DE102011075175A1

DE102011075175A1 - Signalübertragungsanordnung mit einem Transformator

Info

Publication number: DE102011075175A1
Application number: DE102011075175A
Authority: DE
Inventors: Martin Feldtkeller
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2010-05-03
Filing date: 2011-05-03
Publication date: 2011-11-03
Also published as: US8730694B2; US20110267861A1; US8427852B2; US20130222040A1

Abstract

Beschrieben werden eine Signalübertragungsanordnung und ein Signalübertragungsverfahren. Die Signalübertragungsanordnung weist auf: einen Transformator (2) mit einer ersten und einer zweiten Wicklung (21, 22); eine Dämpfungsschaltung (1) mit einem Eingangsanschluss zum Zuführen eines Eingangssignals (Sin), die an die erste Wicklung (21) gekoppelt ist und die dazu ausgebildet ist, einen elektrischen Widerstand (RD) aufzuweisen, der abhängig von dem Eingangssignal (Sin) ist; einen Schwingkreis (3) der die zweite Wicklung (22) aufweist und der dazu ausgebildet ist, ein oszillierendes Signal (Vosc) bereitzustellen; und eine Auswerteschaltung (6), der das oszillierende Signal (Vosc) zugeführt wird und die dazu ausgebildet ist, ein Ausgangssignal (Sout) bereitzustellen, das abhängig ist von einer Amplitude des oszillierenden Signals (Vosc).

Description

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung betreffen eine Signalübertragungsanordnung mit einem Transformator, insbesondere mit einem kernlosen Transformator (engl.: coreless transformer) bzw. Luftspulenübertrager, und ein Signalübertragungsverfahren.
Transformatoren, wie beispielsweise kernlose Transformatoren, können zum Übertragen von Signalen über eine Potentialbarriere zwischen zwei Schaltungen oder Schaltungsteilen verwendet werden, die jeweils verschiedene Bezugspotenziale besitzen. Ein Transformator kann beispielsweise verwendet werden zum übertragen eines Rückkopplungssignals von einer sekundärseitigen Steuereinheit zu einer primärseitigen Treiberschaltung in einem Schaltwandler oder Schaltnetzteil oder von einer Steuereinheit zu einer Treiberschaltung eines High-Side-Schalters verwendet werden.
Bekannte Signalübertragungsanordnungen mit einem Transformator übertragen digitale Signale. Für den Fall, dass ein analoges Signal übertragen werden soll, ist in einer Senderschaltung ein mit einer ersten Wicklung des Transformators gekoppelter Analog-Digital-(AD)-Wandler und in einer Empfängerschaltung ein mit einer zweiten Wicklung des Transformators gekoppelter AD-Wandler erforderlich.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Signalübertragungsanordnung mit einem Transformator zur Verfügung zu stellen, die eine Übertragung analoger Signale ermöglicht und ein entsprechendes Signalübertragungsverfahren zur Verfügung zu stellen.
Diese Aufgabe wird durch eine Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 1 und durch ein Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 17 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Ein erster Aspekt der Erfindung betrifft eine Signalübertragungsanordnung, die aufweist: einen Transformator mit einer ersten und einer zweiten Wicklung; eine Dämpfungsschaltung mit einem Eingangsanschluss zum Zuführen eines Eingangssignals, die an die erste Wicklung gekoppelt ist und die dazu ausgebildet ist, einen elektrischen Widerstand aufzuweisen, der von dem ersten Eingangssignal abhängig ist; eine Oszillatorschaltung, die die zweite Wicklung aufweist und die dazu ausgebildet ist, ein oszillierendes Signal bereitzustellen; eine Auswerteschaltung, der das oszillierende Signal zugeführt wird und die dazu ausgebildet ist, ein Ausgangssignal bereitzustellen, das von einer Amplitude des oszillierenden Signals abhängig ist.
Ein zweiter Aspekt der Erfindung betrifft ein Signalübertragungsverfahren, das aufweist: Bereitstellen einer Signalübertragungsanordnung mit einem Transformator, der eine erste und eine zweite Wicklung aufweist, mit einer Oszillatorschaltung, die die zweite Wicklung aufweist und die dazu ausgebildet ist, ein oszillierendes Signal bereitzustellen, und mit einer Dämpfungsschaltung, die an die erste Wicklung gekoppelt ist; Bereitstellen eines ersten zu übertragenden Signals; Dämpfen des oszillierenden Signals durch Variieren eines elektrischen Widerstandes der Dämpfungsschaltung in Abhängigkeit des ersten Signals; und Erzeugen eines zweiten Signals, das von einer Amplitude des oszillierenden Signals abhängig ist.
Ausführungsbeispiele werden nunmehr unter Bezugnahme auf die Figuren erläutert. Die Figuren dienen zur Veranschaulichung des Grundprinzips, so dass lediglich zum Verständnis dieses Grundprinzips erforderliche Aspekte dargestellt sind. Die Figuren sind nicht maßstabsgetreu. In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale.
1 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Signalübertragungsanordnung mit einem Transformator, einer Dämpfungsschaltung, der ein Eingangssignal zugeführt ist, einem Schwingkreis und einer Auswerteschaltung, die ein Ausgangssignal bereitstellt;
2 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines Schwingkreises;
3 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Beziehung zwischen einem elektrischen Widerstand der Dämpfungsschaltung und dem Ausgangssignal;
4 veranschaulicht schematisch ein erstes Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung;
5 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung, die eine Anordnung mit einem veränderlichen Widerstand und eine mit der Anordnung mit dem veränderlichen Widerstand gekoppelte Treiberschaltung aufweist;
6 veranschaulicht das Funktionsprinzip eines der Transistoren der Dämpfungsschaltung gemäß 5;
7 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel einer Beziehung zwischen dem Eingangssignal der Übertragungsanordnung und der Leitfähigkeit der Dämpfungsschaltung;
8 veranschaulicht ein Verfahren zum Ansteuern der Transistoren der Transistoranordnung gemäß 5 in Abhängigkeit des Eingangssignals;
9 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Treiberschaltung mit einer Vielzahl von Treibereinheiten;
10 veranschaulicht das Funktionsprinzip einer der Treibereinheiten gemäß 9;
11 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung, die einen Regelkreis mit einer Referenzschaltung aufweist;
12 veranschaulicht das Funktionsprinzip der Dämpfungsschaltung gemäß 11;
13 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel einer Transistoranordnung der Referenzschaltung; und
14 veranschaulicht das Funktionsprinzip einer Signalübertragungsanordnung und eines Signalübertragungsverfahrens gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel.
1 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Signalübertragungsanordnung, die zum Übertragen eines ersten Signals Sin geeignet ist. Das erste Signal wird beispielsweise von einer Senderschaltung TR (engl.: transmitter circuit) (dargestellt in gestrichelten Linien) bereitgestellt. Die Signalübertragungsanordnung ist dazu ausgebildet, das erste Signal Sin – das nachfolgend auch als Eingangssignal bezeichnet wird – zu erhalten, und ein zweites Signal Sout – das nachfolgend auch als Ausgangssignal bezeichnet wird – zu erzeugen. Das Ausgangssignal Sout wird beispielsweise einer Empfängerschaltung REC (dargestellt in gestrichelten Linien) zugeführt. Die Signalübertragungsanordnung ist insbesondere dazu geeignet, das Eingangssignal Sin über eine Potentialbarriere zwischen zwei Schaltungen oder Schaltungsteilen eines Systems mit verschiedenen Bezugspotentialen hinweg zu übertragen.
Die Signalübertragungsanordnung kann beispielsweise dazu verwendet werden, ein Steuersignal von einer sekundärseitigen Steuereinheit in einem Schaltwandler oder Schaltnetzteil zu einer primärseitigen Treiberschaltung eines Schalters zu übertragen. In diesem Fall wäre die Übertragungsschaltung TR die sekundärseitige Steuerschaltung und die Empfängerschaltung REC wäre die primärseitige Treiberschaltung. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Signalübertragungsanordnung zum Übertragen eines Steuersignals von einer Steuerschaltung zu einer Treiberschaltung eines High-Side-Schalters verwendet werden. In diesem Fall wäre die Übertragungsschaltung TR die Steuerschaltung und die Empfängerschaltung REC wäre die Treiberschaltung.
