JP6810316B1 - プラズマ加工装置用直流パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流パルス電圧の立上げ、立下げを迅速に行いつつ、回路構成やスイッチング制御を簡素化する。【解決手段】本発明の一態様の直流パルス電源装置は、プラズマ加工のためのプラズマを含む容量性負荷回路５に直流パルス電圧を印加するものであり、直流電圧源１０と、電源コンデンサ１３と、第１スイッチング部１４と第２スイッチング部１６とが直列接続された直列回路と、共振リアクトル１８と、第３ダイオード１９と、第４ダイオード２０と、共振コンデンサ２１と、二つのスイッチング部１４、１６を所定のデッドタイムを挟んで相補的にオン動作させる制御部３０と、を備える。共振リアクトル１８及び共振コンデンサ２１、負荷キャパシタ５０を含むＬＣ共振回路での共振を利用すると共に、第３ダイオード１９及び第４ダイオード２０による電圧クランプを利用して、立上り及び立下りの高速な直流パルス電圧を容量性負荷回路５に印加する。【選択図】図１

Description

本発明は、各種のプラズマ加工装置に用いられる直流パルス電源装置に関する。

現在、半導体プロセスを始めとする様々な分野において、プラズマを利用して対象物に対しエッチング、スパッタリングなどの加工処理を施すプラズマ加工装置が用いられている。こうしたプラズマ加工装置において、プラズマを生成したり、プラズマに電力を供給したり、或いは、プラズマ中の荷電粒子を加速したりするために、直流パルス電圧を利用するものが従来知られている。

プラズマ加工装置において直流パルス電圧を印加する対象は、プラズマを介した電極や被加工物などであり、一般的には容量性の負荷である。こうした容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加する電源装置として、特許文献１に記載の装置が知られている。この装置は、直流電源と、二つのスイッチング素子とを含み、その二つのスイッチング素子が相補的にオン・オフ動作すると、直流電源の出力電圧−Ｖ0（一般には数百〜千Ｖ以上）と接地電位（０Ｖ）とが交互に出力端に現れ、波高値がＶ0である負極性の直流パルス電圧が生成される。また、特許文献１には、直流パルス電圧を容量性負荷回路に印加するだけでなく、別のスイッチング素子と共振回路とを用い、容量性負荷回路に蓄積されたエネルギを電源装置側に回生する構成も開示されている。

しかしながら、こうした電源装置では、容量性負荷回路に印加される直流パルス電圧の立上り及び立下りが緩慢になり、その結果として、プラズマ加工の精度低下をもたらすという問題があった。これに対し、本出願人は、直流パルス電圧の立上り及び立下りの特性を改善することが可能な電源装置として、特許文献２に記載の装置を提案した。この電源装置では、リアクトルと容量性負荷回路を含む共振回路での共振を利用して、直流パルス電圧の立上り波形及び立下り波形を形成している。これにより、単にスイッチング素子等により電源電圧と接地電位とを切り替える場合に比べて、立上り及び立下リの特性を改善することができる。また、特許文献２に記載の電源装置では、特許文献１に記載の電源装置と同様に、容量性負荷回路に蓄積されたエネルギを電源装置側に回生し、エネルギの有効利用を図ることもできる。

特開２０１８−１０７９０４号公報 特許第６６１３４１１号公報

一方で、特許文献２に記載の直流パルス電源装置では、複数の直流電源が必要であり、回路素子が多く構成が複雑である。また、共振を利用して電圧が電源電圧付近にまで立ち上がった時点で直流電源による出力電圧に切り替わるようにスイッチング素子を制御する必要があり、制御も複雑になる傾向にある。

