデンサCに投下され、このようにして始動のため
に必要な初状態を提供する。このことは電流ドレインが
かなり一定で、低電圧電源内の過渡の問題を逃れること
を意味する。この装置ではHTまたはEHT充満電源は必要
とされない。
では、Lを通る電流方向を逆転するとき、コンデンサC
内に一時的にエネルギが蓄積される。しかし、4個のス
イッチS1〜S4の全部を切断したいと望む場合は、コイル
L内の磁気エネルギ1/2LI2は先ずスイッチS9を介してコ
イルL′に伝達される。S9を通る電流は電流調節器CRに
よって制御される。コイルL′を流れる電流とコイル
L′内の電流エネルギ1/2L′I′2は同じ電源Vから保
持される。電流がコイルLを流れるに先立つ短い時間は
スイッチSgが開くのに必要で、コイルL′内のエネルギ
はコンデンサCに投下され、このようにして始動のため
に必要な初状態を提供する。このことは電流ドレインが
かなり一定で、低電圧電源内の過渡の問題を逃れること
を意味する。この装置ではHTまたはEHT充満電源は必要
とされない。
以上挙げた各種スイッチは、双方向機械的装置、双方向
ソリッドステート装置、例えばFET、標準高電力トラン
ジスタ、SCR、単方向真空管またはガス充満サイリスタ
であることができる。これらすべては適当な駆動用回路
構成部品と共に働くようにされ得る。勿論、高速作動用
として機械的スイッチは有効ではない。
ソリッドステート装置、例えばFET、標準高電力トラン
ジスタ、SCR、単方向真空管またはガス充満サイリスタ
であることができる。これらすべては適当な駆動用回路
構成部品と共に働くようにされ得る。勿論、高速作動用
として機械的スイッチは有効ではない。
第1図に基づく実施例を第8図に示す。電力FET(HEXFE
TS IRF130)がスイッチS1〜S5として使用されており、
これらの装置の集積ボデーダイオードが電流変換路とし
て用いられている。
TS IRF130)がスイッチS1〜S5として使用されており、
これらの装置の集積ボデーダイオードが電流変換路とし
て用いられている。
50μsの開閉時間tsが、式(8)及び(9)を用いて、
100Vの装置限界以下にピークコンデンサ電圧を保つため
選択された。10μFのコンデンサが要求を満たす。
100Vの装置限界以下にピークコンデンサ電圧を保つため
選択された。10μFのコンデンサが要求を満たす。
スイッチS5は電流が安定した(即ち最終転換後2ts)後
に転換間で開き、先に述べた第2(a)図に示したよう
にコンデンサ電圧がV2まで充満し得るように配置されて
いる。このスイッチは転換中、S5のボディダイオードを
介してあるいは閉じていればS5自体を介してCに伝達さ
れる時に閉じ、S5はC内に蓄積されたエネルギが時間t
=2tsにおいてコイルに戻されるまで閉じたままであ
る。
に転換間で開き、先に述べた第2(a)図に示したよう
にコンデンサ電圧がV2まで充満し得るように配置されて
いる。このスイッチは転換中、S5のボディダイオードを
介してあるいは閉じていればS5自体を介してCに伝達さ
れる時に閉じ、S5はC内に蓄積されたエネルギが時間t
=2tsにおいてコイルに戻されるまで閉じたままであ
る。
各々のHEXFETはそれ自体の高速光学分離ゲート駆動回路
をもち、ゲート信号G1〜G5は、5つのゲートに適切なタ
イミングを供給するため設計されたTTL理論から発出さ
れる。
をもち、ゲート信号G1〜G5は、5つのゲートに適切なタ
イミングを供給するため設計されたTTL理論から発出さ
れる。
この装置では、任意の装置の瞬間開閉または同時開閉の
ための要求は何もない。さらにまた、コイルLを備える
回路内には装置を介してかあるいはダイオードを介し
て、転換中に「電力動揺(glitches)」の可能性を最小
化する電流路が常に存在する。
ための要求は何もない。さらにまた、コイルLを備える
回路内には装置を介してかあるいはダイオードを介し
て、転換中に「電力動揺(glitches)」の可能性を最小
化する電流路が常に存在する。
装置の直列/並列結合が、より高い電圧及び電流に対し
て、及びより短い転換時間に対して使用されることがで
きる。
て、及びより短い転換時間に対して使用されることがで
きる。
第8図の回路は、50μsの開閉時間tsで100μHのコイ
ルLを介して20Aの電流を開閉するために用いられた。
ルLを介して20Aの電流を開閉するために用いられた。
より強力なスイッチ、例えばSCRを非常に高い電圧及び
電流(〜4kV及び1000アンペア)を扱うため使用するこ
とができる。SCRの陽極及び陰極の間に、それらの再ト
リガを防止するため適当な急止回路(snubber circui
t)を挿入してもよい。
電流(〜4kV及び1000アンペア)を扱うため使用するこ
とができる。SCRの陽極及び陰極の間に、それらの再ト
リガを防止するため適当な急止回路(snubber circui
t)を挿入してもよい。
第1図は発明を具体化する回路装置の説明図、第2図は
第1図を説明する波形図、第3図は第1図の変形例の説
明図、第4図は対向電流がコイル内を流されてさまざま
な振幅をもつことを可能にする、本発明を具体化する回
路図、第5図は本発明を用いることによって可能なさま
ざまな電流波形の説明図、第6図は2個の誘導コイルが
用いられている本発明具体例の説明図、第7図はエネル
ギ蓄積のため第2コイルが使用されている、本発明のも
う一つの具体例の説明図、及び第8図はソリッドステー
トのスイッチを用いた本発明具体例である。 S1〜S5……スイッチ、D1〜D7……ダイオード、L……誘
導コイル、T1,T2……給電端子、V1,V2……電源、C……
コンデンサ、R1……抵抗器。G1〜G5……線路。
第1図を説明する波形図、第3図は第1図の変形例の説
明図、第4図は対向電流がコイル内を流されてさまざま
な振幅をもつことを可能にする、本発明を具体化する回
路図、第5図は本発明を用いることによって可能なさま
ざまな電流波形の説明図、第6図は2個の誘導コイルが
用いられている本発明具体例の説明図、第7図はエネル
ギ蓄積のため第2コイルが使用されている、本発明のも
う一つの具体例の説明図、及び第8図はソリッドステー
トのスイッチを用いた本発明具体例である。 S1〜S5……スイッチ、D1〜D7……ダイオード、L……誘
導コイル、T1,T2……給電端子、V1,V2……電源、C……
コンデンサ、R1……抵抗器。G1〜G5……線路。
Claims (13)
- 【請求項1】ブリッジ形に接続された4個のスイッチ
と、ブリッジの相対する端への電流供給端子と、スイッ
チの設定に応じて誘導性コイル手段を介して電流がどち
らかの方向に流れ得るようにブリッジを横切って接続さ
れた誘導性コイル手段と、コンデンサ手段と供給端子を
横切って接続された直列スイッチとの直列接続と、前記
コイルを通過する電流がコンデンサ手段の充電によって
ゼロに減少するまで少なくとも充分な時間前記コイル手
段を横切ってコンデンサ手段を接続し且つ電流が前記コ
イルを流れることを可能にするために前記コンデンサ手
段を該ブリッジ構成から絶縁させるべく前記4個のスイ
ッチ及び前記直列スイッチを作動させるための手段とを
