JP3699965B2 - 磁気共鳴診断装置用勾配共振型磁場発生装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気共鳴診断装置内の勾配磁場の発生を担う共振型勾配磁場発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気共鳴画像の画像化に必要な全てのデータを数十ミリ秒で収集する高速イメージング技術には、勾配磁場の高速なスイッチングが不可欠である。通常のＭＲＩシステムでは、インダクタンス成分が数ミリヘンリー、抵抗成分が数百ミリオーム程度の勾配磁場コイルが用いられる。例えば、１ミリヘンリー、２００ミリオームの勾配磁場コイルを用い、１５０ミリアンペアの電流を１ミリ秒前後で立ち上げようとすると、勾配磁場増幅器の出力電圧には１８０ボルト必要になる。また、高速イメージングのため同構成で１５０アンペアの電流を例えば２００マイクロ秒で立ち上げようとすると、７８０ボルトもの電圧が必要となる。従来使用されていた勾配磁場増幅器の性能は、その出力段での発生可能な電圧が２００ボルト程度であるため、高速イメージングを行う場合には、勾配磁場増幅器に構成上の工夫が施されてきた。
【０００３】
例えば、米国特許５，２４５，２８７号では、ブリッジ回路の各々の一辺を、１つの半導体スイッチ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ、ＩＧＢＴ）と、これと逆導通方向に１つのダイオードとを並列に組み合わせた構成とし、このブリッジ回路に接続される共振用コンデンサと対角の位置に勾配磁場コイルを経由した勾配磁場電源を配置している。
【０００４】
この共振を利用して電流を立上げる勾配磁場発生装置の構成を図１１（ａ）に示す。勾配磁場コイルＬＧに、同図（ｂ）のような電流を流す時の動作を説明する。同図（ｃ）は一連の動作の中の各半導体スイッチＳ１〜Ｓ４とダイオードＤ１〜Ｄ４の導通状態を示す。勾配磁場コイルＬＧと共に共振回路を構成するコンデンサＣＲには高電圧がプリチャージされる。立上がり期間Ａでは、スイッチＳ２、Ｓ３がオンされる。これにより図１２（ａ）に示すように、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧとが直列共振回路を構成する。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はスイッチＳ２、コンデンサＣＲ、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び勾配磁場コイルＬＧの抵抗成分ＲＬを介して流れる。この期間Ａでは、コンデンサＣＲに充電されていた電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに高電圧として印加され、電流がＡの方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【０００５】
所望の電流値（＋Ｉｐ）に達した時刻ｔ２からの期間Ｂでは、ＳＷ２がオフする。これにより図１２（ｂ）に示すように勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結される。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し安定的にフラット波形としてＡ方向に流れる。この期間Ｂでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【０００６】
立ち下がり期間Ｃでは、スイッチＳ３がオフになる。これにより図１２（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ４、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し流れる。この期間Ｃでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＡの方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【０００７】
反転電流の立上がり期間Ｄでは、スイッチＳ１、Ｓ４がオンされる。これにより図１３（ａ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、スイッチＳ４、コンデンサＣＲ、スイッチＳ１を介して流れ込む。この期間Ｄでは、コンデンサＣＲの電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに期間Ａと逆向きに高電圧として印加され、電流がＢ方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【０００８】
所望の電流値（−Ｉｐ）に達した時刻ｔ６からの期間Ｅは、ＳＷ４がオフする。これにより図１３（ｂ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、スイッチＳ１を介して安定的にフラット波形としてＢ方向に流れ込む。この期間Ｅでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【０００９】
立ち下がり期間Ｆでは、スイッチＳ１がオフになる。これにより図１３（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ２を介して流れ込む。この期間Ｆでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＢ方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００１０】
図１４（ａ）は勾配磁場増幅器から見たインバータ回路のインピーダンスについてまとめたものである。期間Ａ、Ｃ、Ｄ、Ｆでは、同図（ｂ）のようにコンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧの合成インピーダンス（ＺＣ＋ＺＬ）が負荷となる。また、期間Ｂ、Ｅでは、同図（ｃ）のように勾配磁場コイルＬＧのインピーダンス（ＺＬ）のみが負荷となる。
【００１１】
安定な動作をさせるために勾配磁場増幅器には位相補償回路が付加されるが、上述したような高速で変動する負荷インピーダンスに追従して最適な位相補償を実現することはできない。
【００１２】
また、上述のような電流立ち上げに共振を利用する勾配磁場電源において、立上がり時間を変化させるには、共振周波数を変化させることが必要である。しかし、このためには容量の異なる複数個のコンデンサとそれらを選択する回路を追加する必要があり、構成が複雑化する。
【００１３】
また、図１５のように通常の電源の他に、高電圧電源を設け、勾配磁場の立上がり期間に高電圧電源を補助的に使用して、図１６（ａ）のような矩形波形を急峻に立上げることを可能にするものがある。ある種のシーケンスでは矩形波形に代えて、図１６（ｂ），図１６（ｃ）のような正弦波を基本とした波形が必要となる場合がある。図１５の構成でこの種の波形を得るには、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の高速なスイッチングが必要である。しかし、高速なスイッチングは、スイッチングノイズを発生させ、データのＳ／Ｎを低下させてしまう。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、スイッチングノイズの影響を軽減できる勾配磁場発生装置を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、勾配磁場コイルと、前記勾配磁場コイルと共に直列回路を構成し、前記勾配磁場コイルに供給するための電流を発生する電源と、電流立上げ期間に補助的に使用される高電圧電源と、前記直列回路と前記高電圧電源との接続を制御するためのスイッチ手段と、前記直列回路と前記スイッチ手段との間に介在されるローパスフィルタと、前記高電圧電源が前記スイッチ手段と前記ローパスフィルタとを介して前記直列回路に接続される第１の状態と、前記高電圧電源が前記スイッチ手段を介して前記直列回路に接続される第２の状態とを切替えるための切替え手段とを具備する。
