DE3400671C1 - Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers mit einer induktiven Komponente - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter, der aus einer Gleichspannung eine Wechselspannung für einen Verbraucher mit einer induktiven Komponente erzeugt. Die Frequenz der erzeugten Wechselspannung liegt in der Größenordnung von 10— 100 kHz, insbesondere bei etwa 30 kHz.

Mit der erzeugten Wechselspannung können Verbraucher etwa folgender Art gespeist werden: Wechselstrommotoren ohne Kommutierung, Induktoren, Transformatoren, Leuchtstoffröhren, die bei einer Frequenz von etwa 30 kHz arbeiten, und Kochplatten mit induktiver Heizung, bei der durch ein Magnetfeld jeweils nur der Aufnahmebehälter für die Speise erwärmt wird.

Es sind Wechselrichter bekannt (Elektronique Industrielle Nr. 50/1-04-1983, Seite 35—41), bei der eine Gleichspannung an eine sogenannte Halbbrücke mit zwei in Reihe geschalteten Leistungstransistoren gelegt ist. Die Leistungstransistoren werden abwechselnd leitend gesteuert und erzeugen an ihrem Verbindungspunkt die Wechselspannung für den Verbraucher. Theoretisch müßte der erste Transistor in einem bestirnten Zeitpunkt abgeschaltet und der zweite Transistor in demselben Zeitpunkt eingeschaltet werden. Die induktive Komponente des Verbrauchers gestattet keine plötzliche Stromunterbrechung. Andererseits wären die Transistoren gefährdet, wenn sie eine kurze Zeit beide leitend sind. Wegen Toleranzen und der Ausräumzeilen der Transistoren ist eine derart exakte Schaltung nur mit komplizierten Treiberschaltungen in Form von Mikroprozessoren möglich.

Es ist daher bekannt, zwischen den aufeinanderfolgenden leitenden Phasen der beiden Transistoren zur Sicherheit eine Ruhezeit vorzusehen, in der beide Transistoren nichtleitend sind. Dadurch, wird sichergestellt, daß nicht beide Transistoren gleichzeitig leiten können. Um den notwendigen Stromfluß während dieser Ruhezeit zu ermöglichen, sind den Transistoren entgegengesetzt zu ihren Kollektor-Emitter-Strecken gepolte Diöden parallelgeschaltet, die während der Ruhezeit kurzzeitig den Strom übernehmen. Parallel zu den Dioden liegt jeweils ein Kondensator, der die Steilheit der erzeugten Wechselspannung begrenzt.
Die beiden Transistoren werden dabei von Wicklungen eines Transformators im Gegentakt abwechselnd leitend gesteuert und gesperrt. Zu diesem Zweck muß dem Transformator eine zusätzliche Treiberschaltung zugeordnet sein, die diese Steuerung der Transistoren bewirkt. Eine derartige Treiberschaltung erfordert einen zusätzlichen Aufwand an Schaltungsmaßnahmen und Energie. Die Treiberschaltung kann z. B. eine zusätzliche Stufe sein, die mit einer getrennten Betriebsspannung gespeist wird.
Es ist auch ein Wechselrichter der beschriebenen Art bekannt (DE-OS 29 29 312), bei dem der Verbindungspunkt der den Kollektor/Emitter-Strecken der Transistoren parallel geschalteten Dioden einerseits mit dem Verbraucher und andererseits über eine dritte Wicklung des Transformators mit dem Verbindungspunkt der Transistoren verbunden ist. Diese dritte Wicklung wird abwechselnd von den Strömen der beiden Transistoren durchflossen. Nach dem Prinzip eines Stromtransformators werden dadurch in zwei Sekundärwicklungen des Transformators Ströme erzeugt, die als Basis-Steucrströme auf die beiden Transistoren gelangen. Die Wicklungen sind dabei so gepolt, daß durch die in ihnen induzierten Spannungen jeweils ein Transistor an der Basis durchlässig gesteuert und der andere gesperrt wird. Dabei wird also der durch die Transistoren fließende Strom zur Erzeugung der Basisströme der gewünschten Polarität und Amplitude für die Steuerung der beiden Transistoren ausgenutzt. Die beiden Transistoren werden dabei von zusätzlichen Treiberschaltungen mit der Arbeitsfrequenz des Wechselrichters gesteuert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine derartige Schaltung auf schaltungstechnisch einfache Weise selbstschwingend auszubilden.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Der Feldeffekttransistor bewirkt einen die Sperrung des Transistors auslösenden periodischen Kurzschluß des Transformators, so daß alle Spannungen am Transformator auf null zusammenbrechen. Da diese Steuerung vom Ausgang der Schaltung erfolgt, ergibt sich eine selbstschwingende Schaltung, so daß eine zusätzliche, selbstschwingende Treiberschaltung nicht erforderlich ist. Der Feldeffekttransistor bewirkt dabei aufgrund seiner Eigenschaften einen besonders niederohmigen Kurzschluß des Transformators. Der Energieverbrauch für die Steuerung der Transistoren wird gering gehalten, weil die Ansteuerung nur mit einem einzigen aktiven