Die Signalübertragungsanordnung weist einen Transformator 2 mit einer ersten Wicklung 21 und einer zweiten Wicklung 22 auf, die induktiv miteinander gekoppelt sind. Es kann eine beliebige bekannte Transformatortechnologie zur Implementierung des Transformators 2 verwendet werden. Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel ist der Transformator 2 ein Transformator mit zwei planaren Wicklungen. Eine planare Wicklung ist eine Wicklung, bei der ein elektrische Leiter, der die Wicklung bildet, in einer Ebene angeordnet ist. Transformatoren mit planaren Wicklungen können in oder auf Halbleiterkörpern (Chips) oder auf Leiterplatten (PCB, Printed Circuit Board) implementiert werden. Der Transformator 2 ist beispielsweise ein kernloser Transformator bzw. Luftspulenübertrager, also ein Transformator ohne Magnetkern. Kernlose Transformatoren und Verfahren zu deren Implementierung sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen erforderlich sind.
Die Signalübertragungsanordnung weist weiterhin eine Dämpfungsschaltung 1 auf, der das Eingangssignal Sin zugeführt wird und die über Ausgangsanschlüsse 11, 12 an die erste Wicklung 21 gekoppelt ist. Die Dämpfungsschaltung 1 weist einen elektrischen Widerstand R_D oder eine elektrische Leitfähigkeit G_D auf, mit G_D = 1/R_D, der oder die zwischen den Ausgangsanschlüssen vorliegt und der oder die von dem Eingangssignal Sin abhängig ist.
Die zweite Wicklung 22 des Transformators 2 ist Teil eines Schwingkreises 3, der dazu ausgebildet ist, zwischen den Ausgangsanschlüssen 31, 32 ein oszillierendes Signal Vosc bereitzustellen. Das oszillierende Signal Vosc ist einer zwischen die Ausgangsanschlüsse 31, 32 des Schwingkreises geschalteten Auswerteschaltung 6 zugeführt, die dazu ausgebildet ist, das Ausgangssignal Sout in Abhängigkeit von einer Amplitude des oszillierenden Signals Vosc zu erzeugen. Die Auswerteschaltung 6 ist beispielsweise als Spitzenwertdetektor (engl.: peak detektor) ausgebildet, der die Spitzenspannung des oszillierenden Signals Vosc detektiert und das Ausgangssignal Sout abhängig von dem Spitzenwert, insbesondere proportional zu dem Spitzenwert, des oszillierenden Signals Vosc erzeugt. Solche Spitzenwertdetektoren sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Ausführungen erforderlich sind.
Der Schwingkreis 3 weist eine LC-Schaltung mit der zweiten Wicklung 22 des Transformators 2 und mit einer kapazitiven Schaltung 4 mit wenigstens einem kapazitiven Element, insbesondere einem Kondensator, auf. Eine Verstärkerschaltung 5, die in 1 nur schematisch dargestellt ist, ist an die LC-Schaltung gekoppelt und bewirkt, dass die LC-Schaltung oszilliert, dass diese also ein oszillierendes Signal erzeugt. Das oszillierende Ausgangssignal Vosc des Schwingkreises 3 kann ein verstärktes Signal des oszillierenden Signals der LC-Schaltung sein, oder kann jedes andere Signal sein, das von dem durch die LC-Schaltung bereitgestellten oszillierenden Signal abhängig ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das oszillierende Signal Vosc des Schwingkreises 3 proportional zu dem oszillierenden Signal, das von der LC-Schaltung 22, 4 erzeugt wird.
Es ist allgemein bekannt, dass die Amplitude eines von einer LC-Schaltung erzeugten oszillierenden Signals von einer Dämpfung der LC-Schaltung abhängig ist. Bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel der Signalübertragungsanordnung wird die LC-Schaltung von der Dämpfungsschaltung 1 gedämpft, die an die erste Wicklung 21 des Transformators 2 angeschlossen ist. Die Dämpfungsschaltung 1 beeinflusst die Dämpfung der LC-Schaltung aufgrund der induktiven Kopplung zwischen der ersten Wicklung 21 und der zweiten Wicklung 22. Die ersten und zweiten Wicklungen 21, 22 können den gleichen Wickelsinn aufweisen. Ein induktiver Kopplungsfaktor zwischen der ersten und der zweiten Wicklung 21, 22 ist beispielsweise größer als 0,6, insbesondere größer als 0,8.
Zum Übertragen des Eingangssignals Sin macht sich die Signalübertragungsanordnung die Tatsache zu nutze, dass eine Dämpfung der LC-Schaltung und folglich die Amplitude des oszillierenden Signals Vosc von dem elektrischen Widerstand R_D der Dämpfungsschaltung zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 12 abhängig ist. Durch Einstellen dieses elektrischen Widerstandes R_D in Abhängigkeit des Eingangssignals Sin können verschiedene Amplituden des oszillierenden Signals und damit verschiedene Ausgangssignale Sout erzeugt werden.
Die Signalübertragungsanordnung ist insbesondere in der Lage, ein analoges Eingangssignal Sin, beispielsweise ein Eingangssignal Sin, das jeden Wert innerhalb eines gegeben Signalbereichs zwischen einem Minimalwert Sin_min und einem Maximalwert Sin_max annehmen kann, zu übertragen. Der Signalbereich des Eingangssignals Sin, der korrespondierende Widerstandsbereich des Widerstands R_D der Dämpfungsschaltung 1 und der Schwingkreis 3 sind aufeinander abgestimmt, so dass eine eindeutige Beziehung zwischen den Werten des Eingangssignalbereichs [Sin_min, Sin_max] und den entsprechenden Amplituden des Oszillatorsignals Vosc besteht. ”Abstimmen des Schwingkreises 3” auf den Widerstandsbereich der Dämpfungsschaltung bedeutet, den Schwingkreis 3 so zu implementieren, dass der Schwingkreis 3 in der Lage ist, für jeden der Widerstandswerte des Widerstandsbereichs ein oszillierendes Ausgangssignal Vosc bereitzustellen.
Generell kann jeder bekannte Schwingkreistyp verwendet werden, um den Schwingkreis 3 zu implementieren. Bekannte Schwingkreise sind beispielsweise Hartly-Oszillatorschaltungen, Meissner-Oszillatorschaltungen oder Colpitts-Oszillatorschaltungen. Derartige Oszillatorschaltungen sind allgemein bekannt. Zu Zwecken der Erläuterung ist in 3 ein als Colpitts-Oszillator realisierter Schwingkreis 3 dargestellt.
Der Schwingkreis 3 ist als Colpitts-Schaltung in Common-Base-Verschaltung ausgeführt. Die kapazitive Schaltung 4 weist eine Reihenschaltung mit einem ersten mit einem zweiten kapazitiven Speicherelement 41, 42, wie beispielsweise einem ersten und einem zweiten Kondensator, auf. Die Reihenschaltung mit dem ersten und dem zweiten Kondensator 41, 42 bildet einen kapazitiven Spannungsteiler. Ein Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers ist ein Schaltungsknoten, der den ersten und zweiten Kondensatoren 41, 42 gemeinsam ist. Die zweite Wicklung weist einen ersten Anschluss, der an einen Anschluss für eine positive Versorgungsspannung V+ gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der an den ersten Kondensator 41 angeschlossen ist, auf. Derjenige Anschluss des zweiten Kondensators 42 der dem Abgriffspunkt abgewandt ist, ist über einen dritten Kondensator an den Anschluss für die positive Versorgungsspannung V+ gekoppelt. Der dritte Kondensator 43 kann eine verglichen mit den Kapazitäten der ersten und zweiten Kondensatoren 41, 42 große Kapazität aufweisen und fungiert als DC-Sperrkondensator. In der LC-Schaltung ist der kapazitive Spannungsteiler über den dritten Kondensator parallel zu der zweiten Wicklung 22 geschaltet.
Die Verstärkerschaltung 5 weist einen Transistor 51 auf, der in dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 als npn-Bipolartransistor implementiert ist. Der Emitteranschluss des Transistors 51 ist an den Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers 41, 42 gekoppelt, dessen Kollektoranschluss ist mit Schaltungsknoten verbunden, der der zweiten Wicklung 22 und dem ersten Kondensator 41 gemeinsam ist, und dessen Basisanschluss ist an einen Schaltungsknoten gekoppelt, der dem zweiten und dem dritten Kondensator 42, 43 gemeinsam ist. Der Basisanschluss des Transistors ist damit über den dritten Kondensator 43 an den Anschluss für die positive Versorgungsspannung V+ angeschlossen.