（作用）
本発明によれば、例えば正弦波形に近似的に電流を立ち上げるとき、勾配磁場コイルと電源とからなる直列回路と高電圧電源との間に介在するスイッチ手段は高速にスイッチング動作を行う。このとき切り替え手段により第１の状態が維持され、高速スイッチングによるスイッチングノイズの影響はローパスフィルタで除去される。また、切り替え手段による第２の状態が維持されるとき、ローパスフィルタがパスされるので、矩形波形の急峻な立ち上げに好適である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。
【００１７】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態の磁気共鳴診断装置のブロック図である。静磁場磁石１は励磁用電源２から電流供給を受けて被検体５に一様な静磁場を印加する。勾配磁場コイル３は、勾配磁場増幅器４から電流供給を受けて直交するＸ，Ｙ，Ｚ各方向にそれぞれ独立して磁場強度が直線的に変化する勾配磁場Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを印加する。勾配磁場増幅器４は、増幅器本体と、安定的動作を実現するための位相補償手段とから構成される。送信用プローブ（送信用ＲＦコイル）７は送信部８から高周波電流を受けて被検体５に高周波磁場（ＲＦパルス）を印加する。被検体５の例えばプロトン原子核からの磁気共鳴信号は受信用プローブ９を介して受信部１０で受信され、増幅及び検波された後、デ−タ収集部１２でＡ／Ｄ変換され、電子計算機１３に画像再構成用データとして送り込まれる。電子計算機１３は画像再構成用データに対してフーリエ変換を含む画像再構成処理を実行しＭＲ画像を再構成する。ＭＲ画像データは画像ディスプレイ１５に送られＭＲ画像としてビジュアルに表示される。システムコントローラ１１は励磁用電源２、勾配磁場増幅器４、送信部８、受信部１０、データ収集部１２をシーケンシャルに制御して所定のパルスシーケンスを実行する。
【００１８】
図２は、勾配磁場増幅器４の構成図である。増幅器本体４ｄには、負帰還で位相補償手段が装備される。この位相補償手段は、高速で周波数特性を変化させることが可能なように、周波数特性の異なる複数、ここでは３つの位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃがそれぞれ対応するスイッチＳＷ１，ＳＷＥ２，ＳＷ３を介して並列に接続され、スイッチＳＷ１，ＳＷＥ２，ＳＷ３がシステムコントローラ１１に制御されることにより位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃが択一的に選択されるようになっている。各位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃは、直列接続された抵抗ＲとコンデンサＣからなる。各位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃの抵抗ＲとコンデンサＣはそれぞれの抵抗値及び容量は、後述する負荷インピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３に応じて、それぞれ適当な周波数特性に設定され、それぞれ適当な位相補償を実現するように設定されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は高速スイッチングを可能とするようにＩＧＢＴ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）等の半導体スイッチで構成されることが好ましい。
【００１９】
図３に一連のシーケンスで勾配磁場増幅器４から流れる電流と、負荷インピーダンスとの時間的変化を示す。図４（ａ）に図３の期間Ａ，Ｄ、図４（ｂ）に図３の期間Ｂ，Ｅ、図４（ｃ）に図３の期間Ｃ，Ｆの勾配磁場増幅器４から見た負荷インピーダンスを模式的に示している。立上がり期間Ａから電流が一定値で流れる期間Ｂを経て立ち下がり期間Ｃの終了までに、負荷インピーダンスはＺ１，Ｚ２，Ｚ３と変化する。同様に、立上がり期間Ｄから電流が一定値で流れる期間Ｅを経て立ち下がり期間Ｆの終了までに、負荷インピーダンスはＺ１，Ｚ２，Ｚ３と変化する。
【００２０】
図５に各期間にシステムコントローラ１１の制御により選択される位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃを示している。負荷インピーダンスがＺ１となる立上がり期間Ａ，Ｄでは、スイッチＳＷ１がオンされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフされる。これにより、負荷インピーダンスＺ１に対して適当な周波数特性を有する第１の位相補償部４ａが選択され、安定的な動作が実現されるように位相補償がなされる。負荷インピーダンスがＺ２となる期間Ｂ，Ｅでは、スイッチＳＷ２がオンされ、スイッチＳＷ１，ＳＷ３はオフされる。これにより、負荷インピーダンスＺ２に対して適当な周波数特性を有する第２の位相補償部４ｂが選択され、安定的な動作が実現されるように位相補償がなされる。負荷インピーダンスがＺ３となる立ち下がり期間Ｃ，Ｆでは、スイッチＳＷ３がオンされ、スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフされる。これにより、負荷インピーダンスＺ３に対して適当な周波数特性を有する第３の位相補償部４ｃが選択され、安定的な動作が実現されるように位相補償がなされる。
【００２１】
このように負荷インピーダンスが変動しても、最適な周波数特性が得られ、勾配磁場増幅器４から勾配磁場生成コイル３に対し安定的に電流を供給することが可能となる。また、上述のように位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃは、増幅器４に対してそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を介して並列に接続されているので、周波数特性の高速な切替えを実現する。
【００２２】
（第２実施形態）
本実施形態は、電流立ち上げに共振を利用する共振インバータ方式の勾配磁場電源を含む勾配磁場発生装置に関する。この勾配磁場発生装置以外の構成は図１と同じである。
【００２３】
図６（ａ）は本実施形態の勾配磁場発生装置の構成図である。この勾配磁場発生装置は、勾配磁場コイルＬＧと、パルス発生器ＰＧからを受けて、波形信号に応じた電流値の電流を勾配磁場コイルＬＧに供給するための傾斜磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰと、勾配磁場コイルＬＧと共に直列共振回路を構成するための共振用コンデンサＣＲと、電源Ｇ−ＡＭＰに勾配磁場コイルＬＧが直結される第１の状態と、電源Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに共振用コンデンサＣＲを介して接続されて直列共振回路が形成される第２の状態とを切替え、且つ第２の状態において勾配磁場コイルＬＧに対する共振用コンデンサＣＲの接続極性が反転可能なようにブリッジ状に設けられた少なくとも４つのスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４各々のスイッチングを制御するコントローラＣＵとから構成される。
【００２４】
コントローラＣＵによるスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の基本的なスイッチング制御は、図１２（ａ）乃至（ｃ）、図１３（ａ）乃至（ｃ）に示した通りである。つまり、立上がり期間Ａでは、スイッチＳ２、Ｓ３がオンされる。これにより図１２（ａ）に示すように、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧとが直列共振回路を構成する。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はスイッチＳ２、コンデンサＣＲ、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び勾配磁場コイルＬＧの抵抗成分ＲＬを介して流れる。この期間Ａでは、コンデンサＣＲに充電されていた電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに高電圧として印加され、電流がＡの方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００２５】
