JP2928595B2

JP2928595B2 - 傾斜磁場発生装置

Info

Publication number: JP2928595B2
Application number: JP2166915A
Authority: JP
Inventors: 基司原頭; 嘉行臼井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-06-27
Filing date: 1990-06-27
Publication date: 1999-08-03
Anticipated expiration: 2014-08-03
Also published as: US5235281A; JPH0458938A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）本発明は、任意断面を撮影できる磁気共鳴イメージン
グ（MRI）装置に使われる傾斜磁場発生装置に関する。

（従来の技術）近年、スピン・エコー法に代わり超高速スキャンが可
能なエコー・プラナー・イメージング法が開発されてい
る。エコー・プラナー・イメージング法のパルスシーケ
ンスで読出し傾斜磁場を発生させる傾斜磁場発生装置の
従来例として、米国特許第4,628,264号に記載の共振型
傾斜磁場アンプ装置がある。この回路図を第18図に示
す。電圧Vinが電圧アンプ2a,2bを介して可変容量コンデ
ンサ４に充電される。コンデンサ４の端子間には双方向
スイッチ６、傾斜磁場コイルの等価直列抵抗８、そのイ
ンダクタンス10からなる直列回路が接続される。双方向
スイッチ６が開放されている時、コンデンサ４はアンプ
2a,2bにより充電される。コンデンサ４が充電されてか
ら、スイッチ６が導通されると、第19図に示すような正
弦波状の発振が開始される。この時、コンデンサの端子
電圧Vc（第19図の実線）は傾斜磁場コイル10に流れる電
流Ic（第19図の破線）より位相が90゜進んでいる。第20
図はスイッチ６のトリガ信号波形である。

この従来例によれば、時間的に正弦波状に変化する電
流を傾斜磁場コイル10に流すことができる。傾斜磁場コ
イル10から発生される傾斜磁場はそこに流れる電流に比
例するので、正弦波状の傾斜磁場が発生される。

このような共振型傾斜磁場発生装置（以下「共振型装
置」と称する。）によりエコー・プラナー・イメージン
グ法を行なう場合の標準的なパルスシーケンスを第21図
に示す。なお、第22図はリニア型のトランスコンダクタ
ンスアンプ、または電流型インバータによりエコー・プ
ラナー・イメージング法を行なう場合のパルスシーケン
スを示す。

第21図に示すパルスシーケンスでは、スライス傾斜磁
場Gslice、読出し傾斜磁場Gread−out、エンコード傾斜
磁場Gencodeを傾斜磁場Gx,Gy,Gzにどう対応させても、
アキシャル面、コロナル面、またはサジタル面しか撮影
できない。例えば、Gy＝Gread−out,Gx＝Gencode,Gz＝G
sliceとすれば、アキシャル面が撮影できる。アキシャ
ル面、コロナル面、サジタル面は第23図に示すように定
義される。そして、第24図、第25図にそれぞれ示すよう
に、チルト角θ、スリュー角φを定義する。すなわち、
チルト角θはｘ軸を中心とした傾き角であり、スリュー
角φはｙ軸を中心とした傾き角である。この角度θ、φ
を適切に設定することで任意断面が指定できることがわ
かる。また、チルト角θ＝０、スリュー角φ＝０の時の
磁場強度Gx,Gy,GzをそれぞれGxo（ｔ）,Gyo（ｔ）,Gzo
（ｔ）とする。ｔはシーケンスの時刻を表わすものとす
る。先ず、スリュー角φだけ回転し、次にチルト角θ回
転したときの磁場強度Gx（ｔ）,Gy（ｔ）,Gz（ｔ）は次
のように表わされる。

Gx（ｔ）＝sinφ・Gzo（ｔ）＋cosφ・Gxo（ｔ） …（１） Gy（ｔ）＝−sinθ・cosφ・Gzo（ｔ）＋sinθ・sin
φ ・Gxo（ｔ）＋cosθ・Gyo（ｔ） …（２） Gz（ｔ）＝cosθ・cosφ・Gzo（ｔ）−cosθ・sinφ ・Gxo（ｔ）＋sinθ・Gyo（ｔ） …（３）（１）〜（３）式から任意断面（θ≠0,φ≠０）を撮
影するためには、傾斜磁場Gx,Gy,Gzの磁場波形がかなり
複雑になることがわかる。例えば、φ＝π/4、θ＝π/4
として、これらを上式に代入して、さらにGxo（ｔ）＝G
encode,Gyo（ｔ）＝Gread−out,Gzo（ｔ）＝Gsliceとす
ると、（１）〜（３）式は次のように表わされる。