Die Verstärkerschaltung 5 umfasst außerdem eine Stromquelle 53, die zwischen den Anschluss des kapazitiven Spannungsteilers 41, 42 und einen Anschluss für ein negatives Versorgungspotential oder Bezugspotential V– geschaltet ist. Die Verstärkerschaltung 5 umfasst außerdem einen Widerstands-Spannungsteiler mit einem ersten und einem zweiten Widerstand 54, 55, die in Reihe zwischen die Anschlüsse für das positive und das negative Versorgungspotential V+, V– geschaltet sind, und mit einem Abgriff, der an die Basis des Transistors 51 angeschlossen ist. Der Widerstands-Spannungsteiler dient dazu den Arbeitspunkt des Transistors 51 einzustellen.
Wenn die LC-Schaltung, die durch die zweite Wicklung 22 und den kapazitiven Spannungsteiler 41, 42 gebildet ist (der dritte Kondensator 43 kann entweder als Teil der LC-Schaltung oder der Verstärkerschaltung 5 angesehen werden) angeregt wird, treten Spannungsschwingungen über der zweiten Wicklung 22, dem kapazitiven Spannungsteiler 41, 42, und über jedem der Kondensatoren 41, 42, 43 auf, wobei jede dieser Spannungsschwingungen, die in der LC-Schaltung vorkommen, als oszillierende Ausgangsspannung Vosc verwendet werden kann. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 ist die oszillierende Ausgangsspannung Vosc die Spannung über der Reihenschaltung mit dem zweiten und dritten Kondensator 42, 43. Die ersten und zweiten Ausgangsanschlüsse 31, 32 der Oszillatorschaltung 3 sind der Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers 41, 42 und der Anschluss für das positive Versorgungspotential V+. Die Ausgangsspannung Vosc ist daher eine Spannung, die relativ zu dem positiven Versorgungspotential oszilliert bzw. schwingt, wobei in dem vorliegenden Beispiel ein elektrisches Potential am ersten Ausgangsanschluss 31 immer unterhalb des positiven Versorgungspotentials V+ liegt. Das oszillierende Signal Vosc hat in diesem Fall einen Mittelwert, der unterhalb des positiven Versorgungspotentials V+ und oberhalb des negativen Versorgungspotentials V– liegt.
Der Transistor 51 liefert eine positive Rückkopplung für die LC-Schaltung. Jedes Mal, wenn eine Spannung über dem zweiten Kondensator 42 hoch genug ist, um den Transistor 51 einzuschalten, wird die zweite Wicklung 22 durch den durch die Stromquelle 53 bereitgestellten Strom magnetisiert. Daher wird der LC-Schaltung während jeder Periode des oszillierenden Signals Energie zugeführt, die die LC-Schaltung angeregt hält.
2 zeigt auch ein Ausführungsbeispiel einer Auswerteschaltung 6, der das oszillierende Signal Vosc an Eingangsklemmen zugeführt ist und die das Ausgangssignal Sout zwischen Ausgangsanschlüssen 61, 62 bereitstellt. Die Auswerteschaltung umfasst einen zweiten Transistor 63, der in dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 als npn-Transistor implementiert ist. Ein Kollektor-Emitter-Pfad dieses zweiten Transistors ist in Reihe zu einer Stromquelle 64 geschaltet, wobei eine Reihenschaltung mit dem zweiten Transistor 63 und der Stromquelle zwischen die Anschlüsse für die Versorgungspotentiale V+, V– geschaltet ist. Diese Reihenschaltung ist derart an die Ausgangsanschlüsse 31, 32 der Oszillatorschaltung 3 angeschlossen, dass die oszillierende Ausgangsspannung Vosc eine Spannung zwischen dem Basisanschluss und dem Kollektoranschluss des zweiten Transistors 63 ist, wobei der Kollektoranschluss des Transistors 63 an den Anschluss für das positive Versorgungspotential V+ angeschlossen ist.
Die Auswerteschaltung 6 umfasst außerdem ein kapazitives Speicherelement 65, wie beispielsweise einen Kondensator, das zwischen den Kollektor und den Emitter des zweiten Transistors 63 geschaltet ist. Dieser Kondensator 63 wird daher nachfolgend auch als Ausgangskondensator bezeichnet.
Der erste Ausgangsanschluss 61 der Auswerteschaltung 6 wird durch den Anschluss gebildet, der dem Emitter des zweiten Transistors 63 und dem Ausgangskondensator 65 gemeinsam ist, und der zweite Ausgangsanschluss 62 wird durch den Anschluss für das negative Versorgungspotential V– gebildet. Das Ausgangssignals Sout ist im vorliegenden Beispiel daher eine Spannung, die auf das negative Versorgungspotential V– bezogen ist.
Das Funktionsprinzip der Auswerteschaltung 6 ist wie folgt:
Der zweite Transistor 63 schaltet jedes Mal dann ein, wenn eine Potentialdifferenz zwischen dem Potential an seinem Basisanschluss und einem Potential an seinem Emitteranschluss, der der erste Ausgangsanschluss 61 ist, höher ist als die Einsatzspannung des Transistors 63. Diese Einsatzspannung beträgt etwa 0,7 V bei einem Siliziumtransistor. Wenn der zweite Transistor 63 eingeschaltet wird, wird der Ausgangskondensator 65 entladen, so dass das Potential an dem ersten Ausgangsanschluss 61 dem Potential an dem Basisanschluss des zweiten Transistors 63 abzüglich der Einsatzspannung entspricht.
Das Potential an dem Basisanschluss des zweiten Transistors 63 bezogen auf das negative Versorgungspotential V– entspricht dem positiven Versorgungspotential V+ abzüglich der Amplitude des oszillierenden Ausgangssignals Vosc. In jeder Periode des oszillierenden Ausgangssignals Vosc erreicht dieses Potential sein Maximum relativ zu dem negativen Versorgungspotential V– dann, wenn die Amplitude des oszillierenden Signals Vosc ihr Minimum erreicht. Dieses Maximum des Potentials an dem Basisanschluss des Transistors 63 ist daher abhängig von dem Betrag der maximalen Amplitude des oszillierenden Signals Vosc. Der Transistor 63 entlädt den Ausgangskondensator 65 wenn das Potential an dessen Basisanschluss ihr Maximum erreicht. Der Kondensator 65 wird bis auf einen Spannungswert entladen, der gegeben ist durch die Differenz zwischen dem positiven Versorgungspotential V+ und dem Potential am Basisanschluss des Transistors 63 plus der Einsatzspannung des Transistors 63. Die Spannung über dem Kondensator 65 erreicht daher einen Minimalwert, wenn das Potential am Basisanschluss des Transistors 63 ein Maximum relativ zu dem negativen Versorgungspotential V– erreicht. Das Ausgangssignal Sout ist gegeben durch die Differenz zwischen der Versorgungsspannung, die die Spannung zwischen dem positiven und dem negativen Versorgungspotential V+, V– ist, und der Spannung über dem Ausgangskondensator 65. Wenn der Absolutwert der Amplitude des oszillierenden Signals Vosc zunimmt, nimmt das maximale Potential am Basisanschluss des Transistors 63 zu, die Spannung über dem Ausgangskondensator 65 nimmt ab, und dadurch nimmt das Ausgangssignal Sout zu. Entsprechend erreicht das Ausgangssignal Sout einen Signalwert, der abhängig ist vom Absolutwert der maximalen Amplitude des oszillierenden Signals Vosc während einer Periode. Wenn die Amplitude des oszillierenden Signals Vosc abnimmt, nachdem sie ihr Maximum erreicht hat, wird der zweite Transistor 63 ausgeschaltet und der Ausgangskondensator 65 hält das Ausgangssignal Sout auf dem Wert, den es zuvor erreicht hat. Der Transistor 63 und der Ausgangskondensator 65 wirken dadurch als Spitzenspannungsdetektor.
Das Ausgangssignal Sout kann einen konstanten Spannungs-Offset aufweisen, der abhängig ist von der speziellen Implementierung der Oszillatorschaltung 3 und der Auswerteschaltung 6. Dieser Offset ist zusätzlich vorhanden zu einer Signalkomponente, die abhängig ist von dem Absolutwert der Amplitude des oszillierenden Signals Vosc.