本発明はこうした課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、回路構成が単純で且つ制御も簡単でありながら、直流パルス電圧の立上り及び立下りの特性を改善することができるプラズマ加工装置用直流パルス電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するためになされた本発明は、プラズマ加工のためのプラズマを含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
a)直流電圧を発生する電源部と、
b)前記電源部による直流電圧が与えられる高電位線と低電位線との間に接続された電源コンデンサと、
c)前記高電位線と低電位線との間に接続された、第１スイッチング部と第２スイッチング部とが直列に接続された直列回路と、
d)前記第１及び第２のスイッチング部の接続部と電圧出力端との間に接続された共振リアクトルと、
e)導通時に前記電圧出力端から前記第１スイッチング部の高電位端への一方向に電流を流すことが可能である第３スイッチング部と、
f)導通時に前記第２スイッチング部の低電位端から前記電圧出力端への一方向に電流を流すことが可能である第４スイッチング部と、
g)前記電圧出力端と低電位線との間に接続された共振コンデンサと、
h)前記第１スイッチング部と前記第２スイッチング部を所定のデッドタイムを挟んで相補的にオン動作させる制御部と、
を備え、前記制御部は、前記第１スイッチング部をオンしたとき、前記共振リアクトル及び前記共振コンデンサに流れる電流により該コンデンサが充電され、前記電圧出力端の電位が前記第１スイッチング部の高電位端の電位を超えて前記第３スイッチング部が導通する状態が所定時間続くまで前記第１スイッチング部のオン動作を継続させ、他方、前記第２スイッチング部をオンしたとき、前記共振コンデンサの充電時とは逆方向に前記共振リアクトルを流れる電流により前記共振コンデンサの充電電圧が下がり、前記電圧出力端の電位が前記第２スイッチング部の低電位端の電位を下回って前記第４スイッチング部が導通する状態が所定時間続くまで前記第２スイッチング部のオン動作を継続させるように、前記第１スイッチング部と前記第２スイッチング部をそれぞれオン動作させるものである。

本発明に係る直流パルス電源装置において、第１及び第２スイッチング部としては例えば電力用ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を用いることができる。一方、第３及び第４スイッチング部としてはスイッチング素子を用いてもよいが、所定の順方向電圧の下で導通するダイオードを用いることができる。また、高電位線及び低電位線は、いずれか一方を接地電位とすることができる。

本発明に係る直流パルス電源装置において、電源コンデンサ、第１スイッチング部及び第２スイッチング部を含む直列回路、第３スイッチング部、及び第４スイッチング部は、直流パルス電圧のハイレベル及びローレベルに対応する、それぞれ略一定の電圧（ゼロ電圧を含む）を出力する際の主電圧発生回路を構成する。一方、電源コンデンサ、第１スイッチング部及び第２スイッチング部を含む直列回路、共振リアクトル、共振コンデンサ、及び容量性負荷回路中の容量成分は、直流パルス電圧のハイレベルからローレベルへの、及びその逆の電圧変化の際の共振回路を構成する。即ち、上記特許文献２に記載の電源装置では、共振のためのスイッチング素子が配置されたレッグ回路と主電圧発生のためのスイッチング素子が配置されたレッグ回路とが別々であるのに対し、本発明では、共振のためのレッグ回路と主電圧発生のためのレッグ回路とが共通である。

本発明に係る直流パルス電源装置において、電源コンデンサは電源部の出力電圧値に充電される。例えば、直流パルス電圧を電位０から電位Ｖ1（電源部の出力電圧値）まで立ち上げる際に、第１スイッチング部がオンされると、共振リアクトルと、共振コンデンサ及び容量性負荷回路中の容量成分とのＬＣ共振による共振電流が流れ、該共振コンデンサを充電する。これにより、電圧出力端の電圧は立ち上がる。共振電流を供給する電源コンデンサの共振初期電圧はＶ1であるため、電圧出力端の電圧は電圧上昇の局面では最大で２×Ｖ1、電圧下降の局面では最小で−Ｖ1になろうとする。ところが、電圧出力端の電圧がＶ1を超えると第３スイッチング部がオンし、電圧出力端から第１スイッチング部の高電位端へ電流が流れる。そのため、電圧出力端の電圧はＶ1にクランプされ、略一定に維持される。