Gx（ｔ）＝0.707Gslice（ｔ）＋0.707Gencode（ｔ） …（４） Gy（ｔ）＝−0.5Gslice（ｔ）＋0.5Gencode（ｔ）＋0.707Gread−out（ｔ） …（５） Gz（ｔ）＝0.5Gslice（ｔ）−0.5Gencode（ｔ）＋0.707Gread−out（ｔ） …（６）（４）〜（６）式からφ＝π/4,θ＝π/4の断面を撮
影するためには、第26図のような磁場波形を発生しなく
てはならないことがわかる。しかし、共振型装置では、
共振周波数はコンデンサの容量を設定することによりパ
ルスシーケンスが開始する前に予め設定されるので、パ
ルスシーケンスの実行中に変えることは非常に困難であ
る。さらに、傾斜磁場コイルに流れる電流Icは電圧アン
プの出力電圧により制御されるが、瞬時に変更すること
は困難である。また、共振状態で動作するために、正弦
波状以外の傾斜磁場波形を出力することは困難である。
以上の理由から、第26図に示すような傾斜磁場波形を第
19図に示した構成のままで発生させることは不可能であ
る。すなわち、単純な共振装置のままでは任意断面（θ
≠0,φ≠０）の撮影をすることが不可能である。なお、
第27図はリニア型のトランスコンダクタンスアンプ（入
力が電圧で出力がそれに比例するリニア・アンプ）によ
りφ＝π/4,θ＝π/4の断面を撮影する場合の磁場波形
図である。

このように共振型装置によりエコー・プラナー・イメ
ージング法を行なう場合は任意の断面を撮影できない欠
点があった。なお、リニア型のトランスコンダクアンプ
装置は第27図に示すような波形の電流を傾斜磁場コイル
に流すことができるが、この装置は電源効率が悪いの
で、非常に大型になる欠点がある。

また、従来の共振型装置では、Gslice（ｔ）、Gencod
e（ｔ）の最大強度10mT/minに対して、読出し傾斜磁場G
read−out（ｔ）は50mT/min程度となり、この強力な読
出し傾斜磁場Gread−out（ｔ）に伴って超電導マグネッ
トに起因する過電流補償ができないという欠点もある。

さらに、エコー・プラナー・イメージング法の場合、
被検体がマグネットに入っている状態でシミングを行な
い静磁場を高精度で均一に調整することが不可欠であ
る。例えば、直径300mmの球状空間内で静磁場硬度1.5テ
スラのとき、均一度1ppm以下にする必要がある。そのた
め、通常、電流シムコイルを使うが、Gx,Gy,Gzの傾斜磁
場コイルとの磁気的カップリングによりシムコイルに流
れる電流が乱され、画質が低下してしまう。これを避け
るため、シムコイルX,Y,Zを使わずに、Gx,Gy,Gzに定常
的なオフセット直流電流を流して代用する方法がとられ
ている。しかしながら、単純な共振型装置を使うと、オ
フセット直流電流を流せないことから、シムコイルX,Y,
Zを使わざるを得ず、傾斜磁場コイル自体にアクティブ
・シールド型の傾斜磁場コイル等を用いる以外磁気的カ
ップリングを避けられないという欠点がある。

また、共振型装置では、読出し傾斜磁場Gread−out
（ｔ）が正弦波状の場合、MR信号収集時にオーバサンプ
リングして補間する、もしくはサンプリングを不等間隔
に行なう等の補正処理が不可欠となり、再構成が複雑に
なるという欠点もある。

（発明が解決しようとする課題）本発明の目的は、任意断面を撮影できる小型、軽量の
傾斜磁場発生装置を提供することである。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）本発明の傾斜磁場発生装置は、所定波形の電流を出力
する第１のアンプと、第１のアンプの出力よりも低レベ
ルの任意波形の電流を出力する第２のアンプと、第１、
第２アンプの出力がそれぞれ供給されるバイファイラー
巻きの第１、第２巻き線からなる傾斜磁場コイルと、傾
斜磁場コイルと第１、第２アンプとの間に接続されるバ
イファイラー巻きのキャンセルコイルとを具備する。