含む誘導性回路装置。 - 【請求項2】前記スイッチが単方向電流装置によって分
流されている特許請求の範囲第1項に記載の装置。 - 【請求項3】スイッチを作動するための前記手段が、前
記電流と反対方向にコイル手段を流れる電流を発生させ
るためにコンデンサ手段が放電することを許容すべく引
き続き機能する特許請求の範囲第1項または第2項に記
載の装置。 - 【請求項4】放電後に所定の電圧値にコンデンサ手段が
充電されることを可能にするためコンデンサ手段に結合
した細流充電手段が備えられている特許請求の範囲第1
項から第3項のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項5】前記所定電圧が給電端子を横切る電圧より
大である特許請求の範囲第4項に記載の装置。 - 【請求項6】単方向電流装置が、給電端子を流れる電流
の逆流を防ぐため給電端子と直列に接続されている、特
許請求の範囲第1項から第5項のいずれか一項に記載の
装置。 - 【請求項7】前記コイル手段内に流れることが要求され
ている電流を確立するための電気エネルギを供給するた
めに必要なピーク電圧まで前記コンデンサ手段を初期充
電すべく初期充電手段がスイッチを介して接続されてい
る特許請求の範囲第1項から第6項のいずれか一項に記
載の装置。 - 【請求項8】前記ブリッジ構成のスイッチの設定とは無
関係に給電端子を介して実質上一定の電流値を維持する
ためにブリッジを横切って開閉される並列路が備えられ
ている特許請求の範囲第1項から第7項のいずれか一項
に記載の装置。 - 【請求項9】前記コイル手段をそれぞれ反対方向に流れ
る異った値の電流が確立されることを可能にすべくブリ
ッジの2本のアームがその1端においてそれぞれ異なる
電圧レベルの給電端子に接続されている特許請求の範囲
第1項から第8項のいずれか一項に記載の装置。 - 【請求項10】それぞれコンデンサ手段及びスイッチか
らなる別々の直列接続が前記各給電端子に接続されてい
る特許請求の範囲第9項に記載の装置。 - 【請求項11】更なるコイル手段が、前記コンデンサ手
段内に蓄積されたエネルギが更なるコイル手段に転送さ
れることを可能にするために更なるスイッチ手段と共に
設けられている特許請求の範囲第1項から第10項のいず
れか一項に記載の装置。 - 【請求項12】前記更なるスイッチ手段が、前記更なる
コイル手段内に蓄積されたエネルギが前記コンデンサ手
段に転送されることを可能にする特許請求の範囲第11項
に記載の装置。 - 【請求項13】前記更なるスイッチ手段がブリッジ形に
接続され、前記更なるコイル手段が前記更なるブリッジ
構成を横切って接続される特許請求の範囲第12項に記載
の装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB858530930A GB8530930D0 (en) | 1985-12-16 | 1985-12-16 | Inductive circuit arrangements |
GB8530930 | 1985-12-16 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62155838A JPS62155838A (ja) | 1987-07-10 |
JPH0714388B2 true JPH0714388B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
ID=10589823
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61296518A Expired - Lifetime JPH0714388B2 (ja) | 1985-12-16 | 1986-12-12 | 誘導性回路装置 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4820986A (ja) |
EP (1) | EP0227411B2 (ja) |
JP (1) | JPH0714388B2 (ja) |
CA (1) | CA1262474A (ja) |
DE (1) | DE3678808D1 (ja) |
GB (2) | GB8530930D0 (ja) |
Families Citing this family (77)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3838858A1 (de) * | 1988-11-17 | 1990-05-23 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltungsanordnung zur umkehrung eines magnetfeldes |
DE3907057A1 (de) * | 1989-03-04 | 1990-09-13 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltungsanordnung zur umkehrung eines magnetfeldes |
FR2645369A1 (fr) * | 1989-03-30 | 1990-10-05 | Alcatel Espace | Module de puissance pour electronique de commande de moteur continu |
US4961054A (en) * | 1989-07-06 | 1990-10-02 | General Electric Company | Gradient current speed-up circuit for high-speed NMR imaging system |
AT391782B (de) * | 1989-07-11 | 1990-11-26 | Elin Union Ag | Schaltungsanordnung zum parallelbetrieb von zwei an einer gleichspannung angeschlossenen schaltpolen |
DE3928281A1 (de) * | 1989-08-26 | 1991-02-28 | Philips Patentverwaltung | Anordnung zur erzeugung von strompulsen vorgegebener form in einem induktiven verbraucher |
US5017871A (en) * | 1989-09-14 | 1991-05-21 | General Electric Company | Gradient current speed-up circuit for high-speed NMR imaging system |
EP0429715B1 (de) * | 1989-12-01 | 1996-07-10 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Betrieb eines Kernspintomographiegeräts mit einem Resonanzkreis zur Erzeugung von Gradientenfeldern |
