DE2543861A1

DE2543861A1 - Schaltungsanordnung zur sperrung eines zweirichtungsverstaerkers gegen die aufnahme abgehender signale

Info

Publication number: DE2543861A1
Application number: DE19752543861
Authority: DE
Inventors: Josef Ing Grad Huellwegen
Original assignee: Nixdorf Computer AG
Current assignee: Wincor Nixdorf International GmbH
Priority date: 1975-10-01
Filing date: 1975-10-01
Publication date: 1977-04-07
Also published as: CA1087697A; US4128743A; DE2543861B2; DE2543861C3

Description

DIPLOM-ING BNIE UH

KARL-HEINZ SCHAUMBURG

PATENTANWALT 9 ζ Δ ^ 8 6

800O MÜNCHEN'80

MAUEHKIRCHEHSTH. TELEFON (089) 9819 TELEX 522Ο1Θ

Nixdorf Computer AG 1. Okt. 1975

4790 Paderborn

Fürstenweg 1N5 2575 D

Schaltungsanordnung zur Sperrung eines Zweirichtungsverstärkers gegen die Aufnahme abgehender Signale

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Sperrung des zur Verstärkung ankommender Signale vorgesehenen Eingangs eines Zweirichtungsverstarkers für die Signalübertragung in Fernmeldeanlagen, insbesondere Datenübertragungsanlagen, gegen die Aufnahme abgehender Signale.

Bei der wechselseitigen übertragung von Signalen über übertragüngskanäle und insbesondere über sehr lange Leitungen ist es erforderlich, infolge der auf dem Übertragungskanal bzw. auf der Leitung erzeugten Dämpfung in regelmäßigen Abständen Verstärker einzufügen, mit denen die Jeweils empfangenen Signale aufbereitet und verstärkt werden, so daß sie dann unverzerrt bzw· mit verstärkter Amplitude weiter übertragen werden können. Solange solche Verstärker für nur eine Übertragungsrichtung eingesetzt sind, ist ihr Aufbau relativ unproblematisch. Werden derartige Verstärker je-

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doch bei einer Zweirichtungsübertragung vorgesehen, so muß dafür Sorge getragen werden, daß die von einem Verstärker abgegebenen Signale, die in eine vorgegebene Richtung zu übertragen sind, nicht den Eingang eines weiteren Verstärkers übersteuern, der für die Verstärkung aus dieser Richtung ankommender Signale vorgesehen ist«

Um derartige schädliche Effekte zu vermeiden, sind in Fernmeldeanlagen bereits Filteranordnungen in Form der sogenannten Weichenschaltungen bekannt, mit denen es möglich ist, die Übertragungsrichtung von Signalen abhängig von deren Frequenz auszuwerten und so zu gewährleisten, daß abgehende Signale nicht auf den Eingang eines für ankommende Signale vorgesehenen Verstärkers gelangen. Derartige Anordnungen sind jedoch nutzlos, wenn beispielsweise digitale Signale übertragen werden, deren Frequenz für beide Übertragungsrichtungen dieselbe ist. Außerdem ist die Anwendung von Filteranordnungen immer mit einer zusätzlichen Dämpfung und Signalverzerrung verbunden, so daß der Einsatz solcher Anordnungen insbesondere bei der Übertragung digitaler Signale nicht möglich ist.

Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die ohne Filter herkömmlicher Art arbeitet und unabhängig von der Frequenz die Sperrung des Eingangs eines Zweirichtungsverstärkers gegenüber abgehenden Signalen gewährleistet.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist zur Losung dieser Aufgabe erfindungsgemäß derart ausgebildet, daß die abgehenden Signale eine Schaltung