所望の電流値（＋Ｉｐ）に達した時刻ｔ２からの期間Ｂでは、ＳＷ２がオフする。これにより図１２（ｂ）に示すように勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結される。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し安定的にフラット波形としてＡ方向に流れる。この期間Ｂでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【００２６】
立ち下がり期間Ｃでは、スイッチＳ３がオフになる。これにより図１２（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ４、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し流れる。この期間Ｃでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＡの方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００２７】
反転電流の立上がり期間Ｄでは、スイッチＳ１、Ｓ４がオンされる。これにより図１３（ａ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、スイッチＳ４、コンデンサＣＲ、スイッチＳ１を介して流れ込む。この期間Ｄでは、コンデンサＣＲの電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに期間Ａと逆向きに高電圧として印加され、電流がＢ方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００２８】
所望の電流値（−Ｉｐ）に達した時刻ｔ６からの期間Ｅは、ＳＷ４がオフする。これにより図１３（ｂ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、スイッチＳ１を介して安定的にフラット波形としてＢ方向に流れ込む。この期間Ｅでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【００２９】
立ち下がり期間Ｆでは、スイッチＳ１がオフになる。これにより図１３（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ２を介して流れ込む。この期間Ｆでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＢ方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００３０】
次に本実施形態による特徴的な動作を説明する。本動作は、電流立上がり期間Ａ，Ｄ、及び立下がり期間Ｃ，Ｆに要する時間を可変にするための動作であり、コントローラＣＵによるスイッチング制御のみにより実現される。図７は電流立上がり期間Ａにおける電流値の時間変化を示す。電流立上がり期間Ａにおいて、コントローラＣＵによる制御のもとで、図１２（ｂ）に示す電源Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結される第１の状態と、図１２（ａ）に示す勾配磁場コイルＬＧが電源Ｇ−ＡＭＰに共振用コンデンサＣＲを介して接続され、勾配磁場コイルＬＧと共振用コンデンサＣＲとで直列共振回路が形成される第２の状態とが交互に切替えられる。図７において、期間ＰA は第２の状態が継続される期間を示し、期間ＰB は第１の状態が継続される期間を示している。期間ＰA では、直列共振回路が形成され、その共振周波数に応じた正弦波形に沿って電流が増加する。一方、期間ＰB では、電源Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結されるので、期間ＰB の当初の電流値に維持され、もしくは電源Ｇ−ＡＭＰのみで制御可能な範囲で、入力波形に漸近するようにコントロールされる。
【００３１】
つまり、本実施形態では、電流立ち上げ期間に、第２の状態と第１の状態とを時分割で交互に用いることにより、第２の状態のみ維持するよりも電流立ち上げ期間を実質的に長期化することが可能となる。さらに電流立ち上げ期間は、この立ち上げ期間内の期間ＰA の合計期間と期間ＰB の合計期間との割合に応じて決定される。正弦波形に近似するために、期間ＰA と期間ＰB を高速で交互に切替えることが必要とされる。上記割合の変化は、期間ＰA の１回当たりの継続時間と期間ＰB の１回当たりの継続時間との少なくとも一方を変化させることにより実現され、制御的に簡易な好ましい方法としては、例えば期間ＰA の１回当たりの継続時間を一定として、期間ＰB の１回当たりの継続時間を単位時間（１ステップ）の実数倍に変化させることにより実現される。図８（ａ）には、期間ＰB の１回当たりの継続時間を１ステップとした場合の電流波形を示し、図８（ｂ）には、期間ＰB の１回当たりの継続時間を２ステップとした場合の電流波形を示し、図８（ｃ）には、期間ＰB の１回当たりの継続時間を３ステップとした場合の電流波形を示している。図９に図８（ａ）乃至（ｃ）の電流の立ち上げ波形を一元的に示す。
【００３２】
上記制御により、正弦波のピークまでの時間若しくは共振周波数が可変となることがわかる。これは図１７に示すコンスタントライズタイム制御も可能であることを示している。今、勾配磁場電源で流せる最大電流をＩp 、制御しようとする目標電流値をＩx 、最短の立上がり時間をｔとすると、次の（１）式が与えられる。
【００３３】
Ｉx ＝Ｉp ・sin(（π／２Ｔ）・ｔ) …（１）
なお、Ｔは勾配磁場コイルのインダクタンスＬと、共振用コンデンサの容量Ｃとで決まる共振周波数の１／４周期を示すので、（２）式が成立する。
【００３４】
ｆ＝１／（２・π・（Ｌ・Ｃ）1/2 ）＝１／（４・Ｔ） …（２）
（２）式から、Ｔは（３）式で与えられる。
【００３５】
Ｔ＝（π・（Ｌ・Ｃ）1/2 ）／２ …（３）
また、ｔr を目標電流値Ｉx に到達するまでに必要な時間とすると、立上がり時間が最短のｔからｔr に延長されるように、スイッチング制御がなされる。なお、最短の立上がり時間ｔは、（１）式を変形することにより、（４）式で与えられる。
【００３６】
ｔ＝（（２・Ｔ）／π）・ sin-1（Ｉx ／Ｉp ） …（４）
次に図７の共振状態の期間ＰA と、非共振状態の期間ＰB を用いて考える。ここで、期間ＰB では振幅上昇はないとし、最小スイッチングタイム△ｔ（△ｔ＝ＰA とする）、目標電流値Ｉx に到達するまでに必要なスイッチング回数をＮとすると、必要な立上がり時間ｔr は（５）式で与えられる。
【００３７】
ｔr ＝（ＰA ＋ＰB ）・Ｎ＝△ｔ・Ｎ＋ＰB ・Ｎ …（５）
また、最短の立上がり時間ｔは、（６）式で与えられる。
【００３８】
ｔ＝△ｔ・Ｎ …（６）
（６）式を変形すると（７）式が与えられる。
【００３９】
Ｎ＝ｔ／△ｔ …（７）
さらに、（７）式は、（４）式から（８）式に変形される。
Ｎ＝（（２・Ｔ）／（π・△ｔ））・ sin-1（Ｉx ／Ｉp ）…（８）
非共振状態の期間ＰB は、必要な立上がり時間ｔr を得るために、ｔからｔrへの延長時間と、スイッチング回数Ｎとに基づいて、（９）式で与えられる。
【００４０】
ＰB ＝（ｔr −ｔ）／Ｎ …（９）
したがって、立上がり時間を最短のｔからｔr に延長するには、非共振状態の期間ＰB を（１０）式にしたがって求めればよい。
【００４１】
ＰB ＝｛△ｔ・（π− 2・ sin-1(Ix/Ip))｝／｛ 2・ sin-1(Ix/Ip) ｝ …（１０）
（１０）式にしたがって、非共振状態の期間ＰB を設定することにより、所望の立上がり時間ｔr を得ることができ、コンスタントライズタイムでの制御が可能である。
