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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeugung einer leistungsstarken einem Ein- gangs-Datenstrom, z. B. im Sony Consumer Standard @2s Format, folgenden Wechselspannung gemäss dem Oberbegriff des Anspruches 1, sowie auf eine Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Im Consumer Audio Bereich beispielsweise, wird die Leistung für die Lautsprecher über ent- sprechend voluminöse Kupferdrähte übertragen. Nebst hoher Kosten wirken diese Kabel auch als Sendeantennen hochfrequenter Störungen, wenn schaltende Verstärker, sogenannte D-Verstärker, eingesetzt werden. Innerhalb eines grösseren fortschrittlichen Konzeptes wird ein D-Verstärker, dem ein digitaler Datenstrom via Lichtleiter zugeführt wird, in das Gehäuse des Lautsprechers eingebaut. Der D-Verstärker eines solchen Lautsprechers wird mittels eines Netzanschlusses versorgt, und muss sich elektromagnetisch mit der Umgebung auch strenge Normen bezüglich der Netzrückwirkung erfüllen.
Bei bekannten derartigen Lösungen ist stets eine Umsetzung des Eingangs-Datenstroms in ein analoges Signal vorgesehen, das dann verstärkt und das verstärkte Signal anschliessend wieder in ein digitales Signal umgesetzt wird. Dabei ist aber ein Qualitätsverlust aufgrund der mehrmaligen Umsetzung nicht zu vermeiden.
Ausserdem ist der Wirkungsgrad nicht schaltender Analogverstärker mit ca. 50% relativ gering.
Mit leistungselektronischen, bzw. schaltenden Verstärkern werden dagegen derzeit bereits über 90% erreicht. Beim D-Verstärker wird eine am Eingang anliegende Analogspannung mit einer festen Frequenz, der Schaltfrequenz des D-Verstärkers, Pulsweiten (PWM-) moduliert. Diese PWM-Spannung wird in der PWM-Endstufe des D-Verstärkers durch das abwechselnde Ein- und Ausschalten von Transistoren mit einem hohen Wirkungsgrad verstärkt. Die Filtergrösse eines D-Verstärkers wird von der unteren Hörschwelle (15 Hz) bestimmt. Der Wirkungsgrad wird wesent- lich von der Schaltfrequenz beeinflusst. Die Schaltfrequenz hat ein Vielfaches der oberen Hör- schwelle (20 kHz) zu betragen.
Das Spektrum der verstärkten PWM-Spannung weist naturgemäss einen hohen schaltfrequen- ten Anteil und hohe Oberschwingungsanteile auf, die nun entsprechend vollständig aus dieser wieder herausgefiltert werden müssen, um an der Last eine leistungsstarke möglichst unverzerrte Analogspannung zu erhalten. Dabei ist es notwendig Pulsungenauigkeiten durch eine entspre- chende Rückkopplung zu vermeiden.
D-Verstärker mit Analogeingang und passiven Filtern sind aus dem Stand der Technik bekannt.
Die Phasendrehung eines Bandpassfilters und die komplexe Lautsprecherlast setzen der für niedri- ge Verzerrungen wünschenswerten kräftigen Gegenkopplung durch Instabilitäten sehr schnell enge Grenzen.
Ein weiteres Problem bei bekannten derartigen D-Verstärkern besteht auch darin, dass Gleich- spannungsversorgungen, die im wesentlichen einen sinusförmigen Strom aus einem Netz entneh- men, sogenannte Leistungsfaktor-Korrekturschaltungen (im weiteren kurz PFC genannt), liefern wellige Gleichspannung, die einen erheblichen Rippelanteil, bzw. Welligkeit aufweist. Dabei weist die Welligkeit eine Frequenz die dem 2n-fachen der Frequenz des Netzes entspricht, wobei n die an eine Vollweg-Gleichrichterschaltung angeschlossene Zahl der Phasen des Netzes bedeutet.
Eine merkliche Welligkeit der Spannungsversorgung erschwert aber eine weitgehend verzerrungs- freie Verstärkung des Eingangssignals. Um die Welligkeit zu glätten sind DCDC-Stufen üblich, die jedoch einen relativ hohen schaltungstechnischen Aufwand erfordern.
Ziel der Erfindung ist es, diese Nachteile zu vermeiden und ein Verfahren der eingangs er- wähnten Art vorzuschlagen, das eine Verstärkung bei sinusförmiger Stromaufnahme der Gleich- spannungsversorgung aus dem Netz mit hohem Wirkungsgrad ermöglicht, wobei die verstärkte Spannung sehr genau dem Eingangs-Datenstrom entspricht.
Erfindungsgemäss wird dies bei einem Verfahren der eingangs erwähnten Art durch die kenn- zeichnenden Merkmale des Anspruches 1 erreicht.
Durch die vorgeschlagenen Massnahmen wird eine Umwandlung in ein analoges Signal vermie- den und gleichzeitig sichergestellt, dass auch bei sinusförmiger Stromaufnahme der Gleichspan- nungsversorgung, bzw. bei einer erheblichen Welligkeit der an den D-Verstärker angelegten Gleichspannung das verstärkte Signal weitestgehend dem Eingangs-Datenstrom entspricht.
Die Ableitung des verstärkten Ausgangssignales kann nach einem beliebigen Algorithmus erfolgen. Zum Beispiel kann die Ableitung eines digitalen Signals aus dem verstärkten Ausgangs-
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signal nach dem Algorithmus einer adaptiven Delta-Modulation, wobei auch ein überlagerter Algorithmus zur Reduktion der effektiven Schaltfrequenz vorgesehen sein kann, oder nach dem einer Advanced Puls Code Modulation erfolgen. Dabei stellen die oben angegebenen Algorithmen lediglich Beispiele dar.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemä- #en Verfahren vorzuschlagen.
Ausgehend von einer Vorrichtung gemäss dem Oberbegriff des Anspruches 2 werden daher die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 2 vorgeschlagen.
Durch die vorgeschlagenen Massnahmen ergibt sich ein sehr einfacher Aufbau, wobei durch die digitale Regelschleife ein sehr genauer Abgleich der verstärkten Spannung mit dem Eingangs- Datenstrom sichergestellt ist. Dabei werden auch Schwankungen in der Gleichspannungsversor- gung des D-Verstärkers erkannt und berücksichtigt.
Ohne die Zumischung des der Welligkeit der Gleichspannungsversorgung entsprechenden Signals zu dem Eingangssignal oder einem davon abgeleiteten Signal würde der Regler Schwan- kungen der Gleichspannungsversorgung erst nach der Durchlaufzeit der Signale durch die Vorrich- tung bemerken, wobei gegebenenfalls auch Filter vorgesehen sind. Innerhalb der Durchlaufzeit würden daher alle Änderungen der Versorgungsspannung direkt als Amplitudenmodulation an die Last weitergegeben werden. Durch die vorgeschlagenen Massnahmen ist sichergestellt, dass Änderungen der Versorgungsspannung der Verstärkerstufe entgegengewirkt wird. Dadurch kann der schaltungstechnische Aufwand bei der Spannungsversorgung gering gehalten werden, auch wenn diese einen im wesentlichen sinusförmigen Strom aufnimmt und daher nur eine geringe Netzrückwirkung verursacht.
So kann daher mit einfachen PFC-Schaltungen das Auslangen gefun- den werden.
Durch die Merkmale des Anspruches 3 ergibt sich der Vorteil, dass auch eine Anpassung an die Verhältnisse aus dem dem Stellglied nachgeordneten Bereich möglich ist. Dies ist z. B. bei Audioanlagen von Vorteil. So ist es möglich für die Beschallung einer Disco die mit steigender Besucherzahl eintretende Änderung der Dämpfung und damit Änderungen in der dem Stellglied, z. B. einem Lautsprecher, nachgeordneten Signalstrecke auszugleichen.
Durch die Merkmale des Anspruchs 4 sinken bei geringem digitalen Schaltungsaufwand die Anforderungen an die Energieversorgung.
Durch die vorgeschlagenen Massnahmen können mit dem Regler auch Schwankungen der Versorgungsspannung des Leistungsteiles erfasst und ausgeregelt werden. Ausserdem kann die Spannungsquelle einfacher aufgebaut sein und z. B. lediglich durch einen einfachen einer Gleich- richterschaltung nachgeschalteten PFC realisiert sein. Der Rechenaufwand für Komparator und Regler kann eher langsam im Mikroprozessor oder schnell in einem schaltungsprogrammierbaren IC in einer fest verdrahteten Rechenschaltung realisiert sein. Bei den hohen Wandlungsgeschwin- digkeiten heutiger AD-Wandler (z. B. 90MHz) ist im letzteren Fall bereits jetzt eine ausreichend kleine Schleifendurchlaufzeit realisierbar, sodass dann auch mit dieser Reglerstruktur eine Puls- musterkorrektur erfolgt.
Sollen auch Filterverzerrungen ausgeregelt werden, ist das Problem der Phasendrehung zu lösen. Dies geschieht in der Regelschleife nach Anspruch 5.
Mittels eines Zeitgliedes, das in Digitaltechnik sehr leicht auszuführen ist, kann die Phasendre- hung kompensiert werden. Dem Regler wird dabei der Sollwert um die Filterlaufzeit verzögert mitgeteilt, sodass er zeitgleich mit der rückgekoppelten digitalisierten Ausgangsspannung eintrifft.
Dadurch arbeitet der Regler stabil.
Bekannt sind Verfahren, wo Filterverzerrungen in Kauf genommen werden und eine schnelle Regelschleife zur Pulsmustererzeugung vorgesehen ist, die ein analoges Eingangssignal benötigt.
Durch die Merkmale des Anspruches 6 ist es möglich ein Pulsmuster zu erzeugen, wobei der digitale Eingangsdatenstrom mit hoher Kongruenz zu einer leistungsstarken PWM-Ausgangs- spannung verarbeitet wird, und auf eine qualitätsreduzierende digital/analog-Wandlung verzichtet werden kann.
Für hohe Qualitätsansprüche sind eine hochwertige Energieversorgung und ein entsprechend aufwendiger D/A-Wandler (Filter) nötig.
Allerdings bemerkt der Regler Schwankungen der Versorgungsspannung erst nach der Durch- laufzeit des D/A-Wandlers oder Filters. Innerhalb der Durchlaufzeit werden alle Änderungen der
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Versorgungsspannung direkt als Amplitudenmodulation an die Last weitergegeben, was sich in einer unzureichenden Supply Voltage Rejection (SVR) äussert.
Vorteilhaft erscheinen Kombinationen mehrerer Regelschleifen nach den Ansprüchen 7 bis 9.
So ergeben sich durch die Merkmale des Anspruches 7 Einsparungen bei der Energieversor- gung und durch die Merkmale nach dem Anspruch 8 ergeben sich Einsparungen beim D/A-Wandler.
Besonders vorteilhaft ist es, die Merkmale des Anspruches 9 vorzusehen, durch die sich Ein- sparungen bei der Energieversorgung und D/A-Wandler ergeben.
Akzeptable Ergebnisse werden derzeit mit einem Gegenkopplungsnetzwerk zum Ausgleich der Schaltzeitfehler und komplexen, toleranzempfindlichen und notwendigerweise mehrstufigen Filtern und einer entsprechend hohen Schaltfrequenz erzielt. Die schnelle innere Regelschleife zur Puls- musterkorrektur der Verstärkerstufe erfordert bisher ein Analogsignal beziehungsweise die D/A-Wandlung eines digitalen Eingangsdatenstromes. Die erforderliche Schaltfrequenz von weit über 100 kHz und die damit verbundenen schnellen Kommutierungsvorgänge in der Verstärkerstu- fe erschweren die Einhaltung der seit dem 2. Jänner 1996 für alle im EWR-Raum in Umlauf ge- brachten Produkte verbindlichen Normen, insbesondere der EN 50081 bezüglich der Störemissio- nen von elektromagnetischen Feldern.
Durch die Merkmale des Anspruches 10 oder 11 kann der D-Verstärker bei zumindest gleicher Qualität des Ausgangssignales gegenüber der einstufigen Lösung z.B. aufgrund der phasenver- setzten Taktung von n parallel geschalteten Leistungsteilen 5 mit dem n-tel der Schaltfrequenz betrieben werden. Die Schaltvorgänge können ohne Qualitätseinbussen langsamer ablaufen. Da- durch wird die elektromagnetische Verträglichkeit erhöht. Die Schaltverluste steigen, der Wir- kungsgrad bleibt hoch verglichen mit dem A-Verstärker. Bei höheren Leistungen (derzeit etwa bei 5 kW aufwärts) können aufgrund der reduzierten Schaltfrequenz auch Entlastungsschaltungen zum Einsatz kommen, wodurch die Leistungsdichte (pro Volumen der Leistungsteile übertragbare Leistung) erhöht wird.
Ausserdem können die Vorteile genützt werden, die sich durch eine Zusammenschaltung meh- rerer D-Verstärkerstufen ergeben, ohne die Rechenleistung der digitalen Regeleinheit um das entsprechend Vielfache zu erhöhen. Dabei können die Verstärkerstufen relativ einfach aufgebaut sein.
Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Verstärkeranordnung,
Fig. 2 bis 4 Ausführungsbeispiele einer Regeleinrichtung,
Fig. 5 bis 8 verschiedene Ausführungsformen von Verstärkeranordnungen,
Fig. 9 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemässe Vorrichtung,
Fig. 10 und 11 weitere Ausführungsbeispiele einer Regeleinrichtung,
Fig. 12 ein Ausführungsbeispiel für einen Leistungsteil einer D-Verstärkerstufe,
Fig. 13 schematisch einen Regler und
Fig. 14 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Verstärkeranordnung.
In allen Fig. sind digitale Datenströme mit schraffierten Balken und analoge Datenströme mit einfachen Strichen dargestellt.
Die Verstärkeranordnung, bzw. Vorrichtung nach der Fig. 1 weist eine Verstärkerstufe V5 auf, die näher in der Fig. 8 dargestellt ist, und die eine Regelschleife 2 oder einen Prädiktor 2' aufweist, die bzw. der Verstärkerstufe V5 vorgeschaltet ist, an die ein Stellglied 9, z. B. ein Lautsprecher, über eine Ausgangsklemme 8 angeschlossen ist.
Die Verstärkerstufe V5 weist im wesentlichen eine Reihenschaltung 3 eines Mischers 67, der aus einem von der Regelschleife 2 oder dem Prädiktor 12 kommenden Eingangsdatenstrom 1', wobei der Prädiktor 12 der Regelschleife 2 auch vorgeschaltet sein kann, und einem Datenstrom 61, der, wie noch erläutert werden wird, der Welligkeit einer Gleichspannungsversorgung eines D-Verstärkers 5 entspricht, einen Datenstrom 1" erzeugt, und eines Kodierers 68, der den Daten- strom 1" in einen digitalen Signalzug 4 umwandelt. Dieser Funktionsblock, bestehend aus dem Mischer 67 und dem Kodierer wird im weiteren als Mischer-Kodiererschaltung 3 bezeichnet. Dieser Schaltung 3 ist ein D-Verstärker 5 nachgeschaltet, der den digitalen Signalzug verstärkt und an einen D/A-Wandler 7 legt, der auch als eine Filterschaltung ausgebildet sein kann.
Die Regelschleife 2 ist über einen A/D-Wandler 20 und eine Leitung 31 mit der Ausgangs-
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klemme 8 verbunden. Der der Regelschleife 2 vorgeschaltete Prädiktor 12 ist nicht unbedingt erforderlich, wobei ein Eingang des Prädiktors 12 mit einem, von einem Mikrofon 80 kommenden Signal beaufschlagt ist. Dadurch können Veränderungen in einer einem mit der Vorrichtung ver- bundenen Stellglied, z. B. einem Lautsprecher 9, nachgeordneten Signalstrecke, z. B. einen vom Lautsprecher beschallten Raum, z. B. eine Disco, erfasst werden, die z. B. durch eine Änderung der Anzahl der in diesem Raum befindlichen Personen, bedingt sind. Eine grössere Änderung der Anzahl der in einem beschallten Raum befindlichen Personen, verändert die Dämpfung und damit die Charakteristik der dem Lautsprecher nachgeordneten Signalstrecke.
Beispielsweise kann der Regelschleife ein Signal aus einer von einem als Stellglied 9 dienen- den, in einer Disco aufgestellten Lautsprecher, bzw. aus der Disco selbst zugeführt werden. In diesem Fall können nicht nur allfällige durch die Verstärkerstufe V5 bedingten Verzerrungen aus- geregelt werden, sondern auch durch die nachgeordnete Strecke bedingte Verzerrungen und Einflüsse, wie z. B. die von der Zahl der im beschallten Raum befindlichen abhängigen Dämpfung.
Bei dieser Ausführungsform ist die Regelschleife 2 und der Prädiktor 12 der Verstärkerstufe V5 vorgeschaltet, sodass an dieser ein gegenüber dem Eingangsdatenstrom 1, 1', der in Form von Datenwörtern mit einer vorgegebenen Anzahl von Bits vor- und an der Regelschleife 2, bzw. dem Prädiktor 12 anliegt, veränderter Datenstrom 1" anliegt.
Ein Prädiktor 12 benötigt höchstens zeitweilig eihe Rückkopplung, sodass die Verbindung zwi- schen dem Mikrofon 80 und dem entsprechenden Eingang des Prädiktors 12 auch mittels eines nicht dargestellten Schalters zeitweilig unterbrochen werden kann. Der Prädiktor 12 bildet die inverse Funktion des Systemverhaltens z. B. mathematisch ab. Er kann auch aus einem sogenann- ten neuronalen Netz bestehen, das Lernfähigkeit aufweist, oder auch aus einer lernfähigen Zelle bestehen. Grundlagen und Theorie der neuronalen Netze, sowie deren Aufbau sind aus der ein- schlägigen Literatur bekannt und stellen nicht Teil der Erfindung dar.
Der Vorteil eines Prädiktors 12 besteht in seiner Robustheit gegenüber Störungen, da er ohne ständige Rückkopplung auskommt und in den erweiterten Möglichkeiten, die sich insbesondere bei einem lernfähigen neuronalen Netz ergeben.
Allerdings kann ein Prädiktor das Rauschen eines zeitlich veränderlichen Systems, wie thermi- sches Driften, Schaltzeitjitter usw. nicht kompensieren. Das zeitlich unveränderliche Übertragungs- verhalten einer Regelstrecke wird mittels zumindest zeitweiliger Rückkopplung realisiert.
Dazu benötigt die Regelschleife 2 beständig die Rückführung des vom Punkt 4' abgegriffenen Signals oder eines vom Punkt 6' abgegriffenen verstärkten und über den Abschwächer 10 abge- schwächtes Signal 11. (Fig. 5)
Bei der Schaltung nach der Fig. 1 kann die Regelschleife 2 verschieden gestaltet sein, wobei in den Fig. 2 bis 4 verschiedene Beispiele dargestellt sind.
Bei der Ausführungsform nach der Fig. 1 ist zur Energieversorgung des D-Verstärkers 5 ein an ein Netz 63 angeschlossener Vollweg-Gleichrichter 62 vorgesehen, der dem Netz 63 einen im wesentlichen sinusförmigen Strom entnimmt. Diesem Gleichrichter 62 ist eine Leistungsfaktor- Korrekturschaltung PFC nachgeschaltet, der die Versorgungsleitungen 55,56 des D-Verstärkers 5 versorgt.
An diese beiden Versorgungsleitungen 55,56 sind Kondensatoren 41,42 angeschlossen, die beide mit Masse 40 verbunden sind. Weiters ist an die Versorgungsleitungen 55,56 ein Span- nungsteiler 64,65 angeschlossen, dessen Mittelabgriff 66 über eine Leitung 59 mit einem A/D-Wandler 60 verbunden ist, dessen Datenstrom 61 dem Mischer 67 der Mischer-Kodier- schaltung 3 zugeführt wird.
Schwankungen der den D-Verstärker 5 versorgenden Gleichspannung gehen über den A/D-Wandler 60 und den Mischer 67 in die Steuerung des D-Verstärkers 5 ein. Dadurch wird vermieden, dass die Schwankungen der Versorgungsspannungen zu einer Amplitudenmodulation des verstärkten Signals führen.
Die Fig. 2 zeigt den prinzipiellen Aufbau einer ersten Ausführungsform R1 einer Regelschleife 2. Bei dieser Ausführungsform sind ein Regler 13, eine Kodiereinrichtung 16 und ein Pulsfehler- komparator 14 vorgesehen. Dabei liegen an den Eingängen des Reglers 13 der Eingangsdaten- strom 1, oder Eingangsdatenstrom 1' eines Prädiktors 12, sowie das Ausgangssignal 17 des Kodierers 16 an. Dieser wandelt den vom Komparator 14 kommenden digitalen Signalzug 15 in einen Fehlerdatenstrom 17 um, der den Regler 13 beeinflusst.
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Dabei wird dem Komparator 14 ein Ausgangssignal der Mischer-Kodierschaltung 3 und ein Signal 11 vom Abschwächer 10 (in der Fig. 2 nicht dargestellt) zugeführt, wobei der Abschwächer 10 vorzugsweise an den Punkt 6' der Verstärkerstufe angeschlossen ist. Bei dem Komparator .14 kann es sich vorzugsweise um eine XOR-Verknüpfung handeln. Bei der Kodiereinrichtung 16 kann es sich um einen zeitlich begrenzten Auf-Abwärtszähler handeln.
Der Regler 13 erzeugt aus dem Eingangsdatenstrom 1 oder dem Datenstrom 1' und dem Feh- lerdatenstrom 17 einen Ausgangsdatenstrom 1". Die Datenströme 1" und 61, welcher letzterer den Schwankungen der Versorgungs-Gleichspanung des D-Verstärkers 5 entspricht, werden von der Mischer-Kodierschaltung 3 der Verstärkerstufe zu einem digitalen Signalzug 4 verarbeitet. Der Regler 13 kann dabei auch den Mischer 67 umfassen, wobei dann die Schaltung 3 lediglich einen Kodierer 68 umfasst.
Bei den hohen Wandlungsgeschwindigkeiten heutiger A/D-Wandler von z. B. 90MHz, ist die Schleifendurchlaufzeit des Reglers R1 ausreichend kurz, sodass qualitätssteigernd eine Pulsmus- terkorrektur vorgenommen werden kann. Änderungen der Versorgungsspannung des D-Verstär- kers 5, bzw. der Zwischenkreisspannung werden mittels des Datenstromes 61 des A/D-Wandlers 60 kompensiert.
Die Regelschleife R2 nach der Fig. 3 weist einen Komparator 19 und einen Regler 13 auf. Der Regler 13 und der Komparator 19 verarbeiten den Eingangsdatenstrom 1,1' und den digitalen Istdatenstrom 21, den ein Wandler 20 liefert, der den digitalen Signalzug 6 in den Datenstrom 21 wandelt. Dabei erzeugt der Komparator 19 einen Fehlerdatenstrom 17 der dem Regler 13 zuge- führt wird, der einen Datenstrom 1" erzeugt, der in der nachgeschalteten Verstärkerstufe verarbei- tet wird, wie bereits anhand der Fig. 1 erläutert wurde.
Mit der Regelschleife R2 können auch Schwankungen der Versorgungsspannung des D-Verstärkers 5 erfasst und ausgeregelt werden. Dadurch kann die Spannungsquelle des D-Verstärkers 5 einfach aufgebaut werden. Der Rechenaufwand für den Komparator 19 und Regler 13 kann eher langsam im Mikroprozessor oder schnell in einer fest verdrahteten Rechenschaltung, z. B. einem schaltungsprogrammierbaren IC, realisiert sein, wobei auch eine Pulsmusterkorrektur möglich ist.
Die Regelschleife R3 nach der Fig. 4 unterscheidet sich gegenüber der Regelschleife R2 nach der Fig. 3 dadurch, dass dem Komparator 19 der Soll- bzw. Eingangsdatenstrom 1,1' gegenüber dem Regler 13 über ein Zeitglied 22 zeitlich verzögert zugeführt wird und an dem Eingang des Wandlers 20, der analoge Signale in einen Ist-Datenstrom umwandelt, die Ausgangsspannung 31 einer oder mehrerer Verstärkerstufen anliegt.
Im Zeitglied 22 kann vorteilhafterweise eine Filtercharakteristik oder das Streckenübertra- gungsverhalten der nachgeschalteten Verstärkerstufe kompensiert werden. Aufgrund des Verglei- ches der Datenströme 18, den das Zeitglied 22 liefert, und 21, den der Wandler 20 liefert, die gegenüber dem Eingangsdatenstrom 1, 1' um die gleiche Zeit verzögert an den Eingängen des Komparators 19 einlangen, arbeitet der Regler 13 stabil. Die Regelung ermöglicht den Einsatz einfacherer Filter, bzw. D/A-Wandler am Ausgang der Verstärkerstufe. Die Rechenleistung für den Regler R3 erbringt ein Mikroprozessor.
Bei den Verstärkerstufen V2 bis V4 gemäss den Fig. 5 bis 7 und V6 nach der Fig. 9 wird der er- forderliche Aufwand für die Energieversorgung und Verstärkung geringer auf Kosten eines erhöh- ten Aufwandes an leistungsschwacher Regelelektronik, die eine immer höher werdende Qualität der Ausgangsspannung an der Last, d. h. dem Stellglied 9 gewährleistet.
Die Verstärkerstufe V3 nach der Fig. 6 weist eine Regelschleife R3, eine Regelschleife R1, die Kodiereinheit 3, einen D-Verstärker 5, einen D/A-Wandler 7, einen Abschwächer 10 und einen Wandler 20 auf. Dabei ist an die Eingänge des Abschwächers 10 und des Wandlers 20 die Aus- gangsspannung 6 rückgekoppelt. Das Signal 11 am Ausgang des Abschwächers 10 wird dem Regler R1 zugeführt. Der Wandler 20 erzeugt aus der Spannung 6 die Datenwörter des Istdaten- stromes 21. Der Datenstrom 21 wird der Regelschleife R3 zugeführt. Die Regelschleife R3 erzeugt aus den Datenströmen 1 oder 1' und 21 den Datenstrom 1", der der Regelschleife R1 zugeführt wird.
In der Regelschleife R1 wird aus dem Datenstrom 1"und dem Signal 11 der Datenstrom 1''' erzeugt, der von der Kodiereinheit 3 zum digitalen Signalzug 4 verarbeitet wird, der am Ausgang des D-Verstärkers 5 verstärkt als Spannung 6 anliegt.
Die Regelschleife R3 kann langsamer als die Regelschleife R1 ausgelegt werden und ermög-
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licht z. B. die Ausregelung von Schwankungen in den Versorgungsspannungen des D-Verstärkers 5 in Fig. 6.
Die Verstärkerstufe V4 in der Fig. 7 unterscheidet sich von der Verstärkerstufe V3 dadurch, dass zusätzlich eine Regelschleife R2 vorgesehen ist, die zwischen die Regelschleifen R3 und R1 geschaltet ist. Dabei ist die Ausgangsspannung der Verstärkerstufe V4 über den A/D-Wandler 20', der aus der Ausgangsspannung 31 einen Datenstrom 21' erzeugt, an die Regelschleife R3 rückge- koppelt.
Der Signalzug 6 ist einerseits über den Wandler 20, der aus dem verstärkten Signalzug 6 einen Datenstrom erzeugt, der an die Regelschleife R2 angelegt wird, die der Regelschleife R3 nachge- schaltet ist. Weiters ist der Signalzug 6 über einen Abschwächer 10, der einen Signalzug 11 er- zeugt, an die Regelschleife R1 rückgekoppelt, die der Regelschleife R2 nachgeschaltet ist.
Die Regelschleife R3 regelt entsprechend der Ausgangsspannung 31 und verringert dadurch die Anforderungen an den Wandler 7. Das Zeitglied 22 der Regelschleife R3 kann in Digitaltechnik mittels eines Schieberegisters wesentlich einfacher und mit höherer Qualität ausgeführt werden, als in Analogtechnik ausgeführte, notwendigerweise mehrstufig ausgeführte Zeitglieder.
Die Funktionen und der Aufbau der einzelnen Regelschleifen R1, R2, R3 sind die gleichen, wie sie anhand der Fig. 2 bis 4 beschrieben wurden.
Bei der Anordnung von drei Regelschleifen R1, R2, R3 kann der Hardware-Aufwand gering gehalten werden. Dabei können durch die Rückführung der Ausgangsspannung auch Filterverzer- rungen ausgeregelt werden, wodurch u. U. auf eine Filterstufe verzichtet werden kann. Ausserdem können verschiedenste Filtercharakteristiken in einer digital arbeitenden Regeleinrichtung ohne wesentlichen Mehraufwand mitberücksichtigt werden.
Die Fig. 9 zeigt eine Verstärkerstufe V6, die einen Multiplexer 30, und eine Anzahl n von Ver- stärkerstufen aufweist, die gemäss den Verstärkerstufen V2 bis V5 ausgebildet sein können. Der Multiplexer 30 erzeugt aus dem Eingangsdatenstrom 1 eine Anzahl von n-Teilen von Datenströ- men 1', wobei jeder Datenstrom 1' einer der Verstärkerstufen V2 bis V5, wobei zweckmässigerwei- se jeweils gleiche Verstärkerstufen vorgesehen sind, zugeführt wird. Die Ausgänge der n Verstär- kerstufen sind mit der Ausgangsklemme 8 verbunden und speisen die Ausgangsspannung 31. Das Stellglied 9, z. B. ein Lautsprecher, ist entweder über eine Leitung 34 direkt oder über ein zwi- schengeschaltetes Filter 33 an die Ausgangsklemme 8 der Verstärkerstufe V6 angeschlossen.
Bei der Ausführungsform nach der Fig. 9 kann der D-Verstärker bei zumindest gleicher Qualität des Ausgangssignales gegenüber der einstufigen Lösung, z. B. aufgrund der phasenversetzten Taktung von n parallel geschalteten D-Verstärkern 5 mit dem n-ten Teil der Schaltfrequenz betrie- ben werden. Die Schaltvorgänge können ohne Qualitätseinbussen langsamer ablaufen. Dadurch wird die elektromagnetische Verträglichkeit erhöht. Die Schaltverluste steigen, der Wirkungsgrad bleibt hoch, verglichen mit einem A-Verstärker. Bei höheren Leistungen von z. B. 5kW und mehr, können aufgrund der reduzierten Schaltfrequenz auch Entlastungsschaltungen zum Einsatz kom- men, wodurch die Leistungsdichte pro Volumen der Leistungsteile übertragbare Leistung erhöht wird.
Bei der Ausführungsform nach der Fig. 10 ist einer Verstärkerstufe V6, die wie aus der Fig. 9 zu ersehen ist, mehrere D-Verstärker umfasst, ein Regler R2 oder R3 (Fig. 3, Fig. 4) vorgeschaltet, der den Eingangsdatenstrom 1 und den Ausgangsdatenstrom 21, der vom Wandler 20 erzeugt ist, zu Datenstrom 35 verarbeitet. Die Spannung an der Ausgangsklemme 8 der Verstärkerstufe V6 oder die Spannung an der Last 9 wird mittels eines Umschalters 36, der auch weggelassen werden kann, an den Eingang des Wandlers 20 rückgekoppelt.
Bei der Ausführungsform nach der Fig. 10 können die Vorteile, die sich durch die Zusammen- schaltung mehrerer D-Verstärker ergeben genutzt werden, ohne dass die Rechenleistung der digitalen Regeleinheit um das entsprechende Vielfache erhöht werden muss. Dabei kann die Verstärkerstufe V6 aus einfachen Verstärkerstufen, z. B. Verstärkerstufen V5 (Fig. 1) aufgebaut sein.
Bei der Ausführungsform nach der Fig. 10 ist weiters ein Umschalter 32 vorgesehen, über den die Ausgangsklemme 8 wahlweise über ein Filter 33 oder direkt mit der Last 9 verbunden werden kann.
Bei der Ausführungsform nach der Fig. 11ist einer Verstärkerstufe, bei der sich wahlweise um eine Verstärkerstufe V2, V3, V4, V5 oder V6 handeln kann, ein Prädiktor 12 vorgeschaltet, an
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dessen Eingang Signale eines Mikrofons 80 gelegt werden können, das z. B. in einem von der Last 9, bei der es sich um einen Lautsprecher handeln kann, beschallten Raum aufgestellt ist. Dabei ist der Verstärkerstufe ein Filter 33 nachgeschaltet.
Dabei kann auch der Einfluss jener Strecke erfasst werden, der der Last 9 nachgeordnet ist. Da der Prädiktor 12 das Verhalten der die Verstärkerstufe umfassenden Regelstrecke berücksichtigt, kann auf eine ständige Rückkopplung verzichtet werden.
Fig. 12 zeigt das Ausführungsbeispiel für den Leistungsteil 5. Der Leistungsteil 5 wird beispiel- weise aus den Spannungsversorgungen 41, 42 uns einer Halbbrückenanordnung 43,44 gebildet.
Die Halbbrückenanordnung ist aus einem Hauptschalter 50 und einer antiparallelen Freilaufdiode 51 und einem weiteren Hauptschalter 52 mit einer weiteren Freilaufdiode 53 gebildet.
Der Ausgang des Hauptschalters 50 ist über eine Leitung 54 mit dem Eingang des Hauptschal- ters 52 verbunden. Der Eingang des Hauptschalters 50 ist über die Versorgungsleitung 55 mit der Spannungsversorgung 41 und der Ausgang des Hauptschalters 52 ist über die Versorgungsleitung 56 mit der Spannungsversorgung 42 verbunden.
Die Spannungsversorgung 42 ist in Serie geschaltet. Die Leitung 57 ist am Knoten 49 mit der Leistungsmasse 40 verbunden. Zwei in Serie geschaltete Versorgungseinrichtungen 41, 42 werden mit der Halbbrückenanordnung der Leistungsschalter 43,44 belastet. Am Mittelpunkt 48 der Halb- brückenanordnung liegt das Signal 6 an. Bezugspotential für die leistungsstarke Spannung 6 ist die Leistungsmasse 40, de am Verbindungspunkt 49 der Versorgungseinrichtungen 41,42 ange- schlossen ist. Der leistungsschwache Signalzug 4 wird der Treibereinrichtung 45 zugeführt. Ist das Signal 4 high, so wird der obere Schalter 43 mittels nicht invertierende Treibereinrichtung 47 ein- und der untere Schalter 44 mittels invertierender Treibereinrichtung 46 ausgeschaltet.
Die Spannung 6 oder 31 ist gegenüber der Masse 40 gleich der Ausgangsspannung der Ver- sorgungseinrichtung 41. Ist das Signal 4 Low, so wird der Punkt 48 über den unteren Schalter 44 mit der Versorgungseinrichtung 42 verbunden. Die Spannung 6,31 ist gegenüber der Leistungs- masse 40 gleich der negativen Ausgangsspannung der Versorgungseinrichtung 42. Der leistungs- schwache Signalzug 4 liegt verstärkt auf den Pegeln der Versorgungseinrichtungen 41,42 gegen- über der Leistungsmasse 40 als leistungsstarke Ausgangsspannung 6 am Halbbrückenmittelpunkt 48 an.
Beim Leistungsteil 5 handelt es sich um eine Vorrichtung, z. B. realisiert mit den Leistungshalb- leitern 43,44 in Halbbrückenanordnung, zur Herstellung von positiven und/oder negativen Span- nungsimpulsen aus mindestens einer Spannungsquelle, z. B. 41,42 in dem die Stromversorgung einer Last, z. B. an der leistungsstarken Ausgangsspannung 6, taktweise verlustarm unterbrochen und/oder umgepolt wird.
Der Wirkungsgrad schaltende Verstärker wird wesentlich von der Schaltfrequenz beeinflusst.
Die Schaltverluste von FET-Leistungsschaltern steigen überproportional mit der Spannungsbean- spruchung. Mindestens eine mit geringer Frequenz arbeitende D-Verstärkerstufe V2 bis V5 einer Verstärkerstufe V6 liefert Leistung für die Basslautsprecher während die wesentlich kleinere Leis- tungen für die Hochtöner von einer anderen D-Verstärkerstufe V2 bis V5 der Verstärkerstufe V6 bereitgestellt wird, die mit wesentlich höherer Schaltfrequenz und kleinerer Versorgungsspannung arbeitet.
Fig. 13 zeigt beispielhaft die digitale Realisierung des Reglers R1. Die Datenwörter eines zuge- führten Solldatenstromes 1, z. B. im i2s-Format, werden über z. B. den Wandler 100 und den Vorfil- ter 102, die auch als Decimation Filter ausgeführt sein können eventuell seriell dem Addierer oder Mischer 13 zugeführt. Der Mischer 13 besitzt einen Rück- oder Gegenkoppelungseingang dem der Fehlerdatenstrom 17 zugeführt wird und verarbeitet die Datenwörter der Eingangsdatenströme 1'; 17 zum Datenstrom 1". Der Datenstrom 1"wird von der Kodiereinrichtung 3 in den digitalen Signal- zug 4 dergestalt umgewandelt, dass der über die Dauer einer Schaltperiode gemittelte Wert des Signalzuges 4 dem Datenstrom 1" folgt.
Der digitale Signalzug 4 wird von einem schaltenden Verstärker 5 (siehe auch Fig. 12) zu der leistungsstarken Ausgangsspannung 6 verstärkt, wobei die Regeleinrichtung 13 die Schaltzeitfehler oder die Änderung der Form des Signalzuges 4 als Folge unterschiedlicher Schaltzeiten der Schalttransistoren 43,44 des Leistungsteiles 5 kompen- siert. Der digitale Signalzug 4, der dem Datenstrom 1"entspricht wird bei jeder steigenden Flanke des Clocksignales 110 vom D-Latch des Wandlers 100 übernommen. Der Wandler 100 wandelt beispielsweise die digitalen, dem Clocksignal 110 synchron Signalzüge des Solldatenstromes 1 im
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i2s-Format in einen parallelen oder seriellen Datenstrom 101 um, der von einem Vorfilter 102 in einen Datenstrom 1' anderer Auflösung und Synchronizität umgeformt wird.
Dieser Datenstrom 1' ist zu dem Taktsignal 140 synchron, beispielsweise 176kHz. Dies ist auch die Synchronizität des Kompensationsdatenstromes 17, der aus dem Vergleich des digitalen Signalzuges 4 mit der leistungsstarken Ausgangsspannung 6 gewonnen wird. Der Kompensati- onsdatenstrom 17 wird vom Summierer 111 erzeugt, der die vom Auf-Abwärtszähler 108 digitali- sierten Werte der Pulsbreiten des Fehlersignals 15 vorzeichenrichtig addiert. Mit dem Zähler 108 lässt sich ein auf die Schaltperiode der Schaltfrequenz zeitlich begrenzter Integrator realisieren.
Die Schaltfrequenz des D-Verstärkers 5 wird vom Taktsignal 120 abgeleitet, das dem Zähler 104 der Kodiereinheit 3 zugeführt wird. Der Zähler 104 erzeugt den schaltfrequenten Takt 140, mit dem der Zähler 108 gesteuert bzw. rückgesetzt wird. Der Ausgangsdatenstrom 107 des Fehler- pulsbreitendigitalisieres 108 ist zum Takt 140 synchron. Das Fehlerpulsbreitensignal 15 wird vom Komparator 14, hier z.B. als XOR-Gatter realisiert, erzeugt, dem der digitale Signalzug 4 und die digitale Ausgangsspannung 11 vom Abschwächer 10 zugeführt wird, an den eingangsseitig die leistungsstarke Ausgangsspannung 6 rückgekoppelt ist. Das Signal 15 am Ausgang des XORs 14 ist nur für die Zeiten high, in denen seine Eingänge, also das Signal 4 und die leistungsstarke Ausgangsspannung 6 unterschiedliche Zustände aufweisen.
Die dem Takt 140 synchronen Daten- ströme 1' und 17 werden im Mischer 13 addiert, der den Datenstrom 1" erzeugt.
Die Wörter des Datenstromes 1"werden im Komparator 103 mit den Werten des Datenstromes 105, der vom Zähler 104 erzeugt wird, auf Gleichheit untersucht. Der Zähler 104 und das RS-Flip Flop 106 werden vom Takt 140 gesteuert (rückgesetzt). Mittels Zähler 104, Komparator 103, RS-Flip-Flop 106 und Takt 120 wird eine PWM-Modulation des Datenstromes 1" vorgenommen.
Fig. 14 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen D-Verstärker mit sinusförmiger Stromaufnahme.
Dabei ist der Gleichrichter 62, der eingangsseitig an das Netz 63 angeschlossen und ausgangssei- tig mit dem Eingang des PFC verbunden ist. Der PFC regelt