Wenn der zweite Transistor 63 ausgeschaltet wird, lädt die Stromquelle 64 den Ausgangskondensator 65, was dazu führt, dass das Ausgangssignal Sout abnimmt. Die Stromquelle 64 ist notwendig, um das Ausgangssignal Sout an einen abnehmenden Spitzenwert des oszillierenden Signals Vosc anzupassen. Wenn der Spitzenwert des oszillierenden Signals Vosc zunimmt, wird der Kondensator 65 in jeder Periode des oszillierenden Signals Vosc entladen, so dass das Ausgangssignal Sout mit jeder Periode an einen ”neuen” Spitzenwert angepasst wird. Wenn hingegen der Spitzenwert abnimmt, ist ein Aufladen des Kondensators 65 notwendig, um das Ausgangssignal Sout an den abnehmenden Spitzenwert anzupassen. Dies erfolgt durch die Stromquelle 64.
Ein durch die Stromquelle 64 bereitgestellter Ladestrom und eine Kapazität des Ausgangskondensators 65 sind derart an eine Frequenz des oszillierenden Ausgangssignals Vosc angepasst, dass ein Aufladen des Kondensators 65 durch die Stromquelle 64 nicht zu einer wesentlichen Änderung des Ausgangssignals Sout während einer Periode des oszillierenden Signals führt; dennoch folgt das Ausgangssignal Sout einem abnehmenden Spitzenwert des oszillierenden Signals.
Bei der Signalübertragungsanordnung gemäß 1 kann die Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Widerstand R_D und die Beziehung zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout wie folgt ausgedrückt werden: R_D = f(Sin) (1a) Sout = g(R_D) (1b).
In diesem Zusammenhang bezeichnet f(.) eine Funktion, die das Eingangssignal Sin auf den Widerstand R_D der Dämpfungsschaltung 1 abbildet, und g(.) ist die Funktion, die den Widerstand R_D der Dämpfungsschaltung 1 auf das Ausgangssignal Sout abbildet. Üblicherweise ist g(.) eine nicht-lineare Funktion. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine logarithmische Bezeichnung zwischen dem Ausgangssignal Sout und dem Widerstands R_D für einen vorgegebenen Wertebereich des Widerstandes R_D der Dämpfungsschaltung 1 vorhanden, so dass: Sout = Sout₀ + log(R_D) (2), wobei R_D aus einem Wertebereich des Widerstandes R_D ausgewählt ist, für den diese logarithmische Beziehung gilt. Sout₀ ist eine Konstante, die beispielsweise abhängig ist von der speziellen Implementierung der Auswerteschaltung.
Nachfolgend bezeichnet R_D-min den kleinsten Widerstandswert und R_D-max bezeichnet den größten Widerstandswert aus diesem Widerstandsbereich. Eine solche logarithmische Beziehung zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout ist in 3 schematisch dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel nimmt das Ausgangssignal Sout für Widerstandswerte, die innerhalb des vorgegebenen Widerstandsbereichs [R_D-min, R_D-max] liegen, mit zunehmendem Widerstand zu. Eine Dämpfung der LC-Schaltung verringert sich daher mit zunehmendem Widerstand.
In 3 ist das Ausgangssignal Sout auch für Widerstandswerte dargestellt, die höher sind als R_D-max und für Widerstandswerte, die kleiner sind als R_D-min. Im vorliegenden Beispiel gilt die logarithmische Beziehung nicht für diese höheren und niedrigeren Widerstandswerte. Für niedrigere Widerstandswerte besitzt die Kennlinie eine Hysterese, und für noch kleinere Widerstandswerte kann kein oszillierendes Signal mehr erzeugt werden, so dass das Ausgangssignal Sout auf Null absinkt. Für Widerstandswerte höher als der Maximalwert R_D-max geht das Ausgangssignal Sout in Sättigung; es ist keine Dämpfung der LC-Schaltung für diese höheren Widerstandswerte vorhanden.
Es sei darauf hingewiesen, dass die in 3 dargestellten Kennlinien eine logarithmische Beziehung zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout nur schematisch veranschaulichen. Die in 3 dargestellte Kennlinie ist eine typische Kennlinie, die für einen Colpitts-Oszillator als Oszillatorschaltung 3 erhalten wird. Selbstverständlich werden für andere Oszillatorschaltungen andere Kennlinien erhalten. Das Grundprinzip, das nachfolgend unter Bezugnahme auf eine Signalübertragungsanordnung mit einer logarithmischen Kennlinie zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout erläutert wird, gilt jedoch auch für diese anderen Fälle.
Außerdem kann selbstverständlich anstelle einer Variation des Widerstands R_D der Dämpfungsschaltung abhängig von dem Eingangssignal Sin auch der Leitwert G_D der Dämpfungsschaltung 1 abhängig von dem Eingangssignal Sin variiert werden. In diesem Fall kann das Ausgangssignal Sout wie folgt dargestellt werden: Sout = Sout₀' – log(G_D) (3), wobei Sout₀' eine Konstante ist.
Anhand der Gleichungen (2) und (3) wird klar, dass das Ausgangssignal Sout mit zunehmendem Widerstand R_D zunimmt und mit zunehmendem Leitwert G_D abnimmt. Dies resultiert daraus, dass der durch die erste Wicklung 21 fließende Strom kleiner wird, wenn der Widerstand R_D zunimmt, so dass die LC-Schaltung weniger Energie aufnimmt und eine Dämpfung der LC-Schaltung reduziert wird.
Grundsätzlich könnte auch eine lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Widerstand R_D vorhanden sein. Wenn allerdings eine nicht-lineare Beziehung zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout vorhanden ist, muss in der Empfängerschaltung REC das Eingangssignal Sin aus dem Ausgangssignal Sout abhängig von der bekannten Beziehung zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout berechnet werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erfolgt ein Abbilden des Eingangssignals Sin auf den Widerstandswert R_D der Dämpfungsschaltung 1 abhängig von der Beziehung zwischen dem Widerstandswert R_D und dem Ausgangssignal Sout derart, dass eine lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Ausgangssignal Sout vorhanden ist. Bezugnehmend auf die Gleichungen (1a) und (1b) gilt dies dann, wenn die Funktion f(.), die das Eingangssignal Sin auf den Widerstand R_D abbildet, die Umkehrfunktion der Funktion g(.) ist, die den Widerstand R_D auf das Ausgangssignal Sout abbildet, d. h. wenn f(.) = g^–1(.) ist. Wenn also eine logarithmische Beziehung zwischen dem Widerstand R_D und dem Ausgangssignal Sout vorhanden ist, ist eine exponentielle Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Widerstand R_D vorhanden, um eine lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Ausgangssignal Sout zu erhalten. Eine ”lineare Beziehung” bedeutet in diesem Zusammenhang, dass sich das Ausgangssignal Sout linear mit einer linearen Änderung des Eingangssignal Sin ändert.