【００４２】
なお、期間ＰB の１回当たりの継続時間のステップ数の決定は、コントローラＣＵに依存される。コントローラＣＵは、勾配磁場発生前にシステムコントローラ１１から、必要とされる立上がり期間Ｔのデータを受け取り、この立上がり期間Ｔを実現する期間ＰB の１回当たりの継続時間のステップ数を決定する。例えば、立上がり期間Ｔとステップ数との様々な対応をＲＯＭ化することが好ましい。さらに、コントローラＣＵは、パルス発生器ＰＧからの波形信号を入力し、この信号値（電流値）ＳＬと、実際に勾配磁場コイルＬＧから検出した電流値ＤＬとを逐次比較し、ＳＬ＞ＤＬであれば、上記決定したステップ数を減少し、またＳＬ＜ＤＬであれば、上記決定したステップ数を増加するフィードバック制御を実行する。
【００４３】
このように本実施形態によれば、電流立ち上げに共振方式を採用する勾配磁場発生装置において、電流立ち上げ期間を変化させて、勾配磁場電流のスルーレート（電流変化の傾き）を可変することが可能になる。なお、電流の立上がり曲線は、階段波になるが、これはパルス発生器ＰＧの最終段にローパスフィルタを内蔵されることにより軽減される。
【００４４】
（第３実施形態）
本実施形態は、高電圧電源を電流立上げ期間に補助的に使用して、急峻な電流立ち上げを可能とする勾配磁場発生装置の改良に関する。図１０に本実施形態に係る勾配磁場発生装置の構成を示す。電源（増幅器）２０は、勾配磁場コイル２１と共に直列回路を構成し、勾配磁場コイル２１に供給するための電流を発生する。電流立上げ期間に補助的に使用される高電圧電源２２は、スイッチＳＷ５及びブリッジ状に構成された４つのスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介して上記直列回路に極性反転可能に接続される。ローパスフィルタ２３，２４は、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の高速なスイッチングにより発生するスイッチングノイズの影響を除去するために、上記直列回路の両端であって、上記直列回路と高電圧電源２２との間に介在される。さらに、スイッチ２５，２６は、高電圧電源２２と上記直列回路との間にローパスフィルタ２３，２４が介在される第１の状態と、高電圧電源２２がスイッチＳＷ５を介して上記直列回路に直結される第２の状態とを切替えることができるように、ローパスフィルタ２３，２４それぞれと並列に設けられる。また図示しないコントローラは、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ５、及びスイッチ２５，２６の各々のスイッチングを制御する。
【００４５】
このような構成において、電流立ち上げ期間に、図１６（ｂ），図１６（ｃ）のような正弦波を基本とした電流波形を得ようとする場合、スイッチＳＷ１，ＳＷ４（反対極性のときはＳＷ２，ＳＷ３）がオンされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３（反対極性のときはＳＷ１，ＳＷ４）がオフされ、電源２０に加えて高電圧電源２２をスイッチＳＷ５を介して補助的に使用する状態Ａと、スイッチＳＷがオフされ、スイッチＳＷ１，ＳＷ３若しくはスイッチＳＷ２，ＳＷ４の少なくとも１組のスイッチがオンされて、電源２０のみ単独で使用される状態Ｂとが、交互に高速で切替えられる。状態Ａでは、急峻に電流値が増減し、状態Ｂではより低い電流値の調整が行なわれる。正負の極性反転も含め、状態Ａ及び状態Ｂの期間を変化させることにより、電流波形を正弦波形に近似させることが可能である。なお、この状態Ａの場合、大まかな波形は高電圧電源２２を高速スイッチングするブリッジ状接続のスイッチで形成され、残りの細かな波形整形は電源２０で行なわれている。
【００４６】
この電流立ち上げ期間には、スイッチ２５，２６は共にオフされる。これにより高電圧電源２２と上記直列回路との間にローパスフィルタ２３，２４が介在される第１の状態が維持される。したがってローパスフィルタ２３，２４により、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の高速なスイッチングにより発生するスイッチングノイズの影響が除去され、また電流波形が平滑化される。このとき、電源２０も波形を整形するように働く。
【００４７】
さらに本実施形態では、上記スイッチ動作において、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３の２組のスイッチを高速にオン／オフの比率を変えることにより、図１６（ａ）に示すような急峻な矩形波形の立ち上げが必要な場合、高速スイッチングは不要とされ、スイッチＳＷ５をオンした状態で、スイッチＳＷ１，ＳＷ４（反対極性のときはＳＷ２，ＳＷ３）が継続的にオンされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３（反対極性のときはＳＷ１，ＳＷ４）が継続的にオフされる。この場合、スイッチ２５，２６は継続的にオンされる。これにより、高電圧電源２２及びスイッチＳＷ５と、電源２０と勾配磁場コイル２１とからなる直列回路との間からローパスフィルタ２３，２４がパスされ、高電圧電源２２がスイッチＳＷ５を介して直列回路に直結される第２の状態が継続的に設定される。これにより矩形波形の急峻な立ち上げが可能となる。
【００４８】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００４９】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば正弦波形に近似的に電流を立ち上げるとき、勾配磁場コイルと電源とからなる直列回路と高電圧電源との間に介在するスイッチ手段は高速にスイッチング動作を行う。この高速スイッチングによるスイッチングノイズの影響はローパスフィルタで除去される。また、高速スイッチングにより階段状の電流波形となるが、この電流波形は電源の整形機能及びローパスフィルタの平滑作用により正弦波形により近似される。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態による磁気共鳴診断装置の構成図。
【図２】図１の勾配磁場増幅器の構成図。
【図３】負荷インピーダンスの時間変化を示す図。
【図４】図３の各期間における負荷インピーダンスを示す図。
【図５】図３の各期間に選択される位相補償部を示す図。
【図６】第２実施形態により勾配磁場発生装置の構成図。
【図７】第２実施形態による立ち上げ期間の電流波形の詳細図。
【図８】第２実施形態によるスルーレートの変化を示す図。
【図９】第２実施形態による電流立ち上げ期間の変化を示す図。
【図１０】第３実施形態による勾配磁場発生装置の構成図。
【図１１】従来の共振方式の勾配磁場発生装置の構成図。
【図１２】勾配磁場コイルの供給される電流の立ち上げ期間、安定期間、立下げ期間各々の期間に形成される回路構成の変化を示す図。
【図１３】勾配磁場コイルの供給される極性反転の電流の立ち上げ期間、安定期間、立下げ期間各々の期間に形成される回路構成の変化を示す図。
【図１４】負荷インピーダンスの変化を示す図。
【図１５】従来の高電圧電源を補助的に使用する勾配磁場発生装置の構成図。
【図１６】勾配磁場電流波形の様々な態様を示す図。
【図１７】勾配磁場電流のコンスタントライズタイム振幅制御法を説明するための図。
【符号の説明】
１…静磁場磁石、２…励磁用電源、３…勾配磁場生成コイル、４…勾配磁場増幅器、５…被検体、６…寝台、７…送信用プローブ、８…送信部、９…受信用プローブ、１０…受信部、１１…システムコントローラ、１２…データ収集部、１３…電子計算機、１４…コンソール、１５…画像ディスプレイ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気共鳴診断装置内の勾配磁場の発生を担う共振型勾配磁場発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気共鳴画像の画像化に必要な全てのデータを数十ミリ秒で収集する高速イメージング技術には、勾配磁場の高速なスイッチングが不可欠である。通常のＭＲＩシステムでは、インダクタンス成分が数ミリヘンリー、抵抗成分が数百ミリオーム程度の勾配磁場コイルが用いられる。例えば、１ミリヘンリー、２００ミリオームの勾配磁場コイルを用い、１５０ミリアンペアの電流を１ミリ秒前後で立ち上げようとすると、勾配磁場増幅器の出力電圧には１８０ボルト必要になる。また、高速イメージングのため同構成で１５０アンペアの電流を例えば２００マイクロ秒で立ち上げようとすると、７８０ボルトもの電圧が必要となる。従来使用されていた勾配磁場増幅器の性能は、その出力段での発生可能な電圧が２００ボルト程度であるため、高速イメージングを行う場合には、勾配磁場増幅器に構成上の工夫が施されてきた。
