JP2994186B2

JP2994186B2 - 共振形インバータ装置

Info

Publication number: JP2994186B2
Application number: JP5244089A
Authority: JP
Inventors: 孝幸石井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-09-30
Filing date: 1993-09-30
Publication date: 1999-12-27
Anticipated expiration: 2014-12-27
Also published as: JPH07107748A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機を駆動する
共振形インバータ装置に係り、特に誘導電動機の負荷率
に応じて主回路でのスイッチング損失あるいは共振回路
での損失を低減する効果を持つ共振形インバータ装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、３相電圧共振形インバータの場
合、「ＡＨＩＧＨＦＲＥＱＵＥＮＣＹＲＥＳＯＮ
ＡＮＴＤＣＬＩＮＫＩＮＶＥＲＴＥＲＵＳＩＮ
ＧＩＧＢＴ´ｓ」（ＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ１９９
０）で提案されているような、図３に示す構成をとるこ
とが多い。

【０００３】図３において、２はリアクトルであり、直
流電圧源１に並列に接続されている。４は共振回路であ
り、リアクトル２およびコンデンサ３の直列回路により
構成される。７はインバータ部であり、コンデンサ３に
並列に接続されたスイッチング素子５ａ〜５ｆおよびそ
の逆並列ダイオード６ａ〜６ｆの６組を３相ブリッジ結
線してある。１０は逆並列回路であり、スイッチング素
子８とダイオード９が逆並列に接続されている。１２は
電圧クランプ回路であり、逆並列回路１０とコンデンサ
１１の直列回路をリアクトル２に並列に接続してある。
１３，１４は母線であり、コンデンサ３の両端に発生す
る共振直流電圧をインバータ部７に給電する。

【０００４】以上の回路から主回路は構成される。ま
た、１５は出力負荷で、誘導電動機を示す。直流電源１
の発生する直流電圧をＶd 、リアクトル２のインダクタ
ンスをＬr、コンデンサ１１の容量をＣp とする。

【０００５】コンデンサ３の両端の電圧Ｖc 、すなわち
母線１３、１４の間に印加される電圧は、インバータ部
７の３相出力に接続された負荷の状態によって直流電圧
Ｖdの２倍以上となり、場合によってはインバータ部７
を構成するスイッチング素子の耐圧を越え、素子を破壊
させてしまうことも考えられる。このような電圧Ｖｃの
高電圧化を避けるために電圧クランプ回路１２が備えら
れており、これにより電圧Ｖｃを直流電圧Ｖd とコン
デンサ１１の電圧Ｖcpの合計電圧（Ｖd ＋Ｖcp）以下に
抑制することができる。