Eine Dämpfungsschaltung 1, die eine solche exponentielle Beziehung zwischen dem Ausgangswiderstand R_D und dem Eingangssignal Sin erzeugt, ist schematisch in 4 dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel erzeugt eine Funktionseinheit 13 ein Steuersignal S, das exponentiell abhängig ist von dem Eingangssignal Sin, wobei das Steuersignal S den Widerstand R_D einer Schaltung 14 mit variablem Widerstand (variable Widerstandsschaltung) einstellt, die zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet ist, und wobei eine lineare Beziehung zwischen dem Ausgangswiderstand R_D und dem Steuersignal S vorhanden ist. Ein Funktionsgenerator kann dazu verwendet werden, das Steuersignal S abhängig von dem Eingangssignal Sin zu erzeugen. Funktionsgeneratoren, wie beispielsweise Funktionsgeneratoren, die ein Ausgangssignal erzeugen, das exponentiell abhängig ist von einem Eingangssignal, sind allgemein bekannt, so dass hierzu keine weiteren Erläuterungen notwendig sind. Ein variabler Widerstand, der einen von einem Eingangssignal abhängigen Widerstandswert besitzt und der eine Laststrecke aufweist, die zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet ist, kann als variable Widerstandsschaltung verwendet werden. Solche variablen Widerstände sind auch hinlänglich bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen erforderlich sind. Ein Funktionsgenerator, wie beispielsweise der in 4 dargestellte Funktionsgenerator 13, umfasst üblicherweise Operationsverstärker, die einen relativ hohen Leistungsverbrauch besitzen. Außerdem sind keine Bauelemente verfügbar, die leicht zu integrieren sind und die einen Widerstand besitzen, der linear abhängig ist von einem Ansteuersignal.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird eine Dämpfungsschaltung 1 zur Verfügung gestellt, die einen niedrigen Leistungsverbrauch besitzt. Ein Ausführungsbeispiel einer solchen Dämpfungsschaltung ist in 5 dargestellt. Die Dämpfungsschaltung umfasst eine variable Widerstandsschaltung 14, die zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 der Dämpfungsschaltung 1 geschaltet ist. Die variable Widerstandsschaltung 14 umfasst eine Transistoranordnung mit mehreren Transistoren 141–146, die jeweils eine Laststrecke und einen Ansteueranschluss besitzen. In dem Ausführungsbeispiel gemäß 5 sind die Transistoren 141–146 MOSFETs, die eine Drain-Source-Strecke als Laststrecke und einen Gateanschluss als Ansteueranschluss aufweisen. Laststrecken der Transistoren 141–146 sind parallel zueinander und zwischen die Ausgangsanschlüsse 11, 12 geschaltet. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Laststrecken der Transistoren 141–146 direkt an die Ausgangsanschlüsse 11, 12 angeschlossen. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel sind weitere Bauelemente, wie z. B. Widerstände, Dioden, etc., in Reihe zu den Transistoren 141–146 geschaltet.
Die Dämpfungsschaltung 1 weist außerdem eine Treiberschaltung 13 auf, der das Eingangssignal Sin zugeführt ist, und die ein Ansteuersignal S1–S6 für jeden der Transistoren 141–146 der Transistoranordnung abhängig von dem Eingangssignal Sin erzeugt.
Die Transistoren 141–146 der Transistoranordnung werden jeweils als variable Widerstände betrieben. Dies bedeutet, dass die Ansteuerschaltung 13 das Ansteuersignal S1–S6 jedes der Transistoren 141–146 derart erzeugt, dass der Widerstandswert oder der Leitwert eines einzelnen Transistors sich ändert, wenn sich dessen Ansteuersignal innerhalb eines vorgegebenen Signalbereichs ändert. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die Ansteuersignale S1–S6 derart gewählt, dass ein Leitwert der Laststrecke jedes Transistors linear abhängig ist von dessen Ansteuersignal. Dies ist in 6 schematisch dargestellt. 6 veranschaulicht den Leitwert G_Di eines 14i der Transistoren 141–146 abhängig von dessen Ansteuersignal Si, wobei i im vorliegenden Beispiel 1, 2, 3, 4, 5, oder 6 ist. ΔSi definiert den Signalbereich des Ansteuersignal Si. Für Signalwerte des Ansteuersignals, die innerhalb dieses Signalbereichs ΔSi liegen, nimmt der Leitwert G_D linear mit zunehmendem Ansteuersignal Si zu. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass in dem vorliegenden Beispiel die Ansteuersignale S1–S6, die die Transistoren 141–146 ansteuern, die Gate-Source-Spannung dieser Transistoren 141–146 definieren. Die lineare Abhängigkeit des Leitwerts eines Transistors von dessen Ansteuersignal (bzw. Gate-Source-Signal) – innerhalb eines vorgegebenen Wertes des Ansteuersignals – ist inhärent für MOS-Transistoren.
Die Steigung der Kennlinie gemäß 6, die die Abhängigkeit des Leitwertes G_Di für einen vorgegebenen Signalbereich ΔSi des Ansteuersignal Si zeigt, ist abhängig von einem Weite-zu-Länge-(W/L)-Verhältnis des Transistors. 6 veranschaulicht zwei unterschiedliche Kennlinien: Eine erste Kennlinie, die als durchgezogene Linie dargestellt ist, repräsentiert die Kennlinie eines Transistors mit einem ersten W/L-Verhältnis; und eine zweite Kennlinie, die als strichpunktierte Linie dargestellt ist, repräsentiert die Kennlinie eines Transistors mit einem zweiten W/L-Verhältnis, das größer ist als das erste W/L-Verhältnis. Die Steigung der zweiten Kennlinie ist daher größer als die Steigung der ersten Kennlinie.
Gemäß einem in 7 dargestellten Ausführungsbeispiel, sind die W/L-Verhältnisse der Transistoren 141–146 so gewählt, dass eine annähernd exponentielle Beziehung zwischen dem Leitwert G_D der Transistoranordnung 14 und dem Eingangssignal Sin vorhanden ist. 7 zeigt die Kennlinie des Gesamt-Leitwertes G_D abhängig von dem Eingangssignal Sin. Diese Kennlinie weist eine Anzahl von abschnittsweise linearen Abschnitten auf, wobei die linearen Abschnitte zusammen eine exponentielle Kurve annähern. Der Gesamt-Leitwert G_D ist durch die Summe der Leitwerte der einzelnen Transistoren 141–146 gegeben, die parallel geschaltet sind, d. h.:
Bezugnehmend auf 7 gibt es eine eindeutige Beziehung zwischen jedem möglichen Wert des Eingangssignals Sin und einem zugehörigen Wert des Leitwertes G_D für einen vorgegebenen Signalbereich [Sin₀, Sin₆] des Eingangssignals Sin. Die annähernd exponentielle Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Leitwert G_D wird erhalten durch Unterteilen des vorgegebenen Signalbereichs [Sin₀, Sin₆] in mehrere Unterbereiche ΔSi₁–ΔSi₆. Eine Breite der einzelnen Unterbereiche, d. h. eine Differenz zwischen einem maximalen Wert eines Unterbereichs und einem minimalen Wert dieses Unterbereichs, ist bei dem in 7 dargestellten Ausführungsbeispiel identisch für die einzelnen Unterbereiche. Dies ist allerdings lediglich ein Beispiel. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel können die Unterbereiche auch so gewählt werden, dass sie unterschiedliche Breiten besitzen.
Für Werte des Eingangssignals Sin (Eingangssignalwerte), die innerhalb eines Unterbereichs liegen, nimmt der Leitwert G_D linear mit zunehmenden Eingangssignalwerten zu. Die Steigungen dieser linearen Kurven sind so gewählt, dass die Steigung der Kurve eines Unterbereichs b-mal die Steigung der Kurve des benachbarten Unterbereichs mit kleineren Eingangssignalwerten ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel gilt: b = 2. In diesem Fall verdoppeln sich die Steigungen der einzelnen Unterbereiche von Unterbereich zu Unterbereich bei steigenden Eingangssignalwerten.
Bezugnehmend auf die Erläuterungen zu 6 ist die Steigung des Leitwerts (bzw. der Leitwertkurve) eines Transistors für einen gegebenen Eingangssignalbereich ΔSi abhängig von dessen W/L-Verhältnis. Um eine Kennlinie zu erhalten, wie sie in 7 dargestellt ist, sind die W/L-Verhältnisse der Transistoren 141–146 der Transistoranordnung so gewählt, dass die W/L-Verhältnisse von dem Transistor 141, der das kleinste W/L-Verhältnis aufweist, zu dem Transistor 146, der das größte W/L-Verhältnis aufweist, exponentiell zunehmen. In 5 sind die W/L-Verhältnisse der Transistoren für ein Beispiel angegeben, bei dem sich die W/L-Verhältnisse von Transistor zu Transistor verdoppeln. Bei diesem Beispiel besitzt der Transistor 141 ein W/L-Verhältnis von c, während der größte Transistor 146 ein W/L-Verhältnis von 32c (= 2⁶c) aufweist. Bei dem in 5 dargestellten Beispiel weist die Transistoranordnung 14 sechs Transistoren auf. Entsprechend weist die Kennlinie gemäß 7 sechs abschnittsweise lineare Abschnitte auf. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Selbstverständlich kann eine beliebige Anzahl von Transistoren verwendet werden, was zu einer entsprechenden Anzahl von abschnittsweise linearen Abschnitten der Kennlinie führt. Wenn n-Transistoren vorhanden sind, und wenn das W/L-Verhältnis eines Transistors das b-fache des W/L-Verhältnisses des nächst kleineren Transistors ist, dann sind die W/L-Verhältnisse der Transistoren 141, 142, ..., 14n: c(= b⁰·c), b¹·c, ..., b^n-1·c, wobei b > 1. Das W/L-Verhältnis eines beliebigen 14i dieser Transistoren ist b^i-1·c.