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zur laufenden Erzeugung einer Vergleichsspannung ansteuern, die einer dem Eingang vorgeordneten Vergleichsschaltung zwecks Vergleich mit der dort durch die abgehenden Signale erzeugten Spannung zugeführt wird, und daß die Erzeugung der Vergleichsspannung hinsichtlich Betrag und Phase übereinstimmend mit der durch die abgehenden Signale erzeugten Spannung mittels einer Regelgröße gesteuert wird, die abhängig von einer gegebenenfalls von der Vergleichsschaltung abgegebenen Signalspannung erzeugt wird.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß es möglich ist, ein von einem Zweirichtungsverstärker abgegebenes verstärktes Signal an dem für die ankommenden Signale vorgesehenen Eingang des Zweirichtungsverstärkers so zu kompensieren, daß es diesen Eingang nicht übersteuern kann, sondern daß nur ankommende Signale an diesem Eingang wirksam geschaltet werden können. Dadurch ist es möglich, auf einem Übertragungskanal gleichzeitig in zwei Richtungen Signale zu übertragen und diese über einen Zweirichtungsverstärker zu führen. Durch die in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung laufend erzeugte Vergleichs spannung aus den am Ausgang eines Zweirichtungsverstärkers auftretenden verstärkten Signalen und deren Anpassung an die durch diese Signale erzeugte Spannung ist es möglich, einen Kompensationseffekt für die abgehenden verstärkten Signale am Eingang des Zweirichtungsverstärkers zu erzielen, da bei einwandfreier Anpassung bzw. "Kompensation" die Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung den Wert Null annimmt und daher der Eingang nicht übersteuert werden kann. Aus einer gegebenenfalls von der Vergleichsschaltung abgegebenen Spannung kann eine Regelgröße ab-

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geleitet werden, mit der die Vergleichsspannung in federn Augenblick hinsichtlich Betrag und Phase immer genau so bemessen werden kann, daß sie mit der durch die abgehenden Signale erzeugten Spannung übereinstimmt, die durch die angeschaltete Leitung bzw. durch deren kapazitive Komponente und Leitungsdämpfung gewisse Verzerrungen erhält. Dies führt dazu, daß unabhängig von der Länge und den elektrischen Vierten der angeschalteten Leitung eine genaue Ausregelung derart möglich ist, daß die Differenz zwischen den abgehenden Signalen und der Vergleichsspannung immer den Wert Null erhält. Dieser Vorgang kann automatisch erfolgen, so daß der Effekt erzielt wird, daß Signale in zwei Richtungen gleichzeitig übertragen werden können, da nur die abgehenden Signale am Eingang des Zweirichtungsverstärkers unwirksam gemacht werden· Die Erfindung macht sich dabei die Tatsache zunutze, daß die abgehenden mit den jeweils ankommenden Signalen praktisch nie übereinstimmen, so daß die Erzeugung der Vergleichsspannung mittels einer Regelgröße gesteuert werden kann, die nicht laufend, sondern in zeitlichen Abständen abgeleitet wird, wobei diese zeitlichen Abstände von den abgehenden Signalen gesteuert werden können. Durch dieses Verfahren ist es möglich, den Einfluß ankommender Signale auf den genannten Vergleichsvorgang auszuschalten, so daß die Vergleichsspannung tatsächlich nur gerade die abgehenden Signale am Eingang des Zweirichtungsverstärkers kompensiert.

Die Schaltungsanordnung kann zweckmäßig derart weiter ausgebildet sein, daß die Schaltung zur Erzeugung der Vergleichsspannung ein mit dem Leitungsabschluß der an den Zweirichtungsverstärker angeschalteten Leitung ver-

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bundenes Wetzwerk ist, das veränderbare Widerstände zur Nachbildung des kapazitiven und des ohmschen Widerstandsanteils der Leitung enthält. Durch ein derartiges Netzwerk können die beiden Leitungsgrößen, die hauptsächlich die abgehenden Signale in gewissem Grade verzerren, so nachgebildet werden, daß die Kompensationsspannung praktisch dieselben Veränderungen erhält wie die abgehenden Signale. Mit einem Widerstandsnetzwerk ist dieses Schaltungsprinzip sehr einfach zu verwirklichen.