直流パルス電圧を電位Ｖ1から電位０にまで立ち下げる際に、第２スイッチング部がオンされると、ＬＣ共振による共振電流が共振リアクトルを先とは逆方向に流れ、電圧出力端の電圧は低下する。上述したように電圧下降の局面では電圧出力端の電圧は最小で−Ｖ1になろうとするが、電圧出力端の電圧が０を下回ると第４スイッチング部がオンし、第４スイッチング部を通して第２スイッチング部の低電位端側から電圧出力端へと電流が流れる。そのため、電圧出力端の電圧は０Ｖにクランプされ、略一定に維持される。

このようにＬＣ共振によって流れる共振電流により、電圧出力端の電位つまり共振コンデンサの充電電圧は上昇したり下降したりするが、特許文献２のような半波共振方式ではなく、実質的に共振波形の立上り及び立下りのスロープの一部のみを利用した部分共振方式である。また、ＬＣ共振による電圧上昇局面及び電圧下降局面の途中での電圧クランプによって、電圧上昇局面から電圧一定局面への移行、及び、電圧下降局面から電圧一定局面への移行を実施している。

本発明に係る直流パルス電源装置によれば、上述したように、共振と主電圧発生のためのレッグ回路を共通にしているため、回路構成が単純であり、使用する回路素子の数を少なくすることができる。また、電圧や電流を検知しながら、その検知結果に基いてスイッチングの切替えを行うような煩雑な制御も不要である。一方で、ＬＣ共振を利用した迅速な電圧上昇及び電圧降下が可能であるので、直流パルス電圧の立上り及び立下りの特性を改善することができる。

本発明の一実施形態である直流パルス電源装置の概略回路構成図。 本実施形態の直流パルス電源装置の要部の動作波形図。 本実施形態の直流パルス電源装置における電流の流れを示す模式図。 変形例である直流パルス電源装置の概略構成図。

本発明の一実施形態であるプラズマ加工装置用直流パルス電源装置について、添付図面を参照して説明する。
図１は本実施形態の直流パルス電源装置の概略回路構成図、図２は本実施形態の直流パルス電源装置の要部の動作波形図、図３は本実施形態の直流パルス電源装置における電流の流れを示す模式図である。

本実施形態の直流パルス電源装置は、プラズマエッチング装置やプラズマスパッタリング装置において生成されるプラズマを含む容量性負荷回路に、直流パルス電圧を印加するものである。ここでは、負荷キャパシタ５０と負荷抵抗５１との並列回路で容量性負荷回路５を簡易的に（又は等価的に）示している。この容量性負荷回路５は、直流パルス電源装置の正極性出力端２３と負極性出力端２４との間に接続されている。

本実施形態の直流パルス電源装置は、図１に示すように、直流電圧源１０、電源ダイオード１１、平滑リアクトル１２、電源コンデンサ１３、第１スイッチング部１４、第１ダイオード１５、第２スイッチング部１６、第２ダイオード１７、共振リアクトル１８、第３ダイオード１９、第４ダイオード２０、共振コンデンサ２１、ダンピング抵抗２２、及び、制御部３０、を含む。

直流電圧源１０は電圧値がＶ1である直流電圧を出力するものであり、順方向接続である電源ダイオード１１及び平滑リアクトル１２を介して、電源コンデンサ１３の一端（高電圧側端子）と、第１スイッチング部１４と第２スイッチング部１６との直列回路の一端に接続されている。その直列回路と電源コンデンサ１３の他端はいずれも接地されている。第１ダイオード１５は第１スイッチング部１４に、第２ダイオード１７は第２スイッチング部１６に、それぞれ逆並列に接続されている。スイッチング部１４、１６は電力用ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子から成り、その場合、第１、第２ダイオード１５、１７はその半導体スイッチング素子の寄生ダイオードを利用することができる。