Die Ansteuerschaltung 13 erzeugt die Ansteuersignale S1–S6 der Transistoren derart, dass bei zunehmendem Eingangssignal Sin die Transistoren 141–146 in der Reihenfolge zunehmender W/L-Verhältnisse aktiviert werden. Wenn ein Wert des Eingangssignals Sin innerhalb des ersten Unterbereichs ΔSin₁ liegt, wird nur der kleinste Transistor 141 aktiviert, wobei eine lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Leitwert G_D1 dieses Transistors vorhanden ist. Die anderen Transistoren sind in diesem Fall deaktiviert. Wenn beispielsweise ein Wert des Eingangssignals Sin innerhalb des dritten Signalbereichs ΔSin₃ liegt, wird der dritte Transistor 143 derart angesteuert, dass dessen Leitwert G_D3 linear abhängig ist von dem Eingangssignalwert, die nächstkleineren Transistoren 141, 142 werden derart angesteuert, dass sie einen maximalen Leitwert besitzen, und die nächstgrößeren Transistoren 141–146 sind deaktiviert. Allgemein gilt: Wenn n Transistoren vorhanden sind und wenn ein Stromwert des Eingangssignals Sin innerhalb eines Unterbereichs ΔSin_i liegt, wird der Transistor 14i in seinem linearen Leitwertbereich angesteuert, die kleineren Transistoren 141–14i-1 werden derart aktiviert, dass einen maximalen Leitwert besitzen, und die größeren Transistoren 14i+1–14n werden deaktiviert. Der Gesamt-Leitwert G_D ist daher die Summe der Leitwerte der aktivierten und deaktivierten Transistoren.
8 zeigt schematisch das zuvor erläuterte Verfahren zum Ansteuern der Transistoren 141–146 der Transistoranordnung 14 abhängig von dem Eingangssignal Sin. Die Ansteuerschaltung 13 erzeugt die Ansteuersignal S1–S6 derart, dass diese Ansteuersignale linear für Eingangssignalwerte zunehmen, die innerhalb eines vorgegebenen Unterbereichs liegen, der dem jeweiligen Transistor zugeordnet ist. Wenn daher das Eingangssignal Sin innerhalb des ersten Unterbereichs ΔSin₁ liegt, nimmt das erste Ansteuersignal S1 linear mit Signalwerten innerhalb dieses Unterbereichs ΔSin₁ zu. Das erste Ansteuersignal S1 weist einen Minimalwert auf, das den ersten Transistor 141 deaktiqviert, wenn das Eingangssignal unterhalb des ersten Unterbereichs ΔSin₁ liegt, und das erste Ansteuersignal S1 nimmt seinen Maximalwert an, um dadurch den ersten Transistor 141 so anzusteuern, dass er einen maximalen Leitwert besitzt, wenn das Eingangssignal Sin oberhalb des ersten Unterbereichs liegt. Allgemein nimmt ein Ansteuersignal Si linear für Eingangssignalwerte eines gegebenen Unterbereichs ΔSin_i zu. Für Eingangssignalwerte unterhalb dieses Unterbereichs ΔSin_i weist das Ansteuersignal Si seinen Minimalwert auf, um dadurch den zugehörigen Transistor 14i zu deaktivieren. Für Signalwerte oberhalb des Unterbereichs ΔSin_i weist das Ansteuersignal Si einen Maximalwert auf, um dadurch den zugehörigen Transistor 14i so anzusteuern, dass er seinen maximalen Leitwert besitzt.
9 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung 13, die die Ansteuersignale S1–S6 erzeugt. Die Ansteuerschaltung 13 weist eine Ausgangsstufe 15 mit mehreren Ansteuereinheiten 151–156 auf, wobei jede dieser Ansteuereinheiten 15i das Ansteuersignal Si für einen der Transistoren (141–146 in 5) erzeugt. Die Anzahl der Ansteuereinheiten 151–156 entspricht daher der Anzahl der Transistoren 141–146, die anzusteuern sind. Bei dem in 9 dargestellten Ausführungsbeispiel umfasst jede der Ansteuereinheiten 151–156 einen CMOS-Inverter mit einem p-MOSFET und einem n-MOSFET. Laststrecken dieser MOSFETs sind in Reihe zueinander zwischen einen Anschluss für ein positives Versorgungspotential V+ und einen Anschluss für ein negatives Versorgungspotential V– geschaltet. Die zwei Transistoren werden durch ein gemeinsames Ansteuersignal Sin' angesteuert. Jedes der Ansteuersignale S₁–S₆ ist am Ausgang eines der CMOS-Inverter verfügbar, wobei ein Ausgang eines CMOS-Inverters durch einen Schaltungsknoten gebildet ist, der den Laststrecken der zwei komplementären Transistoren eines Inverters gemeinsam ist.
Das Funktionsprinzip eines beliebigen 15i dieser Ansteuereinheiten 151–156 ist in 10 veranschaulicht. 10 veranschaulicht schematisch das Ausgangssignal Si dieser Ansteuereinheit abhängig von seinem Eingangssignal Sin'. Das Ausgangssignal Si besitzt einen Maximalwert für Eingangssignalwerte, die unterhalb eines Schwellenwertes Sin_i' liegen. Dieser Maximalwert kann dem positiven Versorgungspotential V+ entsprechen. Für Werte des Invertereingangssignals Sin', die oberhalb des Schwellenwertes Sin_i' liegen, nimmt das Ausgangssignal ab, bis ein Minimalwert erreicht wird, der dem negativen Versorgungspotential V– entsprechen kann.
Es ist allgemein bekannt, dass in CMOS-Invertern die Schwellenspannung, wie beispielsweise die in 10 dargestellte Schwellenspannung Sin_i' definiert werden kann durch das Verhältnis zwischen dem W/L-Verhältnis des p-MOSFET und dem W/L-Verhältnis des n-MOSFET des Inverters. Nachfolgend wird ein Verhältnis zwischen dem W/L-Verhältnis des p-MOSFET und des W/L-Verhältnis des n-MOSFET als Größenverhältnis der Transistoren einer Inverterstufe bezeichnet. Das Größenverhältnis ist 1, wenn die zwei Transistoren gleiche W/L-Verhältnisse besitzen, das Größenverhältnis ist größer als 1 wenn das W/L-Verhältnis des p-MOSFET größer ist als das W/L-Verhältnis des n-MOSFET, und das Größenverhältnis ist kleiner 1, wenn das W/L-Verhältnis des p-MOSFET kleiner ist als W/L-Verhältnis des n-MOSFET. Das Größenverhältnis der Transistoren der Inverterstufe definiert den Schwellenwert – wie beispielsweise den Schwellenwert Sin_i', der in 10 dargestellt ist – wobei der Schwellenwert mit zunehmendem Größenverhältnis zunimmt, d. h. die Inverterstufe mit dem größten Größenverhältnis hat den höchsten Schwellenwert und die Inverterstufe mit dem niedrigsten Größenverhältnis hat den kleinsten Schwellenwert.
Bezugnehmend auf 10 nimmt das Ausgangssignal Si der Inverterstufen 151–15n ab, wenn das Eingangssignal Sin' zunimmt. Um die gewünschte, in 8 dargestellte Beziehung zu erhalten, gemäß der die Ansteuersignale S1–S6 mit zunehmendem Eingangssignal Sin zunehmen, weist die Ansteuerschaltung 13 zusätzlich eine Inverterstufe 16 auf, der das Eingangssignal Sin zugeführt ist, und die das Eingangssignal Sin' der Ansteuereinheiten oder Inverterstufen 151–156 in der Ausgangsstufe erzeugt. Die Inverterstufe 16 erzeugt ihr Ausgangssignal, d. h. das Eingangssignal Sin' der Inverterstufen 151–156, aus dem Eingangssignal Sin beispielsweise gemäß folgender Beziehung: Sin' = S₀ – Sin (5) S₀ entspricht beispielsweise dem maximalen Eingangssignalwert Sin₆.