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Schalter in Form des Feldeffekttransistors erfolgt. Es muß daher neben der Energiespeisung der Leistungstransistoren keine zusätzliche Energie von außen für deren Steuerung zugeführt werden. Es wird ein selbst-, kommutierendes System gebildet, bei dem die Energie für die Steuerung der Transistoren aus der erzeugten Wechselspannung selbst abgeleitet wird. Die Frequenz der erzeugten Wechselspannung kann zur Anpassung an verschiedene Verbraucher mittels der Steuerschaltung geändert werden. Außerdem kann das Tastverhält-η is der erzeugten Wechselspannung geändert werden,-um den Effektivwert dieser Wechselspannung zur Anpassung an verschiedene Verbraucher zu ändern.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Darin zeigt

Fig. 1 ein Schaltungsbeispiel des erfindungsgemäßen Wechselrichters,

F i g. 2 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1,

F i g. 3 die Realisierung eines Schaltungsdetails aus Fig. 1, '

F i g. 4 das Ersatzschaltbild für den in F i g. 1 verwendeten Transformators,

F i g. 5 Kurven zur Erläuterung des Ersatzschaltbildes nach F i g. 4,

F i g. 6 ein praktisches Ausführungsbeispiel für die in F i g. 1 verwendete Steuerschaltung, und

F i g. 7 Kurven zur Erläuterung der Steuerschaltung gemäß F i g. 6. Dabei zeigen die kleinen Buchstaben, an welchen Punkten der Schaltungen die Spannungen und Ströme gemäß den Diagrammen stehen.

In Fig. 1 ist eine sogenannte Halbbrückenschaltung mit zwei Transistoren 7*1, Tl zwischen die Betriebsspannung + B und Erde geschaltet. Die Betriebs-Gleichspannung + B kann eine gleichgerichtete Netzspannung sein oder einem Akku entnommen werden. An die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Ti, T2 sind zwei Sleuerwicklungen 52 und 53 des Transformators TR 1 angeschlossen. Den Transistoren 7*1, T2 sind Dioden D\,l)2 zugeordnet, die im folgenden als Freilaufdioden bezeichnet werden. Parallel zu den Dioden liegen Kondensatoren C1, C 2, die die Steilheit der an der Klemme a erzeugten Wechselspannung Us begrenzen. Der Verbindungspunkt /' ist über die Zusatzwicklung 51 mit dem Verbindungspunkt h verbunden. Die an der Klemmc <■; erzeugte Wechselspannung Us wird dem Verbraucher Vmit der induktiven Komponente L zugeführt und erzeugt einen Wechselstrom Is für den Verbraucher V. Der Ausgang a ist an die Steuerklemme r der Steuerschaltung Cd 1 angeschlossen. Die Steuerschaltung Cd 1 steuert periodisch den V-MOS-Transistor 7*3. Der Transistor T3 schließt über die Dioden D 3, £>4 die Wicklungen 53 und 54 periodisch kurz und leitet die Umschaltung zwischen den Transistoren 7*1, T2 ein.