【０００３】
例えば、米国特許５，２４５，２８７号では、ブリッジ回路の各々の一辺を、１つの半導体スイッチ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ、ＩＧＢＴ）と、これと逆導通方向に１つのダイオードとを並列に組み合わせた構成とし、このブリッジ回路に接続される共振用コンデンサと対角の位置に勾配磁場コイルを経由した勾配磁場電源を配置している。
【０００４】
この共振を利用して電流を立上げる勾配磁場発生装置の構成を図１１（ａ）に示す。勾配磁場コイルＬＧに、同図（ｂ）のような電流を流す時の動作を説明する。同図（ｃ）は一連の動作の中の各半導体スイッチＳ１〜Ｓ４とダイオードＤ１〜Ｄ４の導通状態を示す。勾配磁場コイルＬＧと共に共振回路を構成するコンデンサＣＲには高電圧がプリチャージされる。立上がり期間Ａでは、スイッチＳ２、Ｓ３がオンされる。これにより図１２（ａ）に示すように、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧとが直列共振回路を構成する。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はスイッチＳ２、コンデンサＣＲ、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び勾配磁場コイルＬＧの抵抗成分ＲＬを介して流れる。この期間Ａでは、コンデンサＣＲに充電されていた電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに高電圧として印加され、電流がＡの方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【０００５】
所望の電流値（＋Ｉｐ）に達した時刻ｔ２からの期間Ｂでは、ＳＷ２がオフする。これにより図１２（ｂ）に示すように勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結される。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し安定的にフラット波形としてＡ方向に流れる。この期間Ｂでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【０００６】
立ち下がり期間Ｃでは、スイッチＳ３がオフになる。これにより図１２（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ４、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し流れる。この期間Ｃでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＡの方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【０００７】
反転電流の立上がり期間Ｄでは、スイッチＳ１、Ｓ４がオンされる。これにより図１３（ａ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、スイッチＳ４、コンデンサＣＲ、スイッチＳ１を介して流れ込む。この期間Ｄでは、コンデンサＣＲの電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに期間Ａと逆向きに高電圧として印加され、電流がＢ方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【０００８】
所望の電流値（−Ｉｐ）に達した時刻ｔ６からの期間Ｅは、ＳＷ４がオフする。これにより図１３（ｂ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、スイッチＳ１を介して安定的にフラット波形としてＢ方向に流れ込む。この期間Ｅでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【０００９】
立ち下がり期間Ｆでは、スイッチＳ１がオフになる。これにより図１３（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ２を介して流れ込む。この期間Ｆでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＢ方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００１０】
図１４（ａ）は勾配磁場増幅器から見たインバータ回路のインピーダンスについてまとめたものである。期間Ａ、Ｃ、Ｄ、Ｆでは、同図（ｂ）のようにコンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧの合成インピーダンス（ＺＣ＋ＺＬ）が負荷となる。また、期間Ｂ、Ｅでは、同図（ｃ）のように勾配磁場コイルＬＧのインピーダンス（ＺＬ）のみが負荷となる。
【００１１】
安定な動作をさせるために勾配磁場増幅器には位相補償回路が付加されるが、上述したような高速で変動する負荷インピーダンスに追従して最適な位相補償を実現することはできない。
【００１２】
また、上述のような電流立ち上げに共振を利用する勾配磁場電源において、立上がり時間を変化させるには、共振周波数を変化させることが必要である。しかし、このためには容量の異なる複数個のコンデンサとそれらを選択する回路を追加する必要があり、構成が複雑化する。
【００１３】
また、図１５のように通常の電源の他に、高電圧電源を設け、勾配磁場の立上がり期間に高電圧電源を補助的に使用して、図１６（ａ）のような矩形波形を急峻に立上げることを可能にするものがある。ある種のシーケンスでは矩形波形に代えて、図１６（ｂ），図１６（ｃ）のような正弦波を基本とした波形が必要となる場合がある。図１５の構成でこの種の波形を得るには、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の高速なスイッチングが必要である。しかし、高速なスイッチングは、スイッチングノイズを発生させ、データのＳ／Ｎを低下させてしまう。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、スイッチングノイズの影響を軽減できる勾配磁場発生装置を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、勾配磁場コイルと、前記勾配磁場コイルと共に直列回路を構成し、前記勾配磁場コイルに供給するための電流を発生する電源と、電流立上げ期間に補助的に使用される高電圧電源と、前記直列回路と前記高電圧電源との接続を制御するためのスイッチ手段と、前記直列回路と前記スイッチ手段との間に介在されるローパスフィルタと、前記高電圧電源が前記スイッチ手段と前記ローパスフィルタとを介して前記直列回路に接続される第１の状態と、前記高電圧電源が前記スイッチ手段を介して前記直列回路に接続される第２の状態とを切替えるための切替え手段とを具備する。
（作用）
本発明によれば、例えば正弦波形に近似的に電流を立ち上げるとき、勾配磁場コイルと電源とからなる直列回路と高電圧電源との間に介在するスイッチ手段は高速にスイッチング動作を行う。このとき切り替え手段により第１の状態が維持され、高速スイッチングによるスイッチングノイズの影響はローパスフィルタで除去される。また、切り替え手段による第２の状態が維持されるとき、ローパスフィルタがパスされるので、矩形波形の急峻な立ち上げに好適である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。