GB9011757D0 (en) * | 1990-05-25 | 1990-07-18 | Mansfield Peter | Gradient coil circuits |
US5063349A (en) * | 1990-06-04 | 1991-11-05 | General Electric Company | Transformer-coupled gradient speed-up circuit |
US5105153A (en) * | 1990-06-04 | 1992-04-14 | General Electric Company | Gradient speed-up circuit for nmr system |
JPH05509009A (ja) * | 1990-06-13 | 1993-12-16 | アドバンスト エヌエムアール システムズ,インク. | 磁気共鳴イメージングシステムの磁界発生コイルの駆動回路 |
DE4032707A1 (de) * | 1990-10-15 | 1992-04-16 | Siemens Ag | Entstoerfilter fuer eine gradientenspule in einem kernspinresonanz-bildgeraet |
DE4127529C2 (de) * | 1991-08-20 | 1995-06-08 | Siemens Ag | Verfahren zum Betrieb eines Kernspintomographiegeräts mit einem Resonanzkreis zur Erzeugung von Gradientenfeldern |
IT1251205B (it) * | 1991-09-18 | 1995-05-04 | St Microelectronics Srl | Circuito a ponte ad h con protezione contro la conduzione incrociata durante l'inversione della corrente nel carico. |
JPH05269102A (ja) * | 1991-11-28 | 1993-10-19 | Toshiba Corp | 傾斜磁場アンプ装置 |
FR2698176B1 (fr) * | 1992-11-16 | 1995-01-27 | Sadis Bruker Spectrospin | Dispositif de commutation et procédé de commande mettant en Óoeuvre ledit dispositif. |
US5508906A (en) * | 1993-01-04 | 1996-04-16 | Motorola, Inc. | Low loss recirculation apparatus |
DE4304517C2 (de) * | 1993-02-15 | 2002-12-19 | Siemens Ag | Stromversorgung für vorwiegend induktive Lasten |
US6472975B1 (en) * | 1994-06-20 | 2002-10-29 | Avid Marketing, Inc. | Electronic identification system with improved sensitivity |
GB9520357D0 (en) * | 1995-10-05 | 1995-12-06 | Oxford Instr Uk Ltd | Magnetic field pulse generatir |
GB9603181D0 (en) * | 1996-02-15 | 1996-04-17 | Motorola Ltd | Switching circuit for an inductive load |
GB9616499D0 (en) * | 1996-08-06 | 1996-09-25 | Oxford Instr Uk Ltd | Magnetic field pulse generator |
DE19731690C2 (de) * | 1997-07-23 | 1999-10-28 | Siemens Ag | Leistungsverstärker und Kernspintomograph |
US6552448B1 (en) | 1999-09-08 | 2003-04-22 | Harman International Industries, Incorporated | Energy management system for series connected amplifiers |
US6900638B1 (en) * | 2000-03-31 | 2005-05-31 | Ge Medical Technology Services, Inc. | Switching device to linearly conduct a current between a gradient amplifier and a gradient coil assembly of an MRI system |
US6359365B1 (en) * | 2000-08-04 | 2002-03-19 | American Superconductor Corporation | Superconducting synchronous machine field winding protection |
US6504426B2 (en) * | 2001-03-28 | 2003-01-07 | Guy Picha | Methods and systems for power amplifying of signals |
US6920312B1 (en) | 2001-05-31 | 2005-07-19 | Lam Research Corporation | RF generating system with fast loop control |
GB0200024D0 (en) | 2002-01-02 | 2002-02-13 | Bae Systems Plc | A switching circuit and a method of operation thereof |
GB0200027D0 (en) | 2002-01-02 | 2002-02-13 | Bae Systems Plc | Improvements relating to operation of a current controller |
GB0200030D0 (en) | 2002-01-02 | 2002-02-13 | Bae Systems Plc | A switching circuit and a method of operation thereof |