【０００６】ここで、電圧クランプ回路１２の動作を図
３、図４により説明する。図４はリアクトル２を流れる
電流ＩL および電圧Ｖc を示したものである。説明のた
め共振回路４およびインバータ部７の間を流れる電流を
負荷電流Ｉo とし、今Ｉo ＝０と仮定する。図４の区間
１（ｔ0 〜ｔ1 ）では、インバータ部７を構成する５ａ
〜５ｆのスイッチング素子のうち母線１３、１４間に直
列に接続された２つのスイッチング素子（例えば５ａと
５ｄ）を同時にターンオンすることにより、リアクトル
２を通じて直流電圧源１を短絡し、リアクトル２に流れ
る電流ＩL をＶd ・（ｔ1 −ｔ0 ）／Ｌr まで立ち上げ
る。ｔ1 で短絡を停止した後、区間２（ｔ1 〜ｔ2 ）で
は直流電圧源１、リアクトル２、コンデンサ３の経路で
電流が流れる。電圧Ｖc は零電圧から上昇しｔ2 で電圧
Ｖc が合計電圧（Ｖd＋Ｖcp）に達すると、区間３（ｔ2
〜ｔ3 ）では、電圧クランプ回路１２を構成するリア
クトル２、ダイオード９、コンデンサ１１の経路でコン
デンサ１１への充電電流が流れる。ここでｔ2 での充電
電流をＩcp0 とする。また容量Ｃp は、充電電流による
コンデンサ１１の電圧上昇を無視できる大きさのものを
選ぶ。さらに区間３でダイオード９が導通している間に
スイッチング素子８をターンオンさせておく。ｔ3 で充
電電流が零となり、続いて区間４（ｔ3 〜ｔ4 ）では、
コンデンサ１１、スイッチング素子８、リアクトル２の
経路でコンデンサ１１からの放電電流が流れ出す。この
放電電流がｔ4 で充電電流Ｉcp0 と同じ大きさ（逆極
性）になったとき、すなわちコンデンサ１１の充放電量
が等しくなったとき、スイッチング素子８をターンオフ
する。したがって区間３、４では電圧Ｖc は合計電圧
（Ｖd ＋Ｖcp）に抑制される。この後区間５（ｔ4 〜ｔ
5 ）では区間２と同経路逆方向でコンデンサ３より放電
電流が流れ出し、電圧Ｖc は合計電圧（Ｖd ＋Ｖcp）よ
り下降する。ここで電圧Ｖc の極小値は、区間１でリア
クトル２に流す短絡電流の大きさと、リアクトル２、逆
並列回路１０およびコンデンサ１１の経路での損失との
関係によって異なるが、その短絡電流を十分立ち上げる
と仮定すると、電圧Ｖc は零電圧まで下降する。ｔ5 で
電圧Ｖc ＝０となった後、区間６（ｔ5 〜ｔ6 ）では、
リアクトル２、直流電圧源１、インバータ部７を構成す
る母線１３、１４間に直列接続された逆並列ダイオード
（例えば６ｄと６ａ）の経路で電流が流れ、その電流は
直線的に変化しｔ6 で零となる。以上が共振の１サイク
ルであり、区間１あるいは区間６ではＶc ＝０となって
おり、これらの区間に主スイッチング素子５ａ〜５ｆの
転流を行えば、零電圧スイッチングが実行でき、主スイ
ッチング素子でのスイッチング損失を低減できる。

【０００７】ここで共振回路４あるいは電圧クランプ回
路１２における、各構成部品での導通損失あるいは定常
損失等がない理想的な場合には、区間１での短絡電流の
立ち上げを行わなくとも、電圧Ｖc は零電圧から共振を
開始し再び零電圧まで下降する。しかし、実際には前記
損失は存在するため、常に電圧Ｖc を零電圧まで下降さ
せるには、この損失以上に相当するエネルギーを区間１
で立ち上げる短絡電流によって予めリアクトル２の励磁
エネルギーとして蓄えておく必要がある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、短絡電
流の立ち上げにより共振回路４および電圧クランプ回路
１２に流れる電流を多くし、確実に電圧Ｖc を零電圧ま
で下降させ、完全な零電圧スイッチングを行うことによ
ってスイッチング損失の低減を行える一方で、この電流
増加に伴い同回路での導通損失が増加してしまい、イン
バータとしての全体効率を考えたとき、必ずしも効率改
善が行えるものではない。特に、軽負荷時あるいは無負
荷時では負荷電流Ｉo の実効値は小さいため、負荷電流
Ｉo による導通損失およびインバータ部７のスイッチン
グ損失に比べ、共振回路４および電圧クランプ回路１２
で常に流れる共振電流によって発生する定常的な導通損
失の割合が大きくなる問題が生じる。