Um die mehreren abschnittsweise linearen Abschnitte zu erhalten, die in 12 dargestellt sind, wobei für jeden dieser Abschnitte das Ansteuersignal S1–S6 für Eingangssignalwerte, die innerhalb eines gegebenen Unterbereichs liegen, zunimmt, sind die Schwellenwerte der CMOS-Inverter – beispielsweise durch Einstellen der Größenverhältnisse der jeweiligen Transistoren – so gewählt, dass diese Schwellenwerte einem Wert an der unteren Grenze jedes Unterbereichs entsprechen. So hat beispielsweise die Inverterstufe 153, die das Ansteuersignal S3 für den Transistor 143 erzeugt, einen Schwellenwert, der Sin₂ entspricht; dies ist die untere Grenze des Unterbereichs ΔSin₃, der dem dritten Transistor 143 zugeordnet ist.
Um die Darstellung zu vereinfachen, zeigt 10 für Eingangssignalwerte, die innerhalb eines gegebenen Signalbereichs liegen, der den Schwellenwert Sin_i' als untere Grenze aufweist, einen linearen Zusammenhang zwischen dem Ausgangssignal Sin einer Inverterstufe und dessen Eingangssignal Sin'. Tatsächlich gibt es bei CMOS-Invertern jedoch keine solche exakte lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal.
Um ein hieraus resultierendes nicht-lineares Verhalten der Ansteuerschaltung 13 zu kompensieren, ist bei einem Ausführungsbeispiel der Dämpfungsschaltung 1 eine Regelschleife vorgesehen. Eine solche Dämpfungsschaltung 1 mit einer Regelschleife ist schematisch in 11 dargestellt. Diese Dämpfungsschaltung weist außer der variablen Widerstandsanordnung 14 und deren Ansteuerschaltung 13 eine Regelschleife auf. Die Regelschleife weist eine Referenzschaltung 7 auf, der die durch die Ansteuerschaltung 13 erzeugten Ansteuersignale S1–S6 zugeführt sind. Bei dem in 11 dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Referenzschaltung 7 ähnlich der variablen Widerstandsanordnung 14 realisiert und weist mehrere Transistoren 731–736 auf, deren Laststrecken parallel zwischen Ausgangsanschlüsse 71, 72 geschaltet sind. Jedem dieser Transistoren 731–736 ist eines der Ansteuersignale S1–S6 zugeführt. Die Anzahl der Transistoren der Referenzschaltung 7 entspricht der Anzahl der Transistoren in der Transistoranordnung der variablen Widerstandsanordnung 14. Die Referenzschaltung unterscheidet sich von der Transistoranordnung dadurch, dass die Transistoren 731–736 der Referenzschaltung 7 gleiche W/L-Verhältnisse aufweisen. Wenn diese Transistoren mit Ansteuersignalen S1–S6 angesteuert werden, die innerhalb eines gegebenen Unterbereichs des Eingangssignals Sin linear zunehmen, nimmt ein Ausgangs-Leitwert G_R der Referenzschaltung 7 linear zu, wenn der Ausgangs-Leitwert G_D der variablen Widerstandsanordnung 14 in der in den 5 und 8 dargestellten Weise exponentiell zunimmt. Der lineare Anstieg des Ausgangs-Leitwerts G_R der Referenzschaltung 7 abhängig von den Ansteuersignalen S1–S6 ist in 12 dargestellt, in der auch der Ausgangs-Leitwert G_D der variablen Widerstandsschaltung 14 und die Ansteuersignale S1–S6 dargestellt sind. Eine Messschaltung 8 misst den Ausgangs-Leitwert G_R der Referenzschaltung 7 und führt ein Messsignal S8, das proportional zu dem Ausgangs-Leitwert G_R ist, an einen Controller 9 zurück. Dem Controller 9 sind das Eingangssignal Sin und das Messsignal S8 zugeführt und er erzeugt ein Eingangssignal Sin'' für die Ansteuerschaltung 13. Die Regelschleife hilft, die Ansteuersignal S1–S6 derart zu erzeugen, dass eine lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Ausgangs-Leitwert G_R der Referenzschaltung 7 vorhanden ist. In diesem Fall haben der Ausgangs-Leitwert G_D und das Eingangssignal Sin die gewünschte exponentielle Beziehung, und zwar auch in den Fällen, in denen die Ansteuerschaltung eine Nicht-Linearität aufweist.
In der Dämpfungsschaltung mit der Regelschleife ist ein Eingangs-Ansteuersignal, das der Ansteuerschaltung 13 zugeführt ist, nicht das Eingangssignal, wie bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen, sondern ein Signal, das abhängig ist von dem Eingangssignal Sin, nämlich ein Signal, das am Ausgang des Controllers 9 verfügbar ist.
Selbstverständlich kann durch geeignetes Unterteilen des Eingangssignalbereichs [Sin₀, Sin₆] in Unterbereiche und durch geeignetes Auswählen der W/L-Verhältnisse der Transistoren 141–146 eine beliebige nicht-lineare Beziehung, die sich von einer exponentiellen Beziehung unterscheidet, zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Leitwert G_D der Dämpfungsschaltung 1 eingestellt werden. Zusätzlich kann die Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Leitwert G_D durch die Referenzschaltung 7 eingestellt werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind die W/L-Verhältnisse der Transistoren 731–736 nicht gleich. In diesem Fall ist die Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Referenz-Leitwert G_R keine lineare Beziehung, was auch die Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Leitwert G_D der Dämpfungsschaltung 1 beeinflusst.
Bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen nimmt der Leitwert G_D mit zunehmendem Eingangssignal Sin zu. Die Übertragungsanordnung könnte jedoch auch so realisiert werden, dass der Leitwert G_D mit zunehmendem Eingangssignal abnimmt.
In jedem Fall gibt es allerdings eine eindeutige Beziehung zwischen den Werten des Eingangssignal Sin und den Werten des Leitwerts G_D und zwischen den Werten des Leitwerts G_D und den Werten des Ausgangsignals Sout, so dass eine eindeutige Beziehung zwischen den Werten des Eingangssignals Sin und Werten des Ausgangssignals Sout vorhanden ist.
13 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel der Referenzschaltung 7. Bei dieser Referenzschaltung 7 sind die Laststrecken der Transistoren 141–146 nicht parallel geschaltet, sondern in Reihe geschaltet, wobei Widerstände 741–746 parallel zu jedem der Transistoren geschaltet sind. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das W/L-Verhältnis der verschiedenen Transistoren 731–736 identisch. Bei dieser Anordnung ist ein Ausgangswiderstand R_D linear abhängig von dem Eingangssignal Sin wenn die Ansteuersignal S1–S6 auf die in den 8 und 12 dargestellte Weise erzeugt werden und wenn der Gesamt-Spannungsabfall zwischen den Anschlüssen 11, 12 klein ist im Vergleich zu den Amplituden der Ansteuersignale S1–S6.
Die Referenzschaltung 7 gemäß 13 weist einen Widerstand R_V auf, der linear abhängig ist von dem Eingangssignal Sin, wenn diese mit den Eingangssignalen S1–S6 angesteuert wird. Bei Verwendung der Referenzschaltung 7 gemäß 13 in der Regelschleife gemäß 11 wird eine Messschaltung 8 erhalten, die dazu ausgebildet ist, den Widerstand R_V – anstelle des Leitwerts G_R – auszuwerten, und das Messsignal S8 so zu erzeugen, dass es abhängig ist von dem Widerstand R_V.
14 veranschaulicht das Funktionsprinzip einer Signalübertragungsanordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine gewünschte Beziehung zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Leitwert G_D durch abschnittsweise konstante Abschnitte angenähert. Die Kennlinie gemäß 15 kann durch Verwendung einer variablen Widerstandsanordnung 14 gemäß 5 erhalten werden, bei der die Ansteuersignale S1–S6 der Transistoren 141–146 so erzeugt werden, dass die Transistoren 141–146 nur ein- oder ausgeschaltet werden. Ein beliebiger 14i dieser Transistoren 141–146 wird eingeschaltet, wenn das Eingangssignal den unteren Schwellenwert Sin_i des Unterbereichs ΔSin_i erreicht, der dem Transistor 14i zugeordnet ist. Die Anzahl der unterschiedlichen Eingangssignale Sin, die mit einer solchen Übertragungsanordnung übertragen werden können ist abhängig von der Anzahl der Transistoren 141–146, die verwendet werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel werden 256 (= 2⁸) Transistoren verwendet, so dass 256 unterschiedliche Leitwerte G_D eingestellt werden können und 256 unterschiedliche Eingangssignalwerte Sin übertragen werden können. In diesem Fall ist die Übertragungsanordnung geeignet, die Information zu übertragen, die in einem digitalen Signal mit 8 Bit enthalten ist. Ein solches 8-Bit-Signal wird aus einem analogen Signal beispielsweise unter Verwendung eines 8-Bit-Analog-Digital-Wandlers (ADC, analog-to-digital converter) erhalten. Allgemein kann die Anzahl der Transistoren 2^m mit m > 1, sein.