第３ダイオード１９と第４ダイオード２０とは直列に接続され、第４ダイオード２０のアノードは接地され、第３ダイオード１９のカソードは第１スイッチング部１４と電源コンデンサ１３との接続点に接続されている。共振リアクトル１８は、第１スイッチング部１４と第２スイッチング部１６との接続点であるノードＮ１と、第３ダイオード１９と第４ダイオード２０との接続点であるノードＮ２との間に接続されている。共振コンデンサ２１はノードＮ２と接地端との間に接続され、ダンピング抵抗２２はノードＮ２と正極性出力端２３との間に接続されている。

制御部３０は、制御信号Ｇ１、Ｇ２により二つのスイッチング部１４、１６のオン・オフ動作を制御する。この制御部３０は、例えばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、タイマなどから成るマイコン（マイクロコンピュータ）を含み、予め与えられたプログラムに従った処理を実行することで、上記各制御信号を生成する構成を採ることができる。

この直流パルス電源装置は、基本的には、接地電位である０Ｖと直流電圧源１０の出力電圧であるＶ1との二つの電圧レベルの矩形波電圧を容量性負荷回路５０に対し出力する。但し、負荷が容量性であるため、単に電源電圧と接地電位とを切り替えるだけであると、限流抵抗が必要になりＲＣ積分回路を構成する。そのため、負荷に加わる電圧波形の立上り及び立下りが緩慢になる。それに対し、この直流パルス電源装置では、ＬＣ共振を利用して、より詳しくはＬＣ共振による共振波形を部分的に利用して、立上り及び立下りの高速化を図っている。

図１に加え、図２及び図３を参照しつつ、本実施形態の直流パルス電源装置の動作を説明する。図２において、Ｌo(i)は共振リアクトル１８に流れる電流、Ｃo(v)は共振コンデンサ２１の電圧、Ｃo(i)＋Ｃp(i)は共振コンデンサ２１に流れる電流と容量性負荷回路５のキャパシタ５０に流れる電流との和、Ｒd(i)はダンピング抵抗２２に流れる電流つまりは出力電流である。Ｃo(v)は出力電圧Ｖoとほぼ等しい。

第１スイッチング部１４は、制御信号Ｇ１（図２（ａ））がハイレベルであるｔ1〜ｔ2期間だけオンする。第２スイッチング部１６は、制御信号Ｇ２（図２（ｂ））がハイレベルであるｔ3〜ｔ0期間だけオンする。ｔ0〜ｔ1期間及びｔ2〜ｔ3期間は制御信号Ｇ１、Ｇ２が共にローレベルであるデッドタイムであり、デッドタイムを挟んで二つのスイッチング部１４、１５は相補的にオン動作する。

この直流パルス電源装置の動作は、大略α（α１、α２）、β（β１、β２）、γ（γ１、γ２）の三つのモードに集約され得る。このうち、αは共振リアクトル１８のエネルギが電源（厳密には電源コンデンサ１３）に回生される電源回生モードである。βは、共振リアクトル１８と、共振コンデンサ２１とキャパシタ５０との並列回路（以下、この並列回路を「容量並列回路」という）と、を含むＬＣ共振回路において共振が生じる共振モードである。また、γは、共振リアクトル１８のエネルギがダイオードクランプ回路に循環する短絡モードである。

時刻ｔ0において制御信号Ｇ２がハイレベルからローレベルに変化すると、第２スイッチング部１６がターンオフし、第１スイッチング部１４及び第２スイッチング部１６が共にオフ状態になる。この期間、つまりα1モードのうちの前半であるｔ0〜ｔ1期間では、図３（ａ）に示すように、共振リアクトル１８に蓄積されたエネルギに由来する電流Ｌo(i)が、共振リアクトル１８→第１ダイオード１５→電源コンデンサ１３→第４ダイオード２０→共振リアクトル１８、という経路で流れる。つまり、電流Ｌo(i)は図１において共振リアクトル１８を左方向に流れる。これにより、共振リアクトル１８の両端電圧Ｌo(v)は概ね電源コンデンサ１３の充電電圧つまりはＶ1にクランプされる。