Basisstrom /Sl für den Transistor 7*1 erzeugt. Der Strom /B1 ist dabei in erwünschter Weise dem Strom /Tl proportional, so daß mit steigendem Strom /Tl auch der Basisstrom /B1 ansteigt. Durch diesen dem Kollektorstrom angepaßten Basisstrom wird für die Steuerung keine gesonderte Leistung benötigt. Der Strom /Tl wird also in vorteilhafter Weise durch Ausnutzung der durch den Transformator TR1 bewirkten Stromtransformation zur Erzeugung des notwendigen Basisstromes ΊΒ1 ausgenutzt. Der zur Steuerung der Transistoren erforderliche Basisstrom wird aus der magnetischen Energie des Transformators gewonnen. Der Strom /Tl durch die Wicklung 51 erzeugt gleichermaßen in der Wicklung 53 einen Strom. Da jedoch die Wicklung 53 zur Wicklung 52 entgegengesetzt gepolt ist, wird durch diesen Strom der Transistor 7*2 nicht leitend gesteuert, sondern gesperrt gehalten.

Wenn der Transistor Ti gesperrt und der Transistor 7*2 leitend ist, fließt der Kollektorstrom /T2 des Transistors T2 ebenfalls durch die Wicklung 51, jedoch in entgegengesetzter Richtung zu /Tl. Da die Wicklung 53 jedoch zur Wicklung 52 entgegengesetzt gepolt ist, gilt für die Steuerung des Transistors 7*2 durch den Kollektorstrom /7*2 die gleiche Wirkungsweise wie für den Transistor Ti.

An die Basis des Transistors T2 ist eine Startschaltung St angeschlossen. Diese dient dazu, bei Inbetriebnahme der Schaltung mit einem Impuls den Transistor 72 in die Sättigung zu steuern, damit die gesamte Schaltung anschwingt. Während des Betriebes der Schaltung ist die Startschaltung St ohne Wirkung, da dann die Schaltung selbstschwingend arbeitet.

Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 wird anhand der F i g. 2 näher erläutert. Im Zeitpunkt 11 wird der Transistor T3 durch die Steuerschaltung Cd 1 angesteuert, so daß an seiner Steuerelektrode (Gate) die Spannung Uc auftritt, die ihn leitend steuert. Dadurch werden die Wicklungen 53, 54 über die Dioden D 3, D 4 und den Transistor 7"3 kurzgeschlossen. Der gesamte Transformator TR1 arbeitet dann im Kurzschluß, so daß an allen Wicklungen praktisch keine Spannungen erzeugt werden. Die Spannung US 3 an der Wicklung 53 bricht daher auf null zusammen. Bedingt durch die Ausräumzeit wird mit einer gewissen Verzögerung der bis dahin leitende Transistor 7*2 nichtleitend, so daß im Zeitpunkt i2 der Strom /T2 auf null abfällt. Der Kondensator C 2 ist dann nicht mehr durch den Transistor T2 kurzgeschlossen. Dadurch kann die Spannung Us am Punkt a auf den Wert + B ansteigen. Von f 2 bis 13 fließt dabei ein Strom über den Kondensator C1. Im Zeitpunkt f 3 wird die Diode D1 leitend, so daß bis zum Zeitpunkt 14 der Strom iD 1 fließt und keine Stromunterbrechung von fs auftritt. Der Strom iD 1 ist dadurch möglich, daß die Last V die induktive

Über diesen Weg ist die Schaltung selbstschwingend 55 Komponente L enthält. Im Zeitpunkt 14 wird der Strom ausgebildet. iD 1 gleich null. Da jetzt ein anderer Stromweg nicht