【００１７】
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態の磁気共鳴診断装置のブロック図である。静磁場磁石１は励磁用電源２から電流供給を受けて被検体５に一様な静磁場を印加する。勾配磁場コイル３は、勾配磁場増幅器４から電流供給を受けて直交するＸ，Ｙ，Ｚ各方向にそれぞれ独立して磁場強度が直線的に変化する勾配磁場Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを印加する。勾配磁場増幅器４は、増幅器本体と、安定的動作を実現するための位相補償手段とから構成される。送信用プローブ（送信用ＲＦコイル）７は送信部８から高周波電流を受けて被検体５に高周波磁場（ＲＦパルス）を印加する。被検体５の例えばプロトン原子核からの磁気共鳴信号は受信用プローブ９を介して受信部１０で受信され、増幅及び検波された後、デ−タ収集部１２でＡ／Ｄ変換され、電子計算機１３に画像再構成用データとして送り込まれる。電子計算機１３は画像再構成用データに対してフーリエ変換を含む画像再構成処理を実行しＭＲ画像を再構成する。ＭＲ画像データは画像ディスプレイ１５に送られＭＲ画像としてビジュアルに表示される。システムコントローラ１１は励磁用電源２、勾配磁場増幅器４、送信部８、受信部１０、データ収集部１２をシーケンシャルに制御して所定のパルスシーケンスを実行する。
【００１８】
図２は、勾配磁場増幅器４の構成図である。増幅器本体４ｄには、負帰還で位相補償手段が装備される。この位相補償手段は、高速で周波数特性を変化させることが可能なように、周波数特性の異なる複数、ここでは３つの位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃがそれぞれ対応するスイッチＳＷ１，ＳＷＥ２，ＳＷ３を介して並列に接続され、スイッチＳＷ１，ＳＷＥ２，ＳＷ３がシステムコントローラ１１に制御されることにより位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃが択一的に選択されるようになっている。各位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃは、直列接続された抵抗ＲとコンデンサＣからなる。各位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃの抵抗ＲとコンデンサＣはそれぞれの抵抗値及び容量は、後述する負荷インピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３に応じて、それぞれ適当な周波数特性に設定され、それぞれ適当な位相補償を実現するように設定されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は高速スイッチングを可能とするようにＩＧＢＴ（ゲート・ターンオフ・サイリスタ）等の半導体スイッチで構成されることが好ましい。
【００１９】
図３に一連のシーケンスで勾配磁場増幅器４から流れる電流と、負荷インピーダンスとの時間的変化を示す。図４（ａ）に図３の期間Ａ，Ｄ、図４（ｂ）に図３の期間Ｂ，Ｅ、図４（ｃ）に図３の期間Ｃ，Ｆの勾配磁場増幅器４から見た負荷インピーダンスを模式的に示している。立上がり期間Ａから電流が一定値で流れる期間Ｂを経て立ち下がり期間Ｃの終了までに、負荷インピーダンスはＺ１，Ｚ２，Ｚ３と変化する。同様に、立上がり期間Ｄから電流が一定値で流れる期間Ｅを経て立ち下がり期間Ｆの終了までに、負荷インピーダンスはＺ１，Ｚ２，Ｚ３と変化する。
【００２０】
図５に各期間にシステムコントローラ１１の制御により選択される位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃを示している。負荷インピーダンスがＺ１となる立上がり期間Ａ，Ｄでは、スイッチＳＷ１がオンされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフされる。これにより、負荷インピーダンスＺ１に対して適当な周波数特性を有する第１の位相補償部４ａが選択され、安定的な動作が実現されるように位相補償がなされる。負荷インピーダンスがＺ２となる期間Ｂ，Ｅでは、スイッチＳＷ２がオンされ、スイッチＳＷ１，ＳＷ３はオフされる。これにより、負荷インピーダンスＺ２に対して適当な周波数特性を有する第２の位相補償部４ｂが選択され、安定的な動作が実現されるように位相補償がなされる。負荷インピーダンスがＺ３となる立ち下がり期間Ｃ，Ｆでは、スイッチＳＷ３がオンされ、スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフされる。これにより、負荷インピーダンスＺ３に対して適当な周波数特性を有する第３の位相補償部４ｃが選択され、安定的な動作が実現されるように位相補償がなされる。
【００２１】
このように負荷インピーダンスが変動しても、最適な周波数特性が得られ、勾配磁場増幅器４から勾配磁場生成コイル３に対し安定的に電流を供給することが可能となる。また、上述のように位相補償部４ａ，４ｂ，４ｃは、増幅器４に対してそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を介して並列に接続されているので、周波数特性の高速な切替えを実現する。
【００２２】
（第２実施形態）
本実施形態は、電流立ち上げに共振を利用する共振インバータ方式の勾配磁場電源を含む勾配磁場発生装置に関する。この勾配磁場発生装置以外の構成は図１と同じである。
【００２３】
図６（ａ）は本実施形態の勾配磁場発生装置の構成図である。この勾配磁場発生装置は、勾配磁場コイルＬＧと、パルス発生器ＰＧからを受けて、波形信号に応じた電流値の電流を勾配磁場コイルＬＧに供給するための傾斜磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰと、勾配磁場コイルＬＧと共に直列共振回路を構成するための共振用コンデンサＣＲと、電源Ｇ−ＡＭＰに勾配磁場コイルＬＧが直結される第１の状態と、電源Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに共振用コンデンサＣＲを介して接続されて直列共振回路が形成される第２の状態とを切替え、且つ第２の状態において勾配磁場コイルＬＧに対する共振用コンデンサＣＲの接続極性が反転可能なようにブリッジ状に設けられた少なくとも４つのスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４各々のスイッチングを制御するコントローラＣＵとから構成される。
【００２４】
コントローラＣＵによるスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の基本的なスイッチング制御は、図１２（ａ）乃至（ｃ）、図１３（ａ）乃至（ｃ）に示した通りである。つまり、立上がり期間Ａでは、スイッチＳ２、Ｓ３がオンされる。これにより図１２（ａ）に示すように、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧとが直列共振回路を構成する。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はスイッチＳ２、コンデンサＣＲ、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び勾配磁場コイルＬＧの抵抗成分ＲＬを介して流れる。この期間Ａでは、コンデンサＣＲに充電されていた電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに高電圧として印加され、電流がＡの方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００２５】