US7057390B1 (en) * | 2004-09-20 | 2006-06-06 | Southeastern Univ. Research Assn. | Linear beam raster magnet driver based on H-bridge technique |
US10120039B2 (en) | 2015-11-20 | 2018-11-06 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for closed loop processing for a magnetic detection system |
US9638821B2 (en) | 2014-03-20 | 2017-05-02 | Lockheed Martin Corporation | Mapping and monitoring of hydraulic fractures using vector magnetometers |
US10088452B2 (en) | 2016-01-12 | 2018-10-02 | Lockheed Martin Corporation | Method for detecting defects in conductive materials based on differences in magnetic field characteristics measured along the conductive materials |
US10241158B2 (en) | 2015-02-04 | 2019-03-26 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for estimating absolute axes' orientations for a magnetic detection system |
US10088336B2 (en) | 2016-01-21 | 2018-10-02 | Lockheed Martin Corporation | Diamond nitrogen vacancy sensed ferro-fluid hydrophone |
US9824597B2 (en) | 2015-01-28 | 2017-11-21 | Lockheed Martin Corporation | Magnetic navigation methods and systems utilizing power grid and communication network |
US10168393B2 (en) | 2014-09-25 | 2019-01-01 | Lockheed Martin Corporation | Micro-vacancy center device |
US10520558B2 (en) | 2016-01-21 | 2019-12-31 | Lockheed Martin Corporation | Diamond nitrogen vacancy sensor with nitrogen-vacancy center diamond located between dual RF sources |
US10338162B2 (en) | 2016-01-21 | 2019-07-02 | Lockheed Martin Corporation | AC vector magnetic anomaly detection with diamond nitrogen vacancies |
US9614589B1 (en) | 2015-12-01 | 2017-04-04 | Lockheed Martin Corporation | Communication via a magnio |
US10006973B2 (en) | 2016-01-21 | 2018-06-26 | Lockheed Martin Corporation | Magnetometer with a light emitting diode |
US9910105B2 (en) | 2014-03-20 | 2018-03-06 | Lockheed Martin Corporation | DNV magnetic field detector |
US9853837B2 (en) | 2014-04-07 | 2017-12-26 | Lockheed Martin Corporation | High bit-rate magnetic communication |
US9910104B2 (en) | 2015-01-23 | 2018-03-06 | Lockheed Martin Corporation | DNV magnetic field detector |
CA2945016A1 (en) * | 2014-04-07 | 2015-10-15 | Lockheed Martin Corporation | Energy efficient controlled magnetic field generator circuit |
WO2016118756A1 (en) | 2015-01-23 | 2016-07-28 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for high sensitivity magnetometry measurement and signal processing in a magnetic detection system |
EP3251193A4 (en) | 2015-01-28 | 2018-08-08 | Lockheed Martin Corporation | In-situ power charging |
WO2016126436A1 (en) | 2015-02-04 | 2016-08-11 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for recovery of three dimensional magnetic field from a magnetic detection system |
WO2017078766A1 (en) | 2015-11-04 | 2017-05-11 | Lockheed Martin Corporation | Magnetic band-pass filter |
WO2017087014A1 (en) | 2015-11-20 | 2017-05-26 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for hypersensitivity detection of magnetic field |
WO2017127090A1 (en) | 2016-01-21 | 2017-07-27 | Lockheed Martin Corporation | Higher magnetic sensitivity through fluorescence manipulation by phonon spectrum control |