Die Wicklung 51 hat folgenden Zweck. Wenn der Transistor Tl leitend und somit der Transistor T2 gesperrt ist, fließt der Kollektorstrom /Tl über die Wicklung 51 zur Klemme a. Dabei wirkt der Transformator TR \ als Stromtransformator, so daß der Strom /Tl durch die Wicklung 51 in der Wicklung 52 einen Strom erzeugt, der als Basisstrom i'B 1 dem Transistor Ti zugeführt wird. Durch geeignete Bemessung des Windungsverhältnisses zwischen den Wicklungen 51 und sowie deren Polung unter Berücksichtigung des Slromverstürkungsfaktors β des Transistors 7*1 läßt sich erreichen, daß der Strom /Tl den gewünschten mehr besteht, wird der Strom Is im Zeitpunkt ί 4 = null. In diesem Zeitpunkt erfolgt die Richtungsumkehr des Stromes Is. Im Zeitpunkt f4 wird der Transistor 7*1 leitend, so daß jetzt der Stromfluß Is in entgegengesetzter Richtung beginnt. Der Transistor T2 ist während dieser Zeit durch die Spannung US3 gesperrt. Im Zeitpunkt i5 erscheint wieder die Spannung Uc, die den Kurzschlußbetrieb des Transformators TR1 herbeiführt. Dadurch entfällt die Basisansteuerung des Transistors 7*1. Mit einer gewissen Verzögerung wird daher der Strom /Tl im Zeitpunkt f 6 gleich null. Die Stromübernahme erfolgt zunächst durch die Kondensatoren

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Cl, C2 bis zum Zeitpunkt f7. Im Zeitpunkt Π übernimmt die Diode D 2 den Strom iD 2, der im Zeitpunkt 19 auf null abgefallen ist. In diesem Zeitpunkt wird wieder der Transistor T2 durch die Spannung US 3 eingeschaltet, wodurch wieder der Strom /72 zu fließen beginnt. Der Zeitpunkt 110 entspricht dem Zeitpunkt 12.

Zwischen den Wicklungen S2 und S3 und den Basen der Transistoren 7*1, T2 liegen noch zwei Spannungsquellen E1 und E 2, die in Sperrichtung der Transistoren 7*1, T2 gepolt sind. Diese Spannungsquellen haben folgenden Zweck. Durch die Spannung Uc sind die Wicklungen 53, S 4 wegen der Flußspannung der Dioden D3, DA nicht vollkommen kurzgeschlossen, so daß auch im Kurzschlußbetrieb an den Wicklungen 52, 53 noch geringe Spannungen in Durchlaßrichtung der Transistoren 7*1, T2 auftreten. Die Spannungsquellen Ei und E2 dienen dazu, die notwendige Sperrung der Transistoren 7*1, T2 zu beschleunigen.

F i g. 3 zeigt eine Schaltung, mit der die Spannungsquellen £" 1, E2 realisiert werden können. Die Schaltung besteht jeweils aus zwei Dioden D 5, D 6 und einem Kondensator C3. Dieser hat eine so größe Kapazität, daß die Spannung an den Klemmen e und m konstant bleibt und die gewünschte, in Sperrichtung wirkende zusätzliche Vorspannung bildet.

F i g. 4 zeigt das Ersatzschaltbild des Transformators TR1 zur näheren Erläuterung der Steuerung durch den Transistor T3. L 3 ist die Streuinduktivität des Transformators TR 1, betrachtet von der Seite der Wicklung 53. Die in dem Kern des Transformators TR1 gespeicherte Energie ist durch den Magnetisierungsstrom iL 3 dargestellt.

F i g. 5 zeigt im Prinzip die Steuerspannungen für die Steuerung des Transistors 7*2. Von il bis i2 ist der Strom iL 3 negativ und bleibt konstant, da VL 3 annähernd null ist. Der Strom iL 3 fließt über die Diode D 3 und den Transistor T3.

Von i3 bis f 4 ist der Strom is negativ. Die Diode D 2 ist leitend. Der Strom /7*2 ist annähernd null. Der Strom is fließt, über die Diode D 2. Der Strom /L 3 ist etwa gleich dem Strom i'B 2, der die leitende Phase des Transistors 7*2 vorbereitet, bevor is seine Richtung ändert. Im Zeitpunkt 14 ändert der Strom is seine Richtung, die Diode Ό2 wird gesperrt und /7*2 wird gleich is. Der Sekundärstrom iT2/n (n annähernd 6) erhöht den Basisstrom iB2, um die Sättigung des Transistors T2 aufrechtzuerhalten. Gleichzeitig steigt die Basis/Emitter-Spannung UBE des Transistors T2 um etwa 1 V an, wodurch die Steigung des Stromes iL 3 vergrößert wird. Der Strom iL 3 schließt sich daher über die Spannungsquelle E 2 und die Basis/Kollektor-Strecke des Transistors Γ2.