（作用）本発明によれば、電源効率が異なり出力波形の異なる
２つのアンプの出力をバイファイラー巻きの傾斜磁場コ
イルのそれぞれの巻き線に接続し、かつ傾斜磁場コイル
にキャンセルコイルを接続することにより、アンプを大
型、重量化することなく、２つのアンプの出力の線形和
に比例した傾斜磁場を発生できる。

（実施例）以下図面を参照して本発明による傾斜磁場発生装置の
実施例を説明する。第１図は第１実施例のブロック図で
ある。図示しないパルスシーケンスコントローラから共
振電流Iout1の振幅制御信号Ein、第２の電流Iout2の波
形制御信号が端子12,14にそれぞれ供給される。振幅制
御信号（電圧信号）Einは電圧アンプA1には直接、電圧
アンプA2にはインバータ20を介して供給される。電圧ア
ンプA1,A2の端子間には共振用の可変容量コンデンサＣ
が接続される。コンデンサＣの端子電圧E1（∝Ein）は
電圧検出器24により検出され、加算器26により振幅制御
信号Einに負帰還される。コンデンサＣにはトライアッ
ク等の双方向スイッチQ1〜Q4からなるブリッジ回路が並
列に接続される。各双方向スイッチQ1〜Q4の制御端子16
〜19には図示せぬパルスシーケンスコントローラからの
オン／オフ制御信号が供給される。各双方向スイッチQ1
〜Q4にはコンデンサと抵抗の直列回路からなるスナバ回
路が並列に接続されている。

双方向スイッチQ3,Q2の接続点がローパスフィルタ（L
PF）28を介してバイファイラー巻きの傾斜磁場コイル30
の一方の巻き線L1,r1の一端に接続される。双方向スイ
ッチQ1,Q4の接続点がLPF32、バイファイラー巻きのキャ
ンセルコイル34の一方の巻き線L1,r1′を介して傾斜磁
場コイル30の一方の巻き線L1,r1の他端に接続される。
振幅制御端子12、双方向スイッチQ1〜Q4の制御端子16〜
19は読出し傾斜磁場の発生に関する端子である。正弦波
状の共振電流Iout1を発生させるためには、双方向スイ
ッチQ1,Q2をオン、Q3,Q4をオフ（または、Q1,Q2をオ
フ、Q3,Q4をオン）させる。そして、共振を停止させる
ためには、Iout1＝０となるタイミングで、Q1,Q2をオフ
（またはQ3,Q4をオフ）させる。このように、アンプA1,
A2、コンデンサＣ、スイッチQ1〜Q4が共振型アンプを構
成する。

波形制御信号が供給される端子14が入力電圧に比例す
る電流を出力するリニア型のトランスコンダクタンスア
ンプGm2に接続される。トランスコンダクタンスアンプG
m2の出力電流Iout2がLPF38、キャンセルコイル34の他方
の巻き線L2′,r2′を介して傾斜磁場コイル30の他方の
巻き線L2,r2に供給され、さらにLPF40を介して接地され
る。LPF28,32,38,40は共鳴周波数付近でのノイズをカッ
トするためのものであり、傾斜磁場アンプの動作周波数
付近ではその影響は無視できる。波形制御端子14はエン
コード、およびスライスの傾斜磁場発生に関する端子で
ある。

傾斜磁場コイル30の両巻き線に流れる電流Iout1,Iout
2の波形をそれぞれ第２図（ａ）、（ｂ）に示す。

第３図は傾斜磁場コイル30、キャンセルコイル34の詳
細を示す。本実施例では、電圧アンプA1,A2、コンデン
サＣからなる共振型のアンプ装置の出力とリニア型のト
ランスコンダクタンスアンプ36の出力とを傾斜磁場波形
として結合するために、傾斜磁場コイル30としてはバイ
ファイラー巻きのコイルを用いている。バイファイラー
巻きとは第３図に示すように、２本の導線（図示太線と
細線）を線間の絶縁を保ったまま１本に束ね、１本の導
線のごとくコイルを巻くことである。第３図はGzの場合
の傾斜磁場コイル30を示す。