その後、時刻ｔ1において制御信号Ｇ１がローレベルからハイレベルに変化すると、第１スイッチング部１４がターンオンする。すると、電流Ｌo(i)が０になるα1モードの終了時点まで、第１スイッチング部１４と第１ダイオード１５とが同時に通電した状態で、電流Ｌo(i)は共振リアクトル１８→第１スイッチング部１４及び第１ダイオード１５→電源コンデンサ１３→第４ダイオード２０→共振リアクトル１８、という経路で流れ続ける。但し、このときの第１スイッチング部１４のターンオン動作は、第１ダイオード１５が通電状態であるのでゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）である。

図１において共振リアクトル１８を左方向に流れる電流Ｌo(i)が０になり、β1モードに移行すると、電源コンデンサ１３に蓄積されたエネルギによる電流Ｌo(i)が、電源コンデンサ１３→第１スイッチング部１４→共振リアクトル１８→容量並列回路→電源コンデンサ１３、という経路で、ＬＣ共振の電流として流れる。そして、共振コンデンサ２１の充電電圧（つまりはノードＮ２の電圧）が上昇し、その電圧が電源コンデンサ１３の充電電圧つまりＶ1を超えると、第３ダイオード１９が順方向バイアスされて導通する。

また、β1モードでは、負荷抵抗５１に流れる負荷電流Ｒp(i)はＲp(i)＝（Ｖ1＋Ｌo (v)）／Ｒp＝Ｃo(v)／Ｒpであり（但し、Ｒpは負荷抵抗５１の抵抗値）、これは、電源コンデンサ１３→第１スイッチング部１４→共振リアクトル１８→負荷抵抗５１→電源コンデンサ１３、という経路で流れる。

第３ダイオード１９が導通するとγ1モードに移行する。γ1モードでは、第１スイッチング部１４及び第３ダイオード１９が共に導通しており、電流Ｌo(i)は、図３（ｃ）に示したような、共振リアクトル１８→第３ダイオード１９→第１スイッチング部１４→共振リアクトル１８という経路で、循環電流として流れる。このときには、ノードＮ２の電圧は第３ダイオード１９によって電圧Ｖ1にクランプされるので、略Ｖ1一定に固定される。一方、負荷電流Ｒp(i)＝Ｖ1／Ｒpは、電源コンデンサ１３→第１スイッチング部１４→共振リアクトル１８→負荷抵抗５１→電源コンデンサ１３、という経路で流れる。

次いで、時刻ｔ2において制御信号Ｇ１がハイレベルからローレベルに変化すると、第１スイッチング部１４がターンオフし、第１スイッチング部１４及び第２スイッチング部１６が共にオフ状態になる。この期間、つまりα2モードのうちの前半であるｔ2〜ｔ3期間では、図３（ｄ）に示すように、共振リアクトル１８に蓄積されたエネルギに由来する電流Ｌo(i)が、共振リアクトル１８→第３ダイオード１９→電源コンデンサ１３→第２ダイオード１７→共振リアクトル１８、という経路で流れる。これにより、ノードＮ２の電圧は電源コンデンサ１３の充電電圧Ｖ1にクランプされ続ける。

その後、時刻ｔ3において制御信号Ｇ２がローレベルからハイレベルに変化すると、第２スイッチング部１６がターンオンする。すると、電流Ｌo(i)が０になるα2モードの終了時点まで、第２スイッチング部１６と第２ダイオード１７とが同時に通電した状態で、共振リアクトル１８→第３ダイオード１９→電源コンデンサ１３→第２スイッチング部１６及び第２ダイオード１７→共振リアクトル１８、という経路で電流Ｌo(i)が引き続き流れる。但し、このときの第２スイッチング部１６のターンオン動作は、第２ダイオード１７が通電状態であるのでゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）である。