所望の電流値（＋Ｉｐ）に達した時刻ｔ２からの期間Ｂでは、ＳＷ２がオフする。これにより図１２（ｂ）に示すように勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結される。勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、スイッチＳ３、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し安定的にフラット波形としてＡ方向に流れる。この期間Ｂでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【００２６】
立ち下がり期間Ｃでは、スイッチＳ３がオフになる。これにより図１２（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰからの電流はダイオードＤ１、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ４、勾配磁場コイルＬＧ及び抵抗成分ＲＬを介し流れる。この期間Ｃでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＡの方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００２７】
反転電流の立上がり期間Ｄでは、スイッチＳ１、Ｓ４がオンされる。これにより図１３（ａ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、スイッチＳ４、コンデンサＣＲ、スイッチＳ１を介して流れ込む。この期間Ｄでは、コンデンサＣＲの電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに期間Ａと逆向きに高電圧として印加され、電流がＢ方向に増加しつつ流れる。立ち上り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００２８】
所望の電流値（−Ｉｐ）に達した時刻ｔ６からの期間Ｅは、ＳＷ４がオフする。これにより図１３（ｂ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、スイッチＳ１を介して安定的にフラット波形としてＢ方向に流れ込む。この期間Ｅでは、コンデンサＣＲにあった電荷エネルギーは、勾配磁場コイルＬＧに誘導エネルギーとして蓄えられる。
【００２９】
立ち下がり期間Ｆでは、スイッチＳ１がオフになる。これにより図１３（ｃ）の回路が形成され、勾配磁場増幅器Ｇ−ＡＭＰへ電流が抵抗成分ＲＬ、勾配磁場コイルＬＧ、ダイオードＤ３、コンデンサＣＲ、ダイオードＤ２を介して流れ込む。この期間Ｆでは、勾配磁場コイルＬＧに蓄えられていた誘導エネルギーは、コンデンサＣＲに再び電荷エネルギーとして蓄えられ、電流はＢ方向に流れ、減少していく。立ち下り電流の時定数は、コンデンサＣＲと勾配磁場コイルＬＧで決定され、パルス発生源ＰＧからの入力波形に準じたものである。
【００３０】
次に本実施形態による特徴的な動作を説明する。本動作は、電流立上がり期間Ａ，Ｄ、及び立下がり期間Ｃ，Ｆに要する時間を可変にするための動作であり、コントローラＣＵによるスイッチング制御のみにより実現される。図７は電流立上がり期間Ａにおける電流値の時間変化を示す。電流立上がり期間Ａにおいて、コントローラＣＵによる制御のもとで、図１２（ｂ）に示す電源Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結される第１の状態と、図１２（ａ）に示す勾配磁場コイルＬＧが電源Ｇ−ＡＭＰに共振用コンデンサＣＲを介して接続され、勾配磁場コイルＬＧと共振用コンデンサＣＲとで直列共振回路が形成される第２の状態とが交互に切替えられる。図７において、期間ＰA は第２の状態が継続される期間を示し、期間ＰB は第１の状態が継続される期間を示している。期間ＰA では、直列共振回路が形成され、その共振周波数に応じた正弦波形に沿って電流が増加する。一方、期間ＰB では、電源Ｇ−ＡＭＰが勾配磁場コイルＬＧに直結されるので、期間ＰB の当初の電流値に維持され、もしくは電源Ｇ−ＡＭＰのみで制御可能な範囲で、入力波形に漸近するようにコントロールされる。
【００３１】
つまり、本実施形態では、電流立ち上げ期間に、第２の状態と第１の状態とを時分割で交互に用いることにより、第２の状態のみ維持するよりも電流立ち上げ期間を実質的に長期化することが可能となる。さらに電流立ち上げ期間は、この立ち上げ期間内の期間ＰA の合計期間と期間ＰB の合計期間との割合に応じて決定される。正弦波形に近似するために、期間ＰA と期間ＰB を高速で交互に切替えることが必要とされる。上記割合の変化は、期間ＰA の１回当たりの継続時間と期間ＰB の１回当たりの継続時間との少なくとも一方を変化させることにより実現され、制御的に簡易な好ましい方法としては、例えば期間ＰA の１回当たりの継続時間を一定として、期間ＰB の１回当たりの継続時間を単位時間（１ステップ）の実数倍に変化させることにより実現される。図８（ａ）には、期間ＰB の１回当たりの継続時間を１ステップとした場合の電流波形を示し、図８（ｂ）には、期間ＰB の１回当たりの継続時間を２ステップとした場合の電流波形を示し、図８（ｃ）には、期間ＰB の１回当たりの継続時間を３ステップとした場合の電流波形を示している。図９に図８（ａ）乃至（ｃ）の電流の立ち上げ波形を一元的に示す。
【００３２】
上記制御により、正弦波のピークまでの時間若しくは共振周波数が可変となることがわかる。これは図１７に示すコンスタントライズタイム制御も可能であることを示している。今、勾配磁場電源で流せる最大電流をＩp 、制御しようとする目標電流値をＩx 、最短の立上がり時間をｔとすると、次の（１）式が与えられる。
【００３３】
Ｉx ＝Ｉp ・sin(（π／２Ｔ）・ｔ) …（１）
なお、Ｔは勾配磁場コイルのインダクタンスＬと、共振用コンデンサの容量Ｃとで決まる共振周波数の１／４周期を示すので、（２）式が成立する。
【００３４】
ｆ＝１／（２・π・（Ｌ・Ｃ）1/2 ）＝１／（４・Ｔ） …（２）
（２）式から、Ｔは（３）式で与えられる。
【００３５】
Ｔ＝（π・（Ｌ・Ｃ）1/2 ）／２ …（３）
また、ｔr を目標電流値Ｉx に到達するまでに必要な時間とすると、立上がり時間が最短のｔからｔr に延長されるように、スイッチング制御がなされる。なお、最短の立上がり時間ｔは、（１）式を変形することにより、（４）式で与えられる。
【００３６】
ｔ＝（（２・Ｔ）／π）・ sin-1（Ｉx ／Ｉp ） …（４）
次に図７の共振状態の期間ＰA と、非共振状態の期間ＰB を用いて考える。ここで、期間ＰB では振幅上昇はないとし、最小スイッチングタイム△ｔ（△ｔ＝ＰA とする）、目標電流値Ｉx に到達するまでに必要なスイッチング回数をＮとすると、必要な立上がり時間ｔr は（５）式で与えられる。
【００３７】
ｔr ＝（ＰA ＋ＰB ）・Ｎ＝△ｔ・Ｎ＋ＰB ・Ｎ …（５）
また、最短の立上がり時間ｔは、（６）式で与えられる。
【００３８】
ｔ＝△ｔ・Ｎ …（６）
（６）式を変形すると（７）式が与えられる。
【００３９】
Ｎ＝ｔ／△ｔ …（７）
さらに、（７）式は、（４）式から（８）式に変形される。
Ｎ＝（（２・Ｔ）／（π・△ｔ））・ sin-1（Ｉx ／Ｉp ）…（８）
非共振状態の期間ＰB は、必要な立上がり時間ｔr を得るために、ｔからｔrへの延長時間と、スイッチング回数Ｎとに基づいて、（９）式で与えられる。
【００４０】
ＰB ＝（ｔr −ｔ）／Ｎ …（９）
したがって、立上がり時間を最短のｔからｔr に延長するには、非共振状態の期間ＰB を（１０）式にしたがって求めればよい。
【００４１】
ＰB ＝｛△ｔ・（π− 2・ sin-1(Ix/Ip))｝／｛ 2・ sin-1(Ix/Ip) ｝ …（１０）
（１０）式にしたがって、非共振状態の期間ＰB を設定することにより、所望の立上がり時間ｔr を得ることができ、コンスタントライズタイムでの制御が可能である。
【００４２】
なお、期間ＰB の１回当たりの継続時間のステップ数の決定は、コントローラＣＵに依存される。コントローラＣＵは、勾配磁場発生前にシステムコントローラ１１から、必要とされる立上がり期間Ｔのデータを受け取り、この立上がり期間Ｔを実現する期間ＰB の１回当たりの継続時間のステップ数を決定する。例えば、立上がり期間Ｔとステップ数との様々な対応をＲＯＭ化することが好ましい。さらに、コントローラＣＵは、パルス発生器ＰＧからの波形信号を入力し、この信号値（電流値）ＳＬと、実際に勾配磁場コイルＬＧから検出した電流値ＤＬとを逐次比較し、ＳＬ＞ＤＬであれば、上記決定したステップ数を減少し、またＳＬ＜ＤＬであれば、上記決定したステップ数を増加するフィードバック制御を実行する。