ここで、第４図に示すように、傾斜磁場コイル30を単
にバイファイラー巻きにしただけでは、電圧アンプ16の
出力電流I1に起因する誘導起電力−Ｍ（dI1/dt）が巻き
線L2,r2側に発生してしまう。例えば、I1≒850A、立ち
上がり時間ｔrise≒0.1×10^-3sec、Ｍ＝ｋ・L1≒0.7×6
00×10^-6Hとすれば誘導起電力の絶対値｜−Ｍ（dIl/d
t）｜は約3570Vにもなってしまう。同様に、リニアアン
プ36の出力電流I2に起因する誘導起電力−Ｍ（dI2/dt）
が巻き線L1,r1側に発生する。、I2≒170A、rise≒0.1×
10^-3sec、Ｍ≒4.2×10^-4Hとすれば、この起電力の絶対
値は約714Vになる。そのため、このままでは、電圧アン
プA1,A2にダメージを与えたり、トランスコンダクタン
スアンプGm2が破壊される可能性があるので、実現は難
しい。

そこで、本実施例では、第５図に示すようにバイファ
イラー巻きのキャンセルコイル34を傾斜磁場コイル30に
直列に接続する。キャンセルコイル30の作用をわかりや
すく、かつ定量的に説明するために、第５図を第６図の
ように書き直す。なお、第６図では一般化するために第
５図の左側の共振型アンプA1,A2,Cの代わりにトランス
コンダクタンスアンプGm1を用いている。第６図から次
の関係が得られる。

I1・r1＋I1・r1′ ＝E1−L1（dI1/dt）−L1′（dI1/dt） −Ｍ（dI2/dt）＋Ｍ′（dI2/dt） …（７） I2・r2＋I2・r2′ ＝E2−L2（dI2/dt）−L2′（dI2/dt） −Ｍ（dI1/dt）＋Ｍ′（dI1/dt） …（８）ここで、キャンセルコイル34のインダクタンスを調整
し、Ｍ＝Ｍ′とすると、（７），（８）式は次のように
表わされる。

（L1＋L1′）（dI1/dt）＋I1（r1＋r1′）＝E1…（９）（L2＋L2′）（dI2/dt）＋I2（r2＋r2′）＝E2…（10）（９），（10）式を図示すると第７図のようにする。
すなわち、キャンセルコイル34の相互インダクタンス
Ｍ′を傾斜磁場コイル30の相互インダクタンスＭと等し
くなるように調整することにより、トランスコンダクタ
ンスアンプGm1にはインダクタンス（L1＋L1′）、抵抗
（r1＋r1′）のみからなる負荷が接続されていることと
等価になる。同様に、トランスコンダクタンスアンプGm
2については、インダクタンス（L2＋L2′）、抵抗（r2
＋r2′）のみからなる負荷が接続されていることと等価
になる。このように、キャンセルコイル34により誘導起
電力の影響が補償される。なお、キャンセルコイルの構
造としては、鉄心でも実用上はほとんど問題を生じない
が、磁気飽和の面から空芯とすることが望ましい。

LPF28,32,38,40は共振型傾斜磁場アンプの共振周波数
にはほとんど影響を与えず、また、双方向スイッチQ1〜
Q4のオン抵抗も傾斜磁場コイルの抵抗分よりも小さいの
で無視できる。このため、共振型傾斜磁場発生装置の原
理図は第８図に示すようになる。このときの共振角周波
数ωｏは次のように表わされる。

ここで、 Io＝E1/｛（L1＋L1′）/C（r1＋r1′）｝ …（12） Iout1＝QIo …（13）Ｑ＝ωｏ（L1＋L1′）／（r1＋r1′） …（14）であるので、（13）式に（12），（14）式を代入する
と、共振電流Iout1は次のように表わされる。

（15）式から、傾斜磁場コイル30に流れる電流Iout1
は電圧E1、すなわち、電圧アンプA1,A2の出力電圧で制
御できることがわかる。そして、E1を制御するために、
電圧検出器24が設けられ、電圧アンプA1の入力側に負帰
還されている。