図１において共振リアクトル１８を右方向に流れる電流Ｌo(i)が０になり、β2モードに移行すると、電流Ｌoは、容量並列回路→共振リアクトル１８→第２スイッチング部１６→容量並列回路、という経路で共振電流として流れる。一方、負荷電流Ｒp(i)＝Ｌo(v)／Ｒp＝Ｃo(v)／Ｒpは、共振リアクトル１８→負荷抵抗５１→第２スイッチング部１６及び第２ダイオード１７→共振リアクトル１８、という経路で流れる。これにより、共振コンデンサ２１の充電電圧、つまりノードＮ２の電圧は、Ｖ1から０に向かって急速に低下する。そして、共振コンデンサ２１の充電電圧が０を下回った時点で第４ダイオード２０が導通する。それ以降、負荷電流Ｒp(i)は、容量並列回路→負荷抵抗５１→容量並列回路、という経路で循環電流として流れる。

第４ダイオード２０が導通するとγ2モードに移行する。γ2モードでは、第２スイッチング部１６及び第４ダイオード２０が共に導通しており、電流Ｌo(i)は、共振リアクトル１８→第２スイッチング部１６→第４ダイオード２０→共振リアクトル１８、という経路で循環電流として流れる。

本実施形態の直流パルス電源装置では、以上の動作が繰り返されることで、０とＶ1との二つの電圧レベルの直流パルス電圧を容量性負荷回路５に出力することができる。
なお、ダンピング抵抗２２は回路の寄生インダクタンス及び容量のダンピング用であって、場合によっては省略することができる。

図１に示した直流パルス電源装置における各素子の定数等のパラメータ値は、例えば次のように定めることができる。
電源電圧Ｖ1：１５００Ｖ、平滑リアクトル１２のインダクタンス：１mH、電源コンデンサ１３のキャパシタンス：１０μF、共振リアクトル１８のインダクタンス：１２μH、共振コンデンサ２１のキャパシタンス：９００pF、ダンピング抵抗２２の抵抗値：２Ω、負荷キャパシタ５０のキャパシタンス：３００pF、負荷抵抗の抵抗値：５００Ω、スイッチングパルスの周波数：４００kHz
上記パラメータ値で装置動作のコンピュータシミュレーションを行って所望の波形が得られることが確認できた。

上記説明から明らかであるように、この電源装置では、ＬＣ共振動作時に共振電流を供給するための共振レッグ回路と、出力端に電源電圧又は接地電位を選択的に出力するための主レッグ回路とを共通化している。そのため、共振初期電圧（つまりは共振開始時の電源コンデンサ１３の充電電圧）は特許文献２に記載の装置ではＶ1／２であるのに対しＶ1である。そのため、ＬＣ共振によって、共振コンデンサ２１の充電電圧は電圧上昇時には２Ｖ1、電圧下降時には−Ｖ1になろうとするが、ダイオードのクランプ回路によって、上電圧昇時にＶ1、電圧下降時に０にクランプさせている。

即ち、この装置における共振方式は、共振波形の立上り及び立下りのスロープのそれぞれ一部を用いた部分共振方式であるということができる。この方式の電源装置の利点としては次の点が挙げられる。
（１）共振レッグ回路が不要であるため、回路構成が簡素である。
（２）共振レッグ回路の共振条件に同期させて主レッグ回路を動作させる必要がなく、スイッチング部を駆動するための制御が単純になる。
（３）共振リアクトル１８の蓄積エネルギによる電流はダイオード１９、２０による閉じたクランプ回路を循環するだけであるので高電圧を発生するモードがない。
（４）負荷が短絡した場合、共振リアクトル１８が電流源として作用するため、スイッチング部１４や第３ダイオード１９の破損を回避することができる。