Bei den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen überlappen sich die Unterbereiche des Eingangssignals Sin, die den einzelnen Transistoren der variablen Widerstandsanordnung 14 zugeordnet werden können, nicht, sondern die Unterbereiche schließen sich an einander an, d. h. der obere Schwellenwert eines Unterbereichs entspricht dem unteren Schwellenwert des nächst höheren Unterbereichs. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel überlappen sich diese Unterbereiche, d. h. der obere Schwellenwert eines Unterbereichs liegt innerhalb des nächst höheren Unterbereichs.
Abschließend sei darauf hingewiesen, dass Merkmale, die im Zusammenhang mit einem Ausführungsbeispiel erläutert wurden, mit Merkmalen anderer Ausführungsbeispiele kombiniert werden können, auch wenn dies zuvor nicht explizit erwähnt wurde.

Claims

Signalübertragungsanordnung, die aufweist: einen Transformator (2) mit einer ersten und einer zweiten Wicklung (21, 22); eine Dämpfungsschaltung (1) mit einem Eingangsanschluss zum Zuführen eines Eingangssignals (Sin), die an die erste Wicklung (21) gekoppelt ist und die dazu ausgebildet ist, einen elektrischen Widerstand (R_D) aufzuweisen, der abhängig von dem Eingangssignal (Sin) ist; einen Schwingkreis (3) der die zweite Wicklung (22) aufweist und der dazu ausgebildet ist, ein oszillierendes Signal (Vosc) bereitzustellen; und eine Auswerteschaltung (6), der das oszillierende Signal (Vosc) zugeführt wird und die dazu ausgebildet ist, ein Ausgangssignal (Sout) bereitzustellen, das abhängig ist von einer Amplitude des oszillierenden Signals (Vosc).
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 1, bei der der Schwingkreis (3) eine LC-Schaltung, die die zweite Wicklung (22) aufweist, und einen an die LC-Schaltung gekoppelten Verstärker aufweist.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Schwingkreis (3) ein Colpitts-Oszillator ist.
Signalübertragungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Dämpfungsschaltung (1) aufweist: eine Anordnung (14) mit einem veränderlichen Widerstand mit Ausgangsanschlüssen (11, 12), die an die erste Wicklung (21) gekoppelt sind; eine Ansteuerschaltung (14), der ein Ansteuereingangssignal zugeführt ist und die dazu ausgebildet ist, für die Anordnung (14) mit dem veränderlichen Widerstand wenigstens ein von dem Ansteuereingangssignal abhängiges Ansteuersignal (S1–S6) zu erzeugen, wobei das Ansteuereingangssignal dem Eingangssignal (Sin) der Dämpfungsschaltung (1) entspricht oder von dem Eingangssignal (Sin) der Dämpfungsschaltung (1) abhängig ist.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 4, bei der die Anordnung (14) mit dem veränderlichen Widerstand eine Transistoranordnung mit mehreren Transistoren (141–146) aufweist, wobei jeder Transistor (141–146) einen Steueranschluss, dem ein Ansteuersignal (S1–S6) zugeführt wird, und eine Laststrecke aufweist, wobei die Laststrecken der Transistoren (141–146) zwischen die Ausgangsklemmen (11, 12) der Dämpfungsschaltung (1) gekoppelt sind; und wobei die Ansteuerschaltung (13) dazu ausgebildet ist, ein Ansteuersignal (S1–S6) für jeden der mehrere Transistoren (141–146) zu erzeugen, das abhängig ist von dem Ansteuereingangssignal.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 5, bei der die Laststrecken der Transistoren (141–146) parallel geschaltet und zwischen die Ausgangsklemmen (11, 12) der Dämpfungsschaltung geschaltet sind.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, bei der die Transistoren (141–146) verschiedene Breiten-Längen(W/L)-Verhältnisse aufweisen.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 7, bei der das W/L-Verhältnis ausgehend von einem Transistor (141) mit einem niedrigsten W/L-Verhältnis zu einem Transistor mit einem höchsten W/L-Verhältnis (146) exponentiell ansteigt.
Signalübertragungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, bei der jedem der Transistoren (141–146) der Transistoranordnung (14) ein Signalbereich (ΔSin₁–ΔSin₆) des Ansteuereingangssignals zugeordnet ist, wobei die Ansteuerschaltung (13) dazu ausgebildet ist, jeden der Transistor (141–146) so anzusteuern, dass dessen Einschaltwiderstand für Werte des Eingangsansteuersignals, die innerhalb des zugeordneten Signalbereichs liegen, innerhalb eines gegeben Widerstandbereichs variiert.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 9, bei der Signalbereiche (ΔSin₁–ΔSin₆) aneinander angrenzen.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 9, bei der sich wenigstens zwei Signalbereiche (ΔSin₁–ΔSin₆) überlappen.
Signalübertragungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 11, bei der die Ansteuerschaltung (13) mehrere Ansteuereinheiten (151–156) aufweist, wobei jeder der Ansteuereinheiten (151–156) das Ansteuereingangssignal oder ein invertiertes Ansteuereingangssignal zugeführt sind und jede der Ansteuereinheiten (151–156) dazu ausgebildet ist, ein Ansteuersignal (S1–S6) für einen Transistor (141–146) der mehreren Transistoren zu erzeugen.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 12, bei der jede der Ansteuereinheiten (151–156) einen Inverter mit einem ersten Transistor und mit einem zweiten Transistor aufweist, wobei die Inverter der einzelnen Ansteuereinheiten (151–156) verschiedene Größenverhältnisse aufweisen, wobei das Größenverhältnis eines Inverters gegeben ist durch das W/L-Verhältnis des ersten Transistors und einem W/L-Verhältnis des zweiten Transistors des jeweiligen Inverters.
Signalübertragungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 13, bei der die Dämpfungsschaltung (1) weiterhin aufweist: einen Regelkreis mit einer Referenzschaltung (7), der das wenigstens eine Ansteuersignal (S1–S6) zugeführt ist und die dazu ausgebildet ist, ein Referenzsignal (G_R) bereitzustellen, und mit einer Steuereinheit (8), die dazu ausgebildet ist, das Ansteuereingangssignal abhängig von Eingangssignal (Sin) und dem Referenzsignal (G_R) bereitzustellen.
Signalübertragungsanordnung nach Anspruch 14, bei der die Referenzschaltung (7) eine zweite Transistoranordnung (731–736) aufweist, wobei das Referenzsignal (G_R) von einem elektrischen Widerstand der zweiten Transistoranordnung (731–736) abhängig ist.
Signalübertragungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Transformator (2) ein kernloser Transformator ist.
Signalübertragungsverfahren, das aufweist: Bereitstellen einer Signalübertragungsanordnung mit einem Transformator (2), der eine erste und eine zweite Wicklung (21, 22) aufweist, mit einer Oszillatorschaltung (3), die die zweite Wicklung (22) aufweist und die dazu ausgebildet ist, ein oszillierendes Signal (Vosc) bereitzustellen, und mit einer Dämpfungsschaltung (1), die an die erste Wicklung (21) gekoppelt ist; Bereitstellen eines zu übertragenden ersten Signals (Sin); Dämpfen des oszillierenden Signals (Vosc) durch Variieren eines elektrischen Widerstandes (R_D) der Dämpfungsschaltung (1) abhängig von dem ersten Signal; und Erzeugen eines zweiten Signals (Sout), das von einer Amplitude des oszillierenden Signals (Vosc) abhängig ist.
Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 17, bei der der Schwingkreis (3) eine LC-Schaltung, die die zweite Wicklung (22) aufweist, und einen an die LC-Schaltung gekoppelten Verstärker aufweist.
Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 18, bei der der Schwingkreis (3) ein Colpitts-Oszillator ist.
Signalübertragungsverfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 19, bei der Transformator eine kernloser Transformator ist.
Verwendung einer Signalübertragungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 16 zur Signalübertragung.