一般に、導線の周りに発生する磁場は導線に流れる電
流に比例することから、２つの巻き線がバイファイラー
巻きに巻かれた傾斜磁場コイル30が発生する傾斜磁場波
形はそれぞれの巻き線に流れる電流Iout1,Iout2の単純
な線形和に比例する。このため、第２図（ａ），（ｂ）
に示す電流波形を加算することにより、第９図に示すよ
うな傾斜磁場波形が得られる。これにより、第１図の傾
斜磁場アンプ装置は、第26図に示すような磁場波形を発
生できることがわかる。この結果、本実施例によれば、
共振型のアンプとリニア型のアンプとを組み合わせるこ
とにより、装置を大型化、重量化することなく、エコー
・プラナー・イメージング法のような超高速スキャンが
好ましく適用され、任意断面を撮影できる小型、軽量の
傾斜磁場発生装置が提供される。ここで、Gy（ｔ）、Gz
（ｔ）をそれぞれ第１図の回路を用いて発生させ、Gx
（ｔ）はリニア型のトランスコンダクタンスアンプGm2
で発生させる。

なお、トランスコンダクタンスアンプGm2は第９図に
示すようにオフセット電流を流すことができるので、x,
y,zの１次シムコイルが不要となる。１次シムコイルの
省略は傾斜磁場コイルとの磁気的カップリングの発生の
防止にもつながる。

また、一般に、傾斜磁場コイルがアクティブ・シール
ド型になっていない場合、傾斜磁場コイルからの磁束の
漏れに起因する渦電流を補償する必要があり、その補償
を避けるためにも傾斜磁場コイルとしては主コイルとス
クリーンコイルに流す電流が１対１となるアクティブ・
シールド型の傾斜磁場コイルを使うことが望ましい。し
かし、このようなコイルにしても、工作精度等に起因す
る不完全性から実用上は渦電流補償が若干は必要であ
る。すなわち、第10図（ｂ）に示すように渦電流により
磁場波形Ｇ（ｔ）は電流波形Ｉ（ｔ）（第10図（ａ））
に比べて若干波形がなまる。そのため、第11図（ａ）に
示すように電流波形Ｉ（ｔ）にプリエンファシスをかけ
ておけば、第11図（ｂ）に示すように磁場波形Ｇ（ｔ）
は所望の波形となる。トランスコンダクタンスアンプGm
2は任意の波形の電流を出力できるので、このようなプ
リエンファシスも容易に実現できる。

また、共振型傾斜磁場発生装置においては、電圧アン
プA1,A2の出力電圧の最大値はパルスシーケンスが開始
する前にパルスシーケンスコントローラにより予め設定
されるので、電圧アンプA1,A2内部に電源電圧を可変に
しておいて、内部損失を減らすプレ・レギュレータ回路
とすることが望ましい。その理由はエコー・プラナー・
イメージング法で収集されるMR信号の周波数帯域は約30
0KHz程度もあるので、出力電圧の電圧リップルが信号帯
域外になければ、MR信号が変調され、画像が再構成され
た場合、アーチファクトになってしまうからである。そ
のため、電圧アンプA1,A2のそれぞれは第14図に示すよ
うにコンバータを含み、最終段をリニア・アンプ構成と
することで、電源電圧変動除去機能を持たせることがで
き、出力電圧のリップルが抑制される。第14図でAoはド
ライバアンプである。コンデンサと傾斜磁場コイルの部
分は共振時（lcωo²＝１）は抵抗（L/Cr）と等価とな
る。

電源電圧の設定値をどのように決めればよいかを求め
るために、コンバータのエネルギ損失を無視した場合の
等価回路を第12図に示す。第12図の構成における最終段
の出力電圧E5（その最大値をE5mとする）、出力電流I5
（その最大値をIm5とする）、トランジスタQ5のコレク
タ・エミッタ間電圧ＶCE5、トランジスタQ5のコレクタ
電流ＩC5、トランジスタQ5,Q6での損失Pc5（＝ＶCE5・
ＩC5）,Pc6（＝ＶCE6・ＩC6）を第13図（ａ）〜（ｆ）
にそれぞれ示す。コンバータでのエネルギ損失は少ない
ので、無視する。周期を２π／ωｏとすると、平均トー
タル損失は次のように表わされる。