図１に示した直流パルス電源装置の構成は一例であり、様々に変形が可能である。
例えば、図１に示した構成の直流パルス電源装置をスタック状に多段の構成とすることにより、一段の回路では実現が難しい高い電圧のパルスを生成することができる。
また、第４ダイオード２０により０Ｖではない別の電圧Ｖ2（但しＶ2＜Ｖ1）にクランプするように回路構成を変更すれば、０Ｖ以外の二つの電圧レベルの直流パルス電圧を生成することが可能である。

図４に、上記実施形態の直流パルス発生装置の別の適用例を示す。本装置の構成自体は同じであり、負荷が異なるものである。ここでは、四つのリアクトル６０、６２、６４、６６と三つのコンデンサ６１、６３、６５とを含み、容量性負荷回路５に含まれる負荷キャパシタ５０と相まって、ＬＣ集中分布回路であるパルスフォーミングネットワーク（ＰＦＮ＝Pulse Forming Network）回路が負荷となっている。リアクトルやコンデンサは、直流パルス電源装置とプラズマエッチング装置との間を接続する同軸ケーブル線における寄生容量や寄生インダクタンス、或いは、プラズマエッチング装置に設けられているフィルタのリアクトル及びコンデンサを利用することができる。このＰＦＮ回路は特許文献２に記載の装置におけるパルス成形部と同じ機能を有し、入力された直流パルス電圧の立上り及び立下りを高速化するものである。

また、上記各実施形態はあくまでも本発明の一例であり、本発明の趣旨の範囲で適宜修正、変更、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは明らかである。

１０…直流電圧源
１１…電源ダイオード
１２…電源リアクトル
１３…電源コンデンサ
１４…第１スイッチング部
１５…第１ダイオード
１６…第２スイッチング部
１７…第２ダイオード
１８…共振リアクトル
１９…第３ダイオード
２０…第４ダイオード
２１…共振コンデンサ
２２…ダンピング抵抗
２３…正極性出力端
２４…負極性出力端
５…容量性負荷回路
５０…負荷キャパシタ
５１…負荷抵抗

Claims (2)

1. プラズマ加工のためのプラズマを含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ加工装置用直流パルス電源装置であって、
   a)直流電圧を発生する電源部と、
   b)前記電源部による直流電圧が与えられる高電位線と低電位線との間に接続された電源コンデンサと、
   c)前記高電位線と低電位線との間に接続された、第１スイッチング部と第２スイッチング部とが直列に接続された直列回路と、
   d)前記第１及び第２のスイッチング部の接続部と電圧出力端との間に接続された共振リアクトルと、
   e)導通時に前記電圧出力端から前記第１スイッチング部の高電位端への一方向に電流を流すことが可能である第３スイッチング部と、
   f)導通時に前記第２スイッチング部の低電位端から前記電圧出力端への一方向に電流を流すことが可能である第４スイッチング部と、
   g)前記電圧出力端と低電位線との間に接続された共振コンデンサと、
   h)前記第１スイッチング部と前記第２スイッチング部を所定のデッドタイムを挟んで相補的にオン動作させる制御部と、
   を備え、前記制御部は、前記第１スイッチング部をオンしたとき、前記共振リアクトル及び前記共振コンデンサに流れる電流により該コンデンサが充電され、前記電圧出力端の電位が前記第１スイッチング部の高電位端の電位を超えて前記第３スイッチング部が導通する状態が所定時間続くまで前記第１スイッチング部のオン動作を継続させ、他方、前記第２スイッチング部をオンしたとき、前記共振コンデンサの充電時とは逆方向に前記共振リアクトルを流れる電流により前記共振コンデンサの充電電圧が下がり、前記電圧出力端の電位が前記第２スイッチング部の低電位端の電位を下回って前記第４スイッチング部が導通する状態が所定時間続くまで前記第２スイッチング部のオン動作を継続させるように、前記第１スイッチング部と前記第２スイッチング部をそれぞれオン動作させるプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。
2. 前記第３スイッチング部及び前記第４スイッチング部はそれぞれダイオードである、請求項１に記載のプラズマ加工装置用直流パルス電源装置。

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