WO2017127095A1 (en) | 2016-01-21 | 2017-07-27 | Lockheed Martin Corporation | Diamond nitrogen vacancy sensor with common rf and magnetic fields generator |
WO2017127081A1 (en) | 2016-01-21 | 2017-07-27 | Lockheed Martin Corporation | Diamond nitrogen vacancy sensor with circuitry on diamond |
GB2562957A (en) | 2016-01-21 | 2018-11-28 | Lockheed Corp | Magnetometer with light pipe |
US10371765B2 (en) | 2016-07-11 | 2019-08-06 | Lockheed Martin Corporation | Geolocation of magnetic sources using vector magnetometer sensors |
US10345396B2 (en) | 2016-05-31 | 2019-07-09 | Lockheed Martin Corporation | Selected volume continuous illumination magnetometer |
US10145910B2 (en) | 2017-03-24 | 2018-12-04 | Lockheed Martin Corporation | Photodetector circuit saturation mitigation for magneto-optical high intensity pulses |
US10228429B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-03-12 | Lockheed Martin Corporation | Apparatus and method for resonance magneto-optical defect center material pulsed mode referencing |
US10317279B2 (en) | 2016-05-31 | 2019-06-11 | Lockheed Martin Corporation | Optical filtration system for diamond material with nitrogen vacancy centers |
US10330744B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-06-25 | Lockheed Martin Corporation | Magnetometer with a waveguide |
US10345395B2 (en) | 2016-12-12 | 2019-07-09 | Lockheed Martin Corporation | Vector magnetometry localization of subsurface liquids |
US10338163B2 (en) | 2016-07-11 | 2019-07-02 | Lockheed Martin Corporation | Multi-frequency excitation schemes for high sensitivity magnetometry measurement with drift error compensation |
US10408890B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-09-10 | Lockheed Martin Corporation | Pulsed RF methods for optimization of CW measurements |
US10677953B2 (en) | 2016-05-31 | 2020-06-09 | Lockheed Martin Corporation | Magneto-optical detecting apparatus and methods |
US20170343621A1 (en) | 2016-05-31 | 2017-11-30 | Lockheed Martin Corporation | Magneto-optical defect center magnetometer |
US10571530B2 (en) | 2016-05-31 | 2020-02-25 | Lockheed Martin Corporation | Buoy array of magnetometers |
US10274550B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-04-30 | Lockheed Martin Corporation | High speed sequential cancellation for pulsed mode |
US10527746B2 (en) | 2016-05-31 | 2020-01-07 | Lockheed Martin Corporation | Array of UAVS with magnetometers |
US10359479B2 (en) | 2017-02-20 | 2019-07-23 | Lockheed Martin Corporation | Efficient thermal drift compensation in DNV vector magnetometry |
US10281550B2 (en) | 2016-11-14 | 2019-05-07 | Lockheed Martin Corporation | Spin relaxometry based molecular sequencing |
US10379174B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-08-13 | Lockheed Martin Corporation | Bias magnet array for magnetometer |
US10459041B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-10-29 | Lockheed Martin Corporation | Magnetic detection system with highly integrated diamond nitrogen vacancy sensor |
US10371760B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-08-06 | Lockheed Martin Corporation | Standing-wave radio frequency exciter |