ピーク出力電圧E5m、ピーク出力電流ＩC5ｍはパルス
シーケンスが開始する前に一意的に決まるので、電圧ア
ンプ全体の電力損失のほとんどを決める最終段の平均ト
ータル損失を最小にするためには、電源電圧Vo＝E5mと
すればよいことがわかる。実際には、コレクタ・エミッ
タ間飽和電圧とマージン分の電圧のため、少し高目の電
源電圧に設定する必要がある。

このため、実際には、第14図に示すように直流電源電
圧±Voは出力電圧可変のコンバータ44により発生させて
いる。コンバータ44は高効率でリップルが小さいものが
好ましい。コンバータ44の制御信号46はマージンを見込
んで、例えばVo≒1.5E5mとするように設定される。これ
により、電圧アンプ内での電力損失を極力抑えることが
できる。

以上説明したように第１実施例によれば、共振型のア
ンプの出力とリニア型のアンプの出力とをバイファイラ
ー巻きの傾斜磁場コイルのそれぞれの巻き線に供給し、
傾斜磁場コイルにキャンセルコイルを接続することによ
り、両アンプの出力の線形和に比例する傾斜磁場を発生
することができ、これによりエコー・プラナー・イメー
ジング法において任意断面を撮影できる小型、軽量の傾
斜磁場発生装置が提供される。

次に第２実施例を説明する。第15図は第２実施例のブ
ロック図である。第２実施例は第１実施例の共振型アン
プの代わりに電流型インバータを用いたものであり、他
の構成は第１実施例と同一である。第16図（ａ），
（ｂ）は傾斜磁場コイル30の両巻き線に流れる電流Iout
1,Iout2の波形を示す。電流型インバータを用いた場合
は、MR信号の収集中は読出し傾斜磁場が一定となるた
め、共振型アンプを用いた場合に必要であったMR信号の
不等間隔サンプリング、またはオーバーサンプリング後
の補間が不要となる。すなわち、通常の等間隔サンプリ
ングで済むという利点がある。

電流型インバータの詳細を説明する。チョークコイル
48としては、インダクタンスを高めるために鉄心、また
はトロイダルコアを用いることが必要である。

さらに、電流型インバータに用いられるトランスコン
ダクタンスアンプGm1も第１実施例と同様に出力電流の
電流リップルを抑え、電力損失を最小にするために、プ
レ・レギュレータ回路により構成することが望ましい。
トランスコンダクタンスアンプGm1の出力電流はパルス
シーケンスが開始する前に、パルスシーケンスコントロ
ーラにより予め設定され、しかも、出力側にチョークコ
イルLo（＞＞L1,L2）が入っているので、撮影中にスイ
ッチング素子Q7〜Q10をオン／オフしても大幅に変動す
ることがなく、定電流特性を保つために固定の高い電源
電圧を持つ必要はない。ここで、スイッチング素子Q7〜
Q10としてはサイリスタ、GTO等が用いられる。なお、Co
は転流コンデンサである。

第17図にトランスコンダクタンスアンプGm1,Gm2の詳
細を示す。ここで、トランジスタQ11,Q12のコレクタ・
エミッタ間飽和電圧をＶCE（sat）、スイッチング素子Q
7〜Q10のオン電圧をＶT、チョークコイルLoの直流抵抗
をro、傾斜磁場コイルとキャンセルコイルのトータルの
直流抵抗をｒとすると、次式が成り立く。

Vomin＝ＶCE（sat）＋2VT＋Iout1（ro＋ｒ）…（17） Vo＝ＶCE＋2VT＋Iout1（ro＋ｒ） …（18）（ただし、Vo≧Vomin）トランスコンダクタンスアンプの内部損失のほとんど
は最終段トランジスタでの損失Pc＝ＶCE・Iout1で決ま
ってしまうため、ＶCEを極力小さく（すなわち、電源電
圧Voを極力低く）しておけば、電力損失を減らすことが
できることがわかる。