Während der leitenden Zeit des Transistors Γ2, das ist von 14— i6, durchläuft der Strom iL 3 den Nullwert. Das entspricht bei einem Sinusverlauf einer Phasenverschiebung von 90° zwischen der Spannung und dem Strom in einer Induktivität.

Der Strom iL 3 wird dann am Ende der leitenden Phase des Transistors T2 positiv und wird von dem Strom iT2/n abgezogen, um den Strom ib gemäß F i g. 5 zu bilden.

Von r5—i6 bewirkt die leitende Phase des Transistors T3 und der Diode D 3 einen schnellen Abfall des Stromes ΊΒ2 und die Sperrung des Transistors T2 nach der sogenannten Ausräumzeit.

Von f6 oder f'l bis f'3 hat der Strom iL3 positive Richtung und entspricht somit nicht mehr einer leitenden Phase des Transistors T2, sondern einer leitenden Phase des Transistors 7*1. Der folgende Zeitraum von t'X bis t'5 entspricht der leitenden Phase des Transistors Ti nach dem gleichen Prinzip wie für den Transistor 7*2 von ί 1 bis ί 5. Am Ende der leitenden Phase des Transistors 7*1 wird der Strom iL 3 wieder negativ und bewirkt die leitende Phase des Transistors T2. Auf diese Weise werden die beiden Transistoren 7*2 und 72 abwechselnd leitend gesteuert und gesperrt.

Die Induktivität L 3 liegt oberhalb eines Minima I wertes, der von der Verstärkung des Transistors, von der Frequenz und von der Spannung (VC2 + UBE) abhängig ist.

Daraus ergibt sich, daß der Strom der Diode D 2, der im allgemeinen wesentlich größer ist als der Strom iL 3, nicht durch die Primärwicklung 51 des Transformators TR 1 fließen darf. Ein zu hoher Wert des Stromes iT2/n von f 1 —i3 würde den Strom iB2 verhindern, so daß der Transistor T2 nicht leitend werden kann. Dann würde die Schaltung nicht einwandfrei arbeiten.

Anhand der F i g. 6, 7 werden der Aufbau und die Wirkungsweise der Steuerschaltung Cd 1 beschrieben. Die Steuerschaltung Cd 1 dient zur Steuerung des Transistors 7*3 und damit zur Steuerung der jeweils leitenden Phase jedes Transistors Ti, T2. An die Eingangsklemme r der Steuerschaltung Cd 1 ist die Ausgangsspannung Us vom Punkt a in F i g. 1 angelegt. Mit der Diode D 9 wird die Betriebsspannung +B stabilisiert und auf einen Wert von etwa +12V begrenzt. Am Punkt s wird die Spannung Us mit der Diode D 7 auf null geklemmt. Durch die Wirkung des Kondensators C3 und des Widerstandes R1 steht somit am Punkt s eine Spannung U1, deren Amplitude von der Amplitude der Spannung Us nicht abhängig ist. Der Widerstand R 4 und der Kondensator C4 bilden ein Integrierglied für die Spannung U1. Dadurch entsteht am Punkt / die sägezahnförmige Spannung U 2. Die Schwellwertschaltung mit den Transistoren 7*4 und T5 hat zwei durch die Spannungsquellen i/3 und i/4 festgelegte Schwellwerte, mit denen die Spannung i/2 verglichen wird. Die Spannungsquelle t/4 bildet den unteren Schwellwert Uw 1 über den Transistor 7*4 und die Summenspannung U3 + i/4 den oberen Schwellwert Uw 2 durch den Transistor T5. Wenn die Spannung Us ihren unteren Wert hat, ist die Spannung U1 gleich null. Daher sinkt die Spannung t/2 und unterschreitet im Zeitpunkt /1 den unteren Schwellwert LWl. Dadurch wird der Transistor 7*4 leitend und steuert die Transistoren Tb und T3 leitend. Dadurch entsteht am Gate des Transistors 73 die auch in F i g. 1 dargestellte Spannung Uc.