Die Vergleichsschaltung kann ein dem genannten Eingang vorgeordneter Steuertransistor, vorzugsweise ein MOS-Feldeffekttransistor, sein, der an der Steuerelektrode mit der Vergleichsspannung angesteuert ist und dessen Arbeitsstromkreis mit dem auf der angeschalteten Leitung herrschenden Potential verbunden ist. Dadurch wird erreicht, daß nur ein einziges Schaltelement zum Vergleich erforderlich ist, denn wenn die der Steuerelektrode zugeführte Vergleichsspannung mit dem auf der angeschalteten Leitung herrschenden, durch die abgehenden Signale erzeugten Potential übereinstimmt, wird der Steuertransistor gesperrt, so daß an seinem Ausgang als Kompensationsergebnis die Spannung mit dem Wert Null abgegeben wird, wenn die beiden zugeführten Steuergrößen genau übereinstimmen.

Für die übertragung digitaler Signale ist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung zweckmäßig derart ausgebildet, daß zur Einstellung der veränderbaren Widerstände zwei jeweils einen Integralregler enthaltende Regelschleifen vorgesehen sind und daß die erste Regelschleife für eine vorbestimmte Zeit vor und für dieselbe Zeit

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nach der ansteigenden Flanke eines abgehenden Signals und die zweite Regelschleife für die restliche Zeit dieses Signals wirksam geschaltet wird. Durch diese Ausführungsform der Erfindung ist es in besonders einfacher Weise möglich, die vorstehend beschriebenen Regelvorgänge abhängig von den abgehenden Signalen in zeitlichen Abständen durchzuführen. Dadurch, daß die erste Regelschleife für eine vorbestimmte Zeit vor und für dieselbe Zeit nach der ansteigenden Flanke eines Jeden abgehenden Signals wirksam geschaltet wird, erfolgt eine Ausregelung der hauptsächlich durch den kapazitiven Widerstandsanteil der angeschalteten Leitung erzeugten Verzerrungen der abgehenden Signale. Da die zweite Regelschleife für die restliche Zeit des jeweiligen Signals wirksam geschaltet wird, kann während dieser Zeit eine Ausregelung der durch den ohmschen V/iderstand der angeschalteten Leitung verursachten Dämpfung der abgegebenen Signale durchgeführt werden.

Selbstverständlich ist es auch möglich, beispielsweise sinusförmige Signale mit der zuletzt beschriebenen Ausführungsform der Erfindung zu verarbeiten, sofern die jeweils erzeugten bzw. verstärkten oder auch ankommenden Signale zur Verarbeitung in einer digital arbeitenden Schaltungsanordnung entsprechend umgesetzt werden.

Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Steuertransistor einer dem genannten Eingang vorgeordneten Schaltung zur galvanischen Entkopplung zugeordnet ist und als Modulationselement für einen innerhalb dieser Schaltung vorgesehenen Hochfrequenzschwingkreis dient, der Teil eines Entkopplungsübertragers ist· Ba zwischen den Verstärker-

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stufen bzw. Empfangseingängen eines Zweirichtungsverstärkers und der jeweils angeschalteten Leitung eine potentialfreie Kopplung erforderlich ist, wird bei dieser Weiterbildung der Erfindung der die Vergleichsschaltung bildende Steuertransistor gleichzeitig als ein aktives Element verwendet, mit dem die galvanische !Trennung zwischen Leitung und jeweiligem Verstärkereingang durch Modulation des HochfrequenzSchwingkreises möglich ist· Der als Modulationselement verwendete Steuertransistor erhält dabei seine Betriebsspannung gewissermaßen aus der Spannung, die am Hochfrequenzschwingkreis durch Einspeisung einer hochfrequenten Schwingung erzeugt wird, so daß keine besondere Betriebsspannung erforderlich ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren beschrieben. Es zeigen:

Fig· 1 eine Blockdarstellung eines Zweirichtungsver- -stärkers, der mit Schaltungsanordnungen nach der Erfindung ausgerüstet ist,

Fig· 2 eine vereinfachte Darstellung einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung, und

Fig. 3 Signalverläufe zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der in Fig. 2 gezeigten Schaltung.