次に、電流型インバータの動作の概要を説明する。先
ず、スイッチング素子Q7,Q10がオン、スイッチング素子
Q8,Q9がオフ（または、Q8,Q9がオン、Q7,Q10がオフでも
よい）にセットされる。この状態で、トランスコンダク
タンスアンプは制御信号にしたがって出力電流Iout1を
一定値になるように制御する。これで、パルスシーケン
スの開始前の準備が終了する。撮影が始まると、パルス
シーケンスコントローラによりスイッチング素子Q7,Q8
をオン、Q9,Q10をオフ（または、Q9,Q10をオン、Q7,Q8
をオフ）する制御信号が供給され、傾斜磁場コイル30に
流れる電流が正負に繰り返される。すなわち、矩形で繰
り返される傾斜磁場が発生する。最後は、スイッチング
素子Q7,Q10がオン、スイッチング素子Q8,Q9がオフ（ま
たは、Q8,Q9がオン、Q7,Q10がオフでもよい）の状態で
停止する。

第２実施例によっても、第26図に示すような任意断面
撮影に必要な傾斜磁場波形を発生でき、任意断面の撮影
ができることがわかる。第２実施例によっても、第１実
施例のその他の効果が達成できる。

なお、本発明は上述した実施例に限定されず、その要
旨を変更しない範囲で種々変更可能である。例えば、傾
斜磁場コイルをマルチファイラー化しておいて、第１図
や第５図のものを複数個用いて並列駆動してもよい。

［発明の効果］以上説明したように本発明によれば、電源効率が異な
り出力波形の異なる２つのアンプの出力をバイファイラ
ー巻きの傾斜磁場コイルのそれぞれの巻き線に接続し、
かつ傾斜磁場コイルにキャンセルコイルを接続すること
により、アンプを大型重量化することなく、２つのアン
プの出力の線形和に比例した傾斜磁場を発生でき、任意
断面を撮影できる小型、軽量の傾斜磁場発生装置が提供
される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による傾斜磁場発生装置の第１実施例の
ブロック図、第２図は電流波形図、第３図は傾斜磁場コ
イル、キャンセルコイルの詳細を示す図、第４図乃至第
８図は共振型アンプの原理を説明するための図、第９図
は傾斜磁場波形図、第10図、第11図は渦電流補償のため
のプリエンファシスを説明するための図、第12図は電圧
アンプの最終段の回路を示す図、第13図は最終段の回路
の動作を示す図、第14図はプレ・レギュレータ回路の構
成を持る電圧アンプの詳細を示す図、第15図は本発明の
第２実施例のブロック図、第16図は電流波系図、第17図
は電流型インバータ内のトランスコンダクタンスアンプ
の詳細を示す図、第18図は従来の共振型傾斜磁場発生装
置のブロック図、第19図、第20図は第18図の装置の動作
を説明するための図、第21図は第18図の装置によりエコ
ー・プラナー・イメージングを行なう場合のパルスシー
ケンスの一例を示す図、第22図はリニア型のトランスコ
ンダクタンスアンプによりエコー・プラナー・イメージ
ングを行なう場合のパルスシーケンスを示す図、第23図
乃至第25図は任意断面を撮影するための説明に使われる
各面、各角度を示す図、第26図は第18図の装置によりエ
コー・プラナー・イメージングで任意断面を撮影する場
合に必要なパルスシーケンスを示す図、第27図はリニア
型のトランスコンダクタンスアンプ、または電流型イン
バータによりエコー・プラナー・イメージングで任意断
面を撮影する場合のパルスシーケンスを示す図である。 A1,A2……電圧アンプ、Gm2……トランスコンダクタンス
アンプ、Ｃ……可変容量コンデンサ、Q1〜Q4……双方向
スイッチ、30……傾斜磁場コイル、34……キャンセルコ
イル、Q7〜Q10……サイリスタ（またはGTO）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) A61B 5/055

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気共鳴イメージング用の傾斜磁場を発生
する傾斜磁場発生装置において、所定波形の電流を出力
する第１のアンプと、前記第１のアンプの出力よりも低
レベルの任意波形の電流を出力する第２のアンプと、前
記第１、第２アンプの出力がそれぞれ供給されるバイフ
ァイラー巻きの第１、第２巻き線からなる傾斜磁場コイ
ルと、前記傾斜磁場コイルと第１、第２アンプとの間に
接続されるバイファイラー巻きのキャンセルコイルとを
具備することを特徴とする傾斜磁場発生装置。