【００４３】
このように本実施形態によれば、電流立ち上げに共振方式を採用する勾配磁場発生装置において、電流立ち上げ期間を変化させて、勾配磁場電流のスルーレート（電流変化の傾き）を可変することが可能になる。なお、電流の立上がり曲線は、階段波になるが、これはパルス発生器ＰＧの最終段にローパスフィルタを内蔵されることにより軽減される。
【００４４】
（第３実施形態）
本実施形態は、高電圧電源を電流立上げ期間に補助的に使用して、急峻な電流立ち上げを可能とする勾配磁場発生装置の改良に関する。図１０に本実施形態に係る勾配磁場発生装置の構成を示す。電源（増幅器）２０は、勾配磁場コイル２１と共に直列回路を構成し、勾配磁場コイル２１に供給するための電流を発生する。電流立上げ期間に補助的に使用される高電圧電源２２は、スイッチＳＷ５及びブリッジ状に構成された４つのスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４を介して上記直列回路に極性反転可能に接続される。ローパスフィルタ２３，２４は、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の高速なスイッチングにより発生するスイッチングノイズの影響を除去するために、上記直列回路の両端であって、上記直列回路と高電圧電源２２との間に介在される。さらに、スイッチ２５，２６は、高電圧電源２２と上記直列回路との間にローパスフィルタ２３，２４が介在される第１の状態と、高電圧電源２２がスイッチＳＷ５を介して上記直列回路に直結される第２の状態とを切替えることができるように、ローパスフィルタ２３，２４それぞれと並列に設けられる。また図示しないコントローラは、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ５、及びスイッチ２５，２６の各々のスイッチングを制御する。
【００４５】
このような構成において、電流立ち上げ期間に、図１６（ｂ），図１６（ｃ）のような正弦波を基本とした電流波形を得ようとする場合、スイッチＳＷ１，ＳＷ４（反対極性のときはＳＷ２，ＳＷ３）がオンされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３（反対極性のときはＳＷ１，ＳＷ４）がオフされ、電源２０に加えて高電圧電源２２をスイッチＳＷ５を介して補助的に使用する状態Ａと、スイッチＳＷがオフされ、スイッチＳＷ１，ＳＷ３若しくはスイッチＳＷ２，ＳＷ４の少なくとも１組のスイッチがオンされて、電源２０のみ単独で使用される状態Ｂとが、交互に高速で切替えられる。状態Ａでは、急峻に電流値が増減し、状態Ｂではより低い電流値の調整が行なわれる。正負の極性反転も含め、状態Ａ及び状態Ｂの期間を変化させることにより、電流波形を正弦波形に近似させることが可能である。なお、この状態Ａの場合、大まかな波形は高電圧電源２２を高速スイッチングするブリッジ状接続のスイッチで形成され、残りの細かな波形整形は電源２０で行なわれている。
【００４６】
この電流立ち上げ期間には、スイッチ２５，２６は共にオフされる。これにより高電圧電源２２と上記直列回路との間にローパスフィルタ２３，２４が介在される第１の状態が維持される。したがってローパスフィルタ２３，２４により、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４の高速なスイッチングにより発生するスイッチングノイズの影響が除去され、また電流波形が平滑化される。このとき、電源２０も波形を整形するように働く。
【００４７】
さらに本実施形態では、上記スイッチ動作において、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３の２組のスイッチを高速にオン／オフの比率を変えることにより、図１６（ａ）に示すような急峻な矩形波形の立ち上げが必要な場合、高速スイッチングは不要とされ、スイッチＳＷ５をオンした状態で、スイッチＳＷ１，ＳＷ４（反対極性のときはＳＷ２，ＳＷ３）が継続的にオンされ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３（反対極性のときはＳＷ１，ＳＷ４）が継続的にオフされる。この場合、スイッチ２５，２６は継続的にオンされる。これにより、高電圧電源２２及びスイッチＳＷ５と、電源２０と勾配磁場コイル２１とからなる直列回路との間からローパスフィルタ２３，２４がパスされ、高電圧電源２２がスイッチＳＷ５を介して直列回路に直結される第２の状態が継続的に設定される。これにより矩形波形の急峻な立ち上げが可能となる。
【００４８】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【００４９】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば正弦波形に近似的に電流を立ち上げるとき、勾配磁場コイルと電源とからなる直列回路と高電圧電源との間に介在するスイッチ手段は高速にスイッチング動作を行う。この高速スイッチングによるスイッチングノイズの影響はローパスフィルタで除去される。また、高速スイッチングにより階段状の電流波形となるが、この電流波形は電源の整形機能及びローパスフィルタの平滑作用により正弦波形により近似される。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施形態による磁気共鳴診断装置の構成図。
【図２】図１の勾配磁場増幅器の構成図。
【図３】負荷インピーダンスの時間変化を示す図。
【図４】図３の各期間における負荷インピーダンスを示す図。
【図５】図３の各期間に選択される位相補償部を示す図。
【図６】第２実施形態により勾配磁場発生装置の構成図。
【図７】第２実施形態による立ち上げ期間の電流波形の詳細図。
【図８】第２実施形態によるスルーレートの変化を示す図。
【図９】第２実施形態による電流立ち上げ期間の変化を示す図。
【図１０】第３実施形態による勾配磁場発生装置の構成図。
【図１１】従来の共振方式の勾配磁場発生装置の構成図。
【図１２】勾配磁場コイルの供給される電流の立ち上げ期間、安定期間、立下げ期間各々の期間に形成される回路構成の変化を示す図。
【図１３】勾配磁場コイルの供給される極性反転の電流の立ち上げ期間、安定期間、立下げ期間各々の期間に形成される回路構成の変化を示す図。
【図１４】負荷インピーダンスの変化を示す図。
【図１５】従来の高電圧電源を補助的に使用する勾配磁場発生装置の構成図。
【図１６】勾配磁場電流波形の様々な態様を示す図。
【図１７】勾配磁場電流のコンスタントライズタイム振幅制御法を説明するための図。
【符号の説明】
１…静磁場磁石、２…励磁用電源、３…勾配磁場生成コイル、４…勾配磁場増幅器、５…被検体、６…寝台、７…送信用プローブ、８…送信部、９…受信用プローブ、１０…受信部、１１…システムコントローラ、１２…データ収集部、１３…電子計算機、１４…コンソール、１５…画像ディスプレイ。
Claims (1)
- 勾配磁場コイルと、
前記勾配磁場コイルと共に直列回路を構成し、前記勾配磁場コイルに供給するための電流を発生する電源と、
電流立上げ期間に補助的に使用される高電圧電源と、
前記直列回路と前記高電圧電源との接続を制御するためのスイッチ手段と、
前記直列回路と前記スイッチ手段との間に介在されるローパスフィルタと、
前記高電圧電源が前記スイッチ手段と前記ローパスフィルタとを介して前記直列回路に接続される第１の状態と、前記高電圧電源が前記スイッチ手段を介して前記直列回路に接続される第２の状態とを切替えるための切替え手段とを具備することを特徴とする磁気共鳴診断装置用共振型勾配磁場発生装置。
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Applications Claiming Priority (1)
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