Nach der verzögerten Umschaltung der Leistungsstufe gemäß F i g. 1 steigt die Spannung Us wieder an und erreicht die Betriebsspannung + B. Der Strom über den Kondensator C3 und den Widerstand R 1, der jetzt umkehrt, ist etwas größer als der Strom durch den Widerstand RA, so daß nun die Diode D 8 leitend wird. Die Spannung i/l geht schnell auf die Betriebsspannung von +12 V und erzeugt eine ansteigende Spannung i/2. Die Transistoren 76 und T3 werden erst gesperrt, wenn die Spannung Us die Betriebsspannung + B crreicht hat.

Im Zeitpunkt i5 überschreitet die Spannung t/2 den oberen Schwellwert Uw 2. Die Transistoren 75, 77, 76 und 73 bleiben leitend, solange die Spannung Us nicht null geworden ist. Entsprechend symmetrisch während der abfallenden Flanke der Spannung Us wird die Spannung Ui gleich null, die Spannung i/2 fällt ab, und der vollständige Vorgang wiederholt sich. Bei einem vorgegebenen ÄC-Netzwerk ist die Frequenz von dem Unter-

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schied zwischen dem oberen und dem unteren Schwellwert abhängig. Das Tastverhältnis der Ausgangsspannung Us ist abhängig von dem Mittelwert zwischen dem oberen und unteren Schwellwert. Wenn dieser gleich der Hälfte der Betriebsspannung +B der Steuerschal-Hing Cd 1 ist, ist das Tastverhältnis gleich V2.

Die Steuerschaltung Cdi kann also in Fig. 1 an der Klemme ί derart beeinflußt werden, daß sich die Frequenz der Spannung Us oder deren Tastverhältnis und somit Effektivwert ändert. Dieses kann durch eine Andcrung der Spannungsquellen t/3 und U4 erfolgen.

Die Schaltung nach F i g. 6 enthält also im Prinzip einen Amplitudenbegrenzer mit den Dioden D 8 und D 7 für die Spannung Us, ein eine Zeitmessung bewirkendes RC-G\\ed R4/C4, eine Schwellwertschaltung mil den Transistoren 74, 75 und den Spannungsquellen t/3, i/4 sowie eine Steuerschaltung mit den Transistoren 76, 77 zur Steuerung des Transistors 73, der in F i g. 1 als Schalter zum Kurzschließen der Wicklung 53 dient.

Die Kondensatoren CX, C2 in Fig. 1 begrenzen die Steilheit der erzeugten Wechselspannung Us. Diese Kondensatoren können in Fi g. 1 auch unmittelbar parallel zu den Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 71, 72 liegen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

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Claims (4)

34 OO 671 Patentansprüche:

1. Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers (V) mit einer induktiven Komponente (L), bei dem zwischen den Gleichspannungsklemmen (+B, Erde) die Reihenschaltung von zwei Transistoren (Tl, T2) liegt, die von einer ersten und zweiten Wicklung (S2, S3) eines Transformators (TR 1) im Gegentakt abwechselnd leitend gesteuert werden, wobei parallel zu den Transistoren (Ti, T2) zwei Freilaufdioden (Dl, D 2) liegen, deren die Ausgangsspannung (Us) liefernder Verbindungspunkt (a) über eine dritte Wicklung (S 1) des Transformators (TR 1) mit dem Verbindungspunkt (h) der Transistoren (Ti, T2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (TR 1) eine vierte Wicklung (SA) aufweist, die in Reihe mit der ersten oder zweiten Wicklung (S 2,5 3) liegt, daß der Mittelpunkt (Erde) dieser Reihenschaltung an die erste Elektrode und die Enden dieser Reihenschaltung über zwei Dioden (D 3, D 4) an die zweite Elektrode der Source/Drain-Strecke eines Feldeffekttransistors (T3) angeschlossen sind, und daß an dessen Gate-Elektrode die Ausgangsspannung (Us) über eine als Impulsformer wirkende Steuerschaltung (Cd 1) angelegt ist.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen Spannungsbegrenzer (D 8, D 7), ein Zeitkonstantenglied (R 4, C4) und eine Schwellwertschaltung (T4, T5, U3,U 4) aufweist.

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertschaltung (T4, T5, i/3, U4) zwei Schwellwerte aufweist.

4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwerte zur Änderung der Frequenz und des Tastverhältnisses der Ausgangsspannung (Us) einstellbar sind (Klemme t in