In Fig. 1 ist ein Zweirichtungsverstärker dargestellt, der mit seinem einen Anschluß I an eine erste übertragungsleitung und mit seinem anderen Anschluß II an eine zweite Übertragungsleitung angeschaltet sein kann. Diese Übertragungsleitungen können beispielsweise Zweidrahtleitungen oder auch Übertragungskanäle anderer Art sein. Der Zweirichtungsverstärker nimmt Signale S1

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über seinen Anschluß I auf und verstärkt diese in einem ersten Verstärkerteil, der aus einem Empfänger Ri und einem Sender OM besteht, so daß die Signale S1 nach Verstärkung über den Anschluß II wieder abgegeben werden können. Für die andere übertragungsrichtung ist ein zweiter Verstärkerteil mit einem Empfänger R2 und einem Sender T2 vorgesehen· In dieser Richtung werden über die Schaltung Signale S2 übertragen. Jedem Anschluß I und II ist demnach ein Verzweigungspunkt zugeordnet, der mit einem Empfänger R einerseits und einem Sender T andererseits verbunden ist. An diesem Punkt ist eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung vorgesehen, die mit K bezeichnet ist und verhindert, daß beispielsweise die von dem unteren Sender T2 abgegebenen Signale S2 in den Eingang des oberen Empfängers RI gelangen und diesen übersteuern. Die beiden Schaltungen K gewährleisten somit, daß der Empfänger R1 im oberen Verstärkerteil nur die Signale S1 und der Empfänger R2 im unteren Verstärkerteil nur die Signale S2 aufnimmt.

Eine Schaltungsanordnung K nach Fig. 1 ist in Fig. 2 deutlicher dargestellt. Diese Schaltungsanordnung ist an ihrer linken Seite mit zwei Eingangsklemmen I versehen, die dem in Fig. 1 gezeigten Anschluß I entsprechen. Hier kann eine Zweidrahtleitung angeschaltet sein. Ferner sind im rechten Teil der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung die Verbindungsmöglichkeiten mit einem Empfänger R1 bzw. einem Sender T2 durch Pfeile angedeutet.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung ist gleichfalls dargestellt, daß Signale S1 für eine erste

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Übertragungsrichtung dem Empfänger R1 zuzuführen sind, während Signale S2 für eine zweite übertragungsrichtung vom Sender T2 abgegeben werden.

Zunächst wird die Funktion für die normale Aufnahme ankommender Signale über die Eingänge I und deren Übertragung auf den Empfänger R beschrieben. Die ankommenden Signale gelangen von der angeschalteten Leitung auf einen Leitungsabschluß, der aus Widerständen 1, 5 und 4 und einem Kondensator 2 gebildet ist. Die ankommenden Signale können beispielsweise digitale Rechteck-Doppel strom signale sein und haben in diesem Fall meist eine Amplitude in der Größenordnung von 10 mV bis 1 V, dieser Wert hängt von der Länge der angeschalteten Leitung ab. Wenn das Verhältnis der Werte der Widerstände 3 und 4 zueinander etwa 1 : 10 beträgt, so erscheint am Widerstand 4 praktisch die volle, von den ankommenden Signalen erzeugte Empfangsspannung. Diese Spannung wird über Widerstände 5 und 6 auf die Steuerelektrode eines MOS-Feldeffekttransistors 7 geführt, so daß diese gegenüber dem Potential des mit seiner Quellenelektrode verbundenen Leitungsteils ein entsprechendes Potential erhält.

Der MOS-Feldeffekttransistor 7 ist über eine Gleichrichterdiode 8 mit einem Hochfrequenzschwingkreis verbunden, der aus einer Induktivität 9 und einer dieser parallelgeschalteten Kapazität 10 gebildet ist. In den Hochfrequenzschwingkreis werden hochfrequente Schwingungen eines Hochfrequenzgenerators 11 eingespeist. Dies erfolgt über einen Widerstand 12 und eine von der Induktivität 9 galvanisch getrennte Koppelinduktivität 14.

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Ist der Schwingkreis auf die Frequenz der vom Generator 11 abgegebenen Schwingungen abgestimmt, so hat er einen entsprechend hohen Resonanzwiderstand, an dem eine Resonanzspannung abfällt, die über die Diode 8 gleichgerichtet und mit einem Kondensator 15 geglättet wird. Mit dieser Spannung wird der MOS-Feldeffekttransistor 7 gewissermaßen als Betriebsspannung gespeist· Dieser Transistor 7 wirkt bei Ansteuerung seiner Steuerelektrode mit der beschriebenen Signalspannung dann als ein Modulationselement, mit dem die am Schwingkreis auftretende Resonanzspannung moduliert wird. Die Induktivität 9 ist über einen Mittelabgriff mit dem als Bezugspotential für den MOS-Feldeffekttransistor 7 liefernden Leitungsteil verbunden, so daß der Schwingkreis durch die Anschaltung der Leitung nicht verstimmt wird.

Die Koppelinduktivität 14- dient zugleich zur Auskopplung einer abhängig von der Steuerung des MOS-FeIdeffekttransistors 7 modulierten Hochfrequenzspannung aus dem Schwingkreis. Diese Hochfrequenzspannung wird durch eine Gleichrichterdiode 15 gleichgerichtet, wodurch eine Demodulation erfolgt und an einem R-O-Glied 16/17 wieder die durch die ankommenden Signale erzeugte Signalspannung erscheint, der allerdings ein Gleichspannungsanteil überlagert ist. Dieser Gleichspannungsanteil kann in einer Symmetrierschaltung 18 beseitigt werden, die dann die genaue Signalspannung in Form der Signale S1 dem Empfänger R zuführt.

Die beschriebene Art der übertragung der ankommenden Signale auf den Empfänger R1 erfolgt von der angeschalteten Leitung galvanisch getrennt.

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Wenn nun ein vom Sender T2 verstärktes Signal S2 auf die an den Anschlüssen I angeschaltete Leitung zu übertragen ist, so muß verhindert werden, daß dieses verstärkte Signal auf den Empfänger R1 gelangt und diesen übersteuert. Hierzu ist das aus den Widerständen 5» 6 und 19 sowie der Kapazität 20 gebildete Widerstandsnetz vorgesehen, auf das das verstärkte Signal am Schaltungspunkt N eingekoppelt wird, nachdem es über eine galvanische Trennstufe 21 geführt wurde. Durch die Anschaltung der Leitung an die Anschlüsse I wird die mit dem verstärkten Signal S2 an dem Schaltungspunkt C erzeugte Spannung verformt. Das Widerstandsnetzwerk dient nun dazu, eine Spannung auf die Steuerelektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 zu führen, die genau dieser verformten Signal spannung nachgebildet und aus der bei N eingekoppelten Spannung abgeleitet ist. Diese Verformung erfolgt mit den beiden Widerständen 5 und 19, die Fotowiderstände sind und durch Leuchtdioden 22 und 23 beeinflul; werden können. Durch die in Fig. 2 dargestellte Schaltung des Widerstandsnetzwerks wird erreicht, daß mit dem Widerstand 5 eine Signal verformung erzielt wird, die durch die Kapazität 20 verursacht wird und durch Änderung des Widerstandswertes 5 so eingestellt werden kann, daß sie der Signal verformung, die durch die kapazitive Komponente der angeschalteten Leitung erzeugt wird, genau entspricht. Der Widerstand 19 verformt die Amplitude der durch das Widerstandsnetzwerk auf den MOS-Feldeffekttransistor 7 übertragenen Spannung und kann so eingestellt werden, daß die Amplitudenverformung genau derjenigen entspricht, die durch die ohmsche Komponente der angeschalteten Leitung verursacht wird.

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Wenn nun die durch das Widerstandsnetzwerk nachgebildete Signalspannung mit der Signalspannung, die an der angeschalteten Leitung durch das verstärkte Signal S2 erzeugt wird, genau übereinstimmt, so fuhren die Steuerelektrode und die Quellenelektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 bei geeigneter Bemessung des Widerstandsnetzwerks übereinstimmendes Potential, was bedeutet, daß der MOS-Feldeffekttransistor 7 &it einer Steuerspannung von 0 Volt angesteuert wird. Dadurch erfolgt keine entsprechende Modulation an dem beschriebenen Schwingkreis, so daß auch kein entsprechendes Signal an diesem Schwingkreis ausgekoppelt werden kann. Das Sendesignal S2 ist somit für den Empfänger R1 vollständig kompensiert· Dies betrifft jedoch nicht die ankommenden Signale, da diese an der Steuerelektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 in beschriebener Weise eine Steuerspannung hervorrufen können.

Die Einstellung der Fotowiderstände 5 und 19 erfolgt durch zwei Regelschleifen, mit denen diese Fotowiderstände optisch-elektrisch an den Leuchtdioden 22 und 25 gekoppelt sind. Die Regelschleifen werden durch zwei Integralregler 24 und 25 gesteuert, die ihrerseits jeweils ein Steuersignal über ihnen vorgeordnete Schalter 26 und 27 erhalten, die zweckmäßig als MOS-Feldeffekttransistoren ausgebildet sind. Über diese beiden Schalter wird den Integralreglern 24- und 25 das von der Symmetrierschaltung 18 abgegebene symmetrierte Signal zugeführt.

Wenn nun das abgehende Sendesignal S2 und das entsprechend diesem nachgebildete Signal an der Steuerelektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 unterschiedlich sind,

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so gibt die Symmetrierschaltung 18 ein Signal ab, das den Integralreglern 24 und 25 über die Schalter 26 und 27 zugeführt wird. Die Integralregler 24 und 25 geben wiederum ein Ausgangssignal ab, mit dem über die Leuchtdioden 22 und 23 die Fotowiderstände 5 und 19 so eingestellt werden können, daß das Widerstandsnetzwerk im Sinne einer vollständigen Kompensation der abgehenden Sendesignale S2 an dem die Vergleichsschaltung bildenden Transistor 7 dimensioniert wird.

Die den beiden Integralreglern 24 und 25 vorgeordneten Schalter 26 und 27, die zweckmäßig durch MOS-Feldeffekttransistoren gebildet sind, werden zu unterschiedlichen Zeitpunkten durch Steuersignale geschlossen, die abhängig von dem abgehenden Signal S2 erzeugt werden. Dies erfolgt in einer schematisch dargestellten Verknüpfungsanordnung, die aus zwei Zeitschaltungen 28 und 29 sowie einem NAND-Glied 30 und einem UND-Glied 31 gebildet ist. Wenn ein rechteckförmiges Signal S2 vom Sender T2 auf den Schaltungspunkt A abgegeben wird, so bewirkt dieses Signal zunächst eine Schließung des Schalters 27. Ferner wird dieses Signal um die Zeit Γ1 verzögert am Schaltungspunkt B wieder abgegeben und als verzögertes Sendesignal S2 über die Entkopplungsschaltung 21 auf die angeschaltete Leitung geführt. Die Vorderflanke des Signals am Schaltungspunkt A wird in der Zeitschaltung 29 um die Zeitkonstante T2 nochmals verzögert, diese Zeitkonstante stimmt vorzugsweise mit der Zeitkonstante T1 überein. Am Ausgang der Zeitschaltung 29 erscheint dann eine Impulsflanke, die über das UND-Glied 31 den Schalter 26 schließt und gleichzeitig durch das noch am Schaltungspunkt A anstehende Signal über das

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NAND-Glied 30 eine Öffnung des Schalters 27 hervorruft. Wenn das am Schaltungspunkt A vorhandene Signal verschwindet, so wird auch der Schalter 27 wieder geöffnet.

In Fig. 3 sind zum leichteren Verständnis dieser Vorgänge die Signalverläufe in der in Pig. 2 gezeigten Schaltung an den Schaltungspunkten A bis F dargestellt. Bei A ist ein Hechteck-Doppelstromsignal dargestellt, welches das von dem Sender 3? abgegebene Signal S2 sein kann. Bei B ist das um die Zeitkonstante ¹Ti verzögerte Rechteck-Doppelstromsignal gezeigt. Der Signalverlauf C zeigt die am Schaltungspunkt C auftretende Spannung, die durch das verzögerte Rechteck-Doppelstromsignal hervorgerufen wird und hinsichtlich der ansteigenden und abfallenden Planken sowie der Amplitude durch die entsprechenden Komponenten der angeschalteten Leitung verformt ist. In Fig. 3 ist nun bei D das die beiden Integralregler 24 und 25 ansteuernde Signal für den Fall dargestellt, daß eine unvollständige Kompensation der durch die abgehenden Signale erzeugten Signalspannung durch die von dem Widerstandsnetzwerk abgegebene Steuerspannung am MOS-Feldeffekttransistor 7 erfolgt. Diese unvollständige Kompensation führt dazu, daß am Schaltungspunkt D ein durch die Symmetrierschaltung 18 zwar symmetrierter Signalverlauf entsteht, der aber bei einwandfreier Kompensation nicht vorhanden sein dürfte und gewissermaßen die Differenz der beiden Signale B und C darstellt. Dies ist aus der Darstellung in Fig. 3 leicht zu erkennen. Wenn nun, wie bei D in Fig. 3 gezeigt, zum Zeitpunkt der ansteigenden Flanke des Signals A der Schalter 27

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geschlossen und um die Zeit ΤΊ + "T 2 verzögert wieder geöffnet wird, so gibt der Integralregler 25 ein Signal ab, welches dem Integral der über dem schraffiert angedeuteten Teil des Signals D während der Zeit T2 auftretenden Signalspitze entspricht. Die beiden bei T1 und T2 dargestellten schraffierten Signalteile haben übereinstimmende Größe, so daß sie als Integralwert am Ausgang des Integralreglers 25 nicht erscheinen können. Es wird also tatsächlich nur die während der ansteigenden Flanke des Signals 0 auftretende Signalspitze beim Signal D ausgeregelt, so daß über die Leuchtdiode 22 der Fotowiderstand 5 entsprechend so eingestellt wird, daß diese Signalspitze in dem Kompensationssignal nicht mehr erscheint.

Mit Ende der Zeit T 2 wird der Schalter 26 geschlossen und der Schalter 27 geöffnet. Dadurch wird bis zu dem um die Zeit T1 verzögerten Ende des hier betrachteten Signalimpulses der entsprechend schraffierte Rest des · in Hg· 3 gezeigten Signalimpulses D ausgeregelt· Es ist dadurch möglich, die Verformung der an der angeschalteten Leitung auftretenden Signalspannung zu erfassen, die durch die ohmsche V/iderStandskomponente der Leitung verursacht wird. Der Integralregler 24 gibt also ein Signal ab, welches der Amplitude des mit Ablauf der Zeit Γ2 noch verbleibenden Signalteils des in Fig. 3 bei D dargestellten Signals entspricht· Über die Leuchtdiode 23 kann dann der Fotowiderstand 19 so eingestellt werden, daß dieser Amplitudenanteil im Kompensationssignal verschwindet. Auf diese Weise sind die beiden durch die ohmsche und die kapazitive Komponente der angeschalteten Leitung verursachten Anteile der Signalverformung erfaßt, und es kann

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eine Ausregelung dieser Signalanteile derart erfolgen, daß sie am Schaltungspunkt D schließlich verschwinden und die durch die abgehenden Signale S2 erzeugte Signalspannung am Leitungsabschluß mit der nachgebildeten Spannung an der Steuerelektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 genau übereinstimmt.

In Fig. 3 sind bei E und bei F ferner die an den Schal— tungspunkten E und F in Fig. 2 auftretenden Steuersignale dargestellt, die eine zeitlich versetzte Betätigung der beiden den Integralreglern 24· und 25 vorgeordneten Schalter 26 und 27 hervorrufen. Wie bereits ausgeführt, folgt das Steuersignal E einerseits den ansteigenden Flanken des Sendesignals A, andererseits wird es jeweils nach Ablauf der Zeit T2 beendet. Das Steuersignal F beginnt jeweils mit Ablauf der Zeit T2 und endet jeweils mit der abfallenden Flanke des verzögerten Sendesignals S2, welches bei B dargestellt ist und auf die angeschaltete Leitung übertragen wird.

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Claims

Patentansprüche

Schaltungsanordnung zur Sperrung des zur Verstärkung ankommender Signale vorgesehenen Eingangs eines Zweirichtungsverstärkers für die Signalübertragung in Fernmeldeanlagen, insbesondere Datenübertragungsanlagen, gegen die Aufnahme abgehender Signale, dadurch gekennzeichnet, daß die abgehenden Signale (S2) eine Schaltung (5, 6, 19, 20) zur laufenden Erzeugung einer Vergleichsspannung ansteuern, die einer dem Eingang (R) vorgeordneten Vergleichsschaltung (7) zwecks Vergleich mit der dort durch die abgehenden Signale (S2) erzeugten Spannung zugeführt wird, und daß die Erzeugung der Vergleichsspannung hinsichtlich Betrag und Phase übereinstimmend mit der durch die abgehenden Signale (S2) erzeugten Spannung mittels einer Regelgröße gesteuert wird, die abhängig von einer gegebenenfalls von der Vergleichsschaltung (7) abgegebenen Signalspannung erzeugt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (5» 6» 19» 20) zur Erzeugung der Vergleichsspannung ein mit dem Leitungsabschluß (1, 2, 5» ²O <3.er an den Zweirichtungsverstärker angeschalteten Leitung verbundenes Netzwerk ist, das veränderbare Widerstände (5, 19) zur Nachbildung des kapazitiven und des ohmschen Widerstandsanteils der Leitung enthält.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung ein dem genannten Eingang vorgeordneter Steuertransistor (7)» vor-

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ORIGINAL INSPEGTiD

zugsweise ein MOS-Feldeffekttransistor, ist, der an der Steuerelektrode mit der Vergleichsspannung angesteuert ist und dessen Arbe its Stromkreis mit dem auf der angeschalteten Leitung herrschenden Potential verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, insbesondere für die Übertragung digitaler Signale, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einstellung der veränderbaren Widerstände (5» 19) zwei ^jeweils einen Integralregler (24, 25) enthaltende Regelschleifen vorgesehen sind und daß die erste Regelschleife für eine vorbestimmte Zeit (T1) vor und für dieselbe Zeit ( Γ1) nach der ansteigenden Flanke eines jeden abgehenden Signals und die zweite Regelschleife für die restliche Zeit dieses Signals wirksam geschaltet wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als veränderbare Widerstände Fotowiderstände (5» 19) vorgesehen sind, mit denen die Integralregler (24, 25) optisch-elektrisch gekoppelt sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5_f dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale zur Wirksamschaltung der beiden Regelschleifen aus die abgehenden Signale hervorrufenden Senderausgangssignalen mit der doppelten vorbestimmten Zeit (T 1 + Γ2) entsprechender Länge bzw. Verzögerung erzeugt werden und daß die abgehenden Signale durch Verzögerung der Senderausgangssignale um die vorbestimmte Zeit (T1) erzeugt werden.

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7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuertransistor (7) einer dem genannten Eingang (R) vorgeordneten Schaltung (9 bis 14) zur galvanischen Entkopplung zugeordnet ist und als Modulationselement für einen innerhalb dieser Schaltung (9 bis 14) vorgesehenen Hochfrequenzschwingkreis (9, 10) dient, der Teil eines Entkopplungsübertragers ist.

8· Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 7» dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk (5_t 6, 19) einen ersten, einen kapazitiven Nebenschluß (20) zu der durch die abgehenden Signale erzeugten Spannung regulierenden Fotowiderstand (5) und einen zweiten, einen ohmschen Nebenschluß zu dieser Spannung regulierenden Fotowiderstand (19) enthält und mit dem Leitungsabschluß (1, 2, 3, 4) an einem die durch ankommende Signale erzeugte Eingangsspannung führenden Schaltungspunkt (C) verbunden ist·

9· Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Integralregler (24, 25) mit den Fotowiderständen (5, 19) über Leuchtdioden (22, 23) gekoppelt sind.

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