【０００９】このような問題に対して本発明では、短絡
電流の立ち上げを特に行わずに、インバータ部７でのス
イッチング損失の割合の増える負荷率が大きいときに
は、零電圧スイッチングを行い、逆に前記導通損失の割
合が増す負荷率が小さいあるいは無負荷のときには、Ｖ
c を零電圧まで下げずに低電圧でインバータ部７のスイ
ッチング素子の転流を行う代わりに、共振電流を小さく
し共振電流による損失の低減を優先する、インバータ装
置全体の効率改善を考慮した運転を行う共振形インバー
タ装置を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、本発明においては、直流電圧源と、この直流電圧
源に並列に接続されたリアクトルおよびコンデンサから
構成され、前記コンデンサの両端に共振直流電圧を発生
させる共振回路と、ブリッジ接続された複数個の主スイ
ッチング素子から構成され、前記共振直流電圧を交流電
圧に変換するインバータ部と、このインバータ部の各主
スイッチング素子を所定のパターンでスイッチングさせ
て、インバータ部の出力する交流電圧を制御する出力制
御手段とを有し、前記インバータ部を出力により誘導電
動機を駆動する共振形インバータ装置において、前記リ
アクトルに並列に接続されたコンデンサおよびスイッチ
ング素子の直列回路と、この直列回路に流れる電流を検
出する電流検出手段と、この電流検出手段が検出した検
出電流に基づいて、前記直列回路を構成する前記スイッ
チング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング素
子制御手段と、前記直列回路のコンデンサ電圧を検出す
る電圧検出手段と、この電圧検出手段の出力する検出電
圧、前記スイッチング素子制御手段の出力および前記電
流検出手段の出力する検出電流に基づいて、前記インバ
ータ部を構成する前記主スイッチング素子のオン・オフ
パターンの切り換えタイミングを与える信号を発生し、
前記誘導電動機の負荷率が大きい場合には前記共振直流
電圧が零となる期間でオン・オフパターンの切り換えを
行い、前記負荷率が小さい場合には前記共振直流電圧が
低電圧極小値となる期間でオン・オフパターンの切り換
えを行うタイミング信号発生手段とを備えたことを特徴
とする。

【００１１】

【作用】本発明では、直流電圧源と、この直流電圧源に
並列に接続されるリアクトルおよびコンデンサから構成
される共振回路により、前記コンデンサの両端に発生す
る共振直流電圧を一定電圧以下に抑制するために、前記
リアクトルに並列に接続されたコンデンサおよびスイッ
チング素子の直列回路において、この直列回路を流れる
電流を検出する検出回路の出力から前記直列回路のコン
デンサの充放電の状態を検知し、前記直列回路のスイッ
チング素子のオン・オフ動作をスイッチング素子制御手
段によって、前記直列回路のコンデンサへの充放電量を
制御することにより、出力負荷の負荷率に応じて前記共
振直流電圧の極小値を変化させ、主スイッチング素子の
オン・オフパターン切り換えを行うタイミング信号発生
手段により前記電圧極小値で前記パターン切り換えを行
う。

【００１２】

【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は３相電圧共振形インバータ装置の主回路および制
御ブロック図を示している。４は共振回路であり、直流
電圧源１、共振リアクトル２、共振コンデンサ３より構
成される。７はインバータ部であり、各スイッチング素
子５ａ〜５ｆに対応する各ダイオード６ａ〜６ｆをそれ
ぞれ逆並列接続したものを３相ブリッジ接続してある。
１０はスイッチ回路であり、スイッチング素子８とダイ
オード９を逆並列接続してある。１２は電圧クランプ回
路であり、スイッチ回路１０、コンデンサ１１からなる
直列回路である。１５は誘導電動機である。

【００１３】１６は出力電圧制御部であり、出力電圧が
所望の電圧になるようにインバータ部７のインバータ部
のスイッチング素子のスイッチングパターンを与える。
１７は電流検出回路であり、直列回路１２に流れる電流
を検出する。１８はオン信号発生回路であり、スイッチ
ング素子８のオン信号を与えるオンパルスを発生する。
１９はオフ信号発生回路であり、スイッチング素子８の
オフ信号を与えるオフパルスを発生する。２０は遅延回
路、２１はサンプルホールド回路である。

【００１４】図１に示す共振形インバータ装置で出力電
圧制御を行って負荷の誘導電動機を駆動する場合、電圧
制御部１６により指令されるスイッチパターンが変化す
ることによって、共振回路４とインバータ部７間に流れ
る負荷電流Ｉo は、図２に示す負荷電流Ｉo の波形の如
くステップ状に変化する。これは負荷電流Ｉo がインバ
ータ部７のスイッチが切り換わる毎に誘導電動機１５の
各相電流の一部を示しているためで、したがって負荷電
流Ｉo の変動振幅は出力相電流の大きさ、すなわち誘導
電動機１５の負荷率の大きさに応じて大きくなる。

【００１５】この負荷電流Ｉo の変動を考慮して共振回
路４および電圧クランプ回路１２の一連の動作を説明す
る。初期条件としてｔ＝Ｔ0 で、負荷電流Ｉo 、共振リ
アクトル２を流れる電流ＩL 、共振コンデンサ３に流れ
る電流Ｉc 、電圧クランプ回路１２に流れる電流Ｉcp、
共振コンデンサ３の電圧Ｖc 、クランプコンデンサ１１
の電圧Ｖcpは、それぞれＩo ＝ＩL 、Ｉc ＝Ｉcp＝０、
Ｖc ＝０、Ｖcp＝Ｖcp^* とする。なお、各電流、電圧の
極性はすべて図１中の対応する矢印の向きを正にとり、
Ｖcp^* はクランプコンデンサ電圧の設定値で、その値は
電圧Ｖd より小さいものとする。共振サイクルがｔ＝Ｔ
0 で開始されると、まず従来行っていた図４の区間１に
相当する短絡電流の立ち上げは行わずに、ＩL ＝Ｉc ＋
Ｉo なる電流がリアクトル２を流れ、コンデンサ３およ
びインバータ部７にそれぞれＩc 、Ｉo として分流す
る。このときＩcp＝０である。共振コンデンサ電圧Ｖc
は上昇しｔ＝Ｔ1 でＶc ＝Ｖd ＋Ｖcpとなると、ダイオ
ード９がターンオンし、コンデンサ３に流れていた電流
Ｉc が電圧クランプ回路１２に流れ出す。このとき電圧
クランプ回路１２に流れた電流をクランプ初期電流Ｉcp
0 とすると、その後のクランプ電流、共振リアクトル電
流および共振コンデンサ電流はＩcp＝Ｉcp0 −Ｖcp・ｔ
／Ｌr 、ＩL ＝Ｉcp＋Ｉo 、Ｉc ＝０となる（Ｌr ：共
振リアクトル２のインダクタンス）。

【００１６】上記Ｉcpの式に従い、まず始めＩcp＞０の
区間（図２中の区間Ｔ1 〜Ｔ2 ）はダイオード９を通
じ、コンデンサ１１への充電が行われる。この際、クラ
ンプ電流Ｉcp（＞０）を電流検出回路１７により検出
し、検出信号をもとにターンオンパルス発生回路１８よ
り発せられるターンオンパルスによってスイッチング素
子８をターンオンさせる。次にＩcp＜０の場合の区間で
は（図２中のＴ2 〜）、予めターンオンさせたスイッチ
ング素子８を通じてコンデンサ１１から放電が開始さ
れ、クランプ電流Ｉcpは共振リアクトル２を流れて励磁
エネルギーを蓄える。その後、Ｉcpがしきい値Ｉcp(th)
＝−（Ｉcp^* ＋△Ｉ_LOSS）まで達したことを電流検出回
路１７により検出し、ターンオフパルス発生回路１９に
よりスイッチング素子８にターンオフ信号を与える。ス
イッチング素子８がターンオフすると、共振リアクトル
２に蓄えられた励磁エネルギーにより共振コンデンサ３
が放電を開始し（図２中のＴ3 〜）、共振コンデンサ電
圧Ｖc は下降する。このＶc の下降の極小値（Ｖc がど
のくらい下降するか）は、スイッチング素子８をターン
オフしたときのクランプ電流であるＩcpのしきい値Ｉcp
(th)とクランプコンデンサ電圧Ｖcpによって決まる。Ｉ
cp(th)＝−（Ｉcp^* ＋△Ｉ_LOSS）の第１項はクランプコ
ンデンサ電圧設定値Ｖcp^* から算出される値で、以下の
式で表せる。

【００１７】第２項は、共振回路４および電圧クランプ
回路１２における損失分を補う項である。したがってＩ
cp(th)はＶcp^* によって決まる値であり、クランプされ
た共振直流電圧Ｖc ＝Ｖd ＋Ｖcp^* を零電圧まで下降さ
せるための励磁エネルギーをリアクトル２に蓄えるため
に流す必要がある電流しきい値である。そのためクラン
プコンデンサ電圧Ｖcpが設定値Ｖcp^* より上昇する場合
は、Ｉcp(th)はＶc を零電圧まで下降させるのに十分に
足る電流値となり、Ｖc は零電圧まで下降し零電圧の区
間（図４中の区間６に相当）ができるため、そこで主ス
イッチング素子の切り換えを行えば、零電圧スイッチン
グ（ＺｅｒｏＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ：
ＺＶＳ）が可能となる。反対にＶcpが設定値Ｖcp^* より
小さくなる場合は、Ｉcp(th)はＶc を零電圧まで下降さ
せる電流値には足らず、Ｖc はある低電圧で極小値をと
る。このＶc の低電圧極小値で主スイッチング素子の切
り換えを行う。このスイッチング方式を低電圧スイッチ
ング（ＬｏｗＶｏｌｔａｇｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇ：
ＬＶＳ）と呼ぶことにする。

【００１８】このため零または低電圧の共振直流電圧Ｖ
ｃの極小値となる期間に同期してインバータ部７の主ス
イッチング素子のパターン切り換えを行うタイミングを
発生させる必要がある。このタイミング発生は、クラン
プスイッチング素子８のターンオフパルスから、しきい
値Ｉcp(th)＝−（Ｉcp^* △Ｉ_LOSS）とＶcpにより演算さ
れる時間Ｔだけ遅れてパルスを発生させる遅延回路２０
の出力パルスをトリガとするサンプルホールド回路２１
により行われる。

【００１９】主スイッチング素子のパターン切り換えに
よって、前述の通りＩo は変動する（図２中のＩo 波形
参照）。この変動量を△Ｉo とすると、△Ｉo の正負に
よって次に起こる共振サイクルの動作が異なる。△Ｉo
＞０の場合、まず共振リアクトル２を通じて△Ｉo 分の
電流立ち上げが起こり（図２中のＴ4 〜Ｔ5 ）、その後
共振サイクルが開始される。したがって共振が始まる際
の共振コンデンサの初期電流は常にＩc ＝０となり、ク
ランプコンデンサ１１への充電量はＶcpによって決まる
一定量となる。これに対し、△Ｉo ＜０の場合には、す
ぐに共振が開始され、（図４中のＴ6 ）、ＩL ＝△Ｉo
の共振初期電流を立ち上げた如くの効果が得られる。そ
のため図２の斜線のようにクランプコンデンサ１１への
充電量が前記一定量より増加する。これに対しクランプ
コンデンサ１１からの放電量は、前記電流しきい値Ｉcp
(th)およびＶcpによって決まるため直接△Ｉo の影響を
受けず、共振１サイクル毎に考えた場合、一定であると
見なせる。以上のことより主スイッチング素子の切り換
え時に、負荷電流Ｉo が連続状態、あるいはステップ状
に増加する場合（△Ｉo ＞＝０）には、クランプコンデ
ンサ１１への充・放電量はそれぞれ一定となり、放電の
際の電流しきい値Ｉcp(th)の電流増加分△Ｉ_LOSSを考慮
にいれると、放電量の方が大きくなり、クランプコンデ
ンサ電圧Ｖcpは減少傾向を示す。反対にＩo の値がステ
ップ状に減少する場合（△Ｉo ＜０）には、｜△Ｉo ｜
が大きいほどクランプコンデンサ１１の充電量が増加
し、そのためクランプコンデンサ電圧Ｖcpは上昇傾向を
示す。

【００２０】負荷状態（負荷率）に対する負荷電流の変
動幅｜△Ｉo ｜、クランプコンデンサ電圧Ｖcp、スイッ
チング時の直流共振電圧Ｖc 、それに伴う損失の変化等
について簡単にまとめたものを表１に示す。

【００２１】

【表１】

【００２２】この表から判るように、負荷率が大きい場
合にはＺＶＳの割合が多くなり、負荷率の小さい場合に
は、ＬＶＳを行う割合が増える。これにより、発明の目
的である負荷率が大きい場合には主にスイッチング損失
を低減し、負荷率が小さい場合には主に共振回路・クラ
ンプ回路を流れる共振電流を小さくし発生する導通損失
を低減する電圧共振形インバータの運転が可能になる。

【００２３】

【発明の効果】本発明によれば、負荷率が大きい場合に
は主にスイッチング損失を低減し、負荷率が小さい場合
には主に共振回路・直列回路での損失を低減する、広い
負荷範囲での損失低減を行う共振形インバータ装置を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による実施例である共振形インバータ装
置の主回路構成と制御ブロック図である。

【図２】本発明による実施例である共振形インバータ装
置の各部電圧・電流波形を示す図である。

【図３】従来の電圧共振形インバータ装置の主回路図で
ある。

【図４】従来の電圧共振形インバータ装置の動作時の共
振回路および電圧クランプ回路における電流・電圧波形
を示す図である。

【符号の説明】

１……直流電圧源、２……リアクタンス３……コンデンサ、４……共振回路５ａ〜５ｆ、８……スイッチング素子６ａ〜６ｆ、９……ダイオード７……インバータ部、１０……スイッチング回
路１１……コンデンサ、１２……電圧クランプ回
路１３、１４……直流電圧母線、１５……誘導電動機１６……電流検出回路、１７……オン信号発生回路、１８……オフ信号発生回
路１９……信号遅延回路２０……タイミング信号
発生回路２１……サンプル・ホールド回路。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧源と、この直流電圧源に並列に接続されたリアクトルおよびコ
ンデンサから構成され、前記コンデンサの両端に共振直
流電圧を発生させる共振回路と、ブリッジ接続された複数個の主スイッチング素子から構
成され、前記共振直流電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ部と、このインバータ部の各主スイッチング素子を所定のパタ
ーンでスイッチングさせて、インバータ部の出力する交
流電圧を制御する出力制御手段とを有し、前記インバー
タ部の出力により誘導電動機を駆動する共振形インバー
タ装置において、前記リアクトルに並列に接続されたコンデンサおよびス
イッチング素子の直列回路と、この直列回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段が検出した検出電流に基づいて、前記
直列回路を構成する前記スイッチング素子のオン・オフ
動作を制御するスイッチング素子制御手段と、前記直列回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出手段
と、この電圧検出手段の出力する検出電圧、前記スイッチン
グ素子制御手段の出力および前記電流検出手段の出力す
る検出電流に基づいて、前記インバータ部を構成する前
記主スイッチング素子のオン・オフパターンの切り換え
タイミングを与える信号を発生し、前記誘導電動機の負
荷率が大きい場合には前記共振直流電圧が零となる期間
でオン・オフパターンの切り換えを行い、前記負荷率が
小さい場合には前記共振直流電圧が低電圧極小値となる
期間でオン・オフパターンの切り換えを行うタイミング
信号発生手段とを備えたことを特徴とする共振形インバ
ータ装置。