US10338164B2 (en) | 2017-03-24 | 2019-07-02 | Lockheed Martin Corporation | Vacancy center material with highly efficient RF excitation |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BE679811A (ja) * | 1965-05-04 | 1966-10-21 | ||
GB1596160A (en) * | 1976-12-15 | 1981-08-19 | Nat Res Dev | Nuclear magnetic resonance apparatus and methods |
GB1597258A (en) * | 1977-04-15 | 1981-09-03 | Attwood B E | Pulse width modulated signal amplifier |
US4208624A (en) * | 1978-08-09 | 1980-06-17 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Method and apparatus for investigating dielectric semiconductor materials |
US4251742A (en) * | 1979-04-09 | 1981-02-17 | Rca Corporation | Current source, as for switching PIN diodes |
JPS584988B2 (ja) * | 1979-06-07 | 1983-01-28 | 富士通株式会社 | 帯電状態視認方式 |
DE3037305C2 (de) * | 1980-10-02 | 1986-04-03 | Flowtec AG, Reinach, Basel | Anordnung zur Erzeugung magnetischer Gleichfelder wechselnder Polarität für die magnetisch-induktive Durchflußmessung |
JPS5769234U (ja) * | 1980-10-15 | 1982-04-26 | ||
US4437053A (en) * | 1982-05-10 | 1984-03-13 | Diasonics (Nmr) Inc. | Gradient power supply |
CA1237184A (en) * | 1982-06-07 | 1988-05-24 | David Turner | Ferrite permanent magnet electrical machine and the application thereof within vehicle traction drives |
US4490655A (en) * | 1982-09-27 | 1984-12-25 | Sperry Corporation | Bi-directional driver system for electrical load |
US4628264A (en) * | 1984-03-14 | 1986-12-09 | Advanced Nmr Systems, Inc. | NMR gradient field modulation |
US4684867A (en) * | 1984-05-31 | 1987-08-04 | General Electric Company | Regenerative unipolar converter for switched reluctance motors using one main switching device per phase |
US4635181A (en) * | 1984-12-28 | 1987-01-06 | Allied Corporation | Bridge circuit for reduced switching losses |
JPH0669312B2 (ja) * | 1985-09-20 | 1994-08-31 | 株式会社日立製作所 | インバ−タ装置 |
US4628426A (en) * | 1985-10-31 | 1986-12-09 | General Electric Company | Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages |
-
1985
- 1985-12-16 GB GB858530930A patent/GB8530930D0/en active Pending
-
1986
- 1986-12-11 US US06/940,609 patent/US4820986A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-12-12 JP JP61296518A patent/JPH0714388B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-12-15 CA CA000525273A patent/CA1262474A/en not_active Expired
- 1986-12-16 EP EP86309801A patent/EP0227411B2/en not_active Expired - Lifetime
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- 1986-12-16 GB GB8630025A patent/GB2184625B/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS62155838A (ja) | 1987-07-10 |
EP0227411B2 (en) | 1994-08-03 |
GB8530930D0 (en) | 1986-01-29 |
EP0227411A1 (en) | 1987-07-01 |
GB2184625B (en) | 1989-10-11 |
DE3678808D1 (de) | 1991-05-23 |
GB8630025D0 (en) | 1987-01-28 |
EP0227411B1 (en) | 1991-04-17 |
CA1262474A (en) | 1989-10-24 |
GB2184625A (en) | 1987-06-24 |
US4820986A (en) | 1989-04-11 |
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JPS6355308B2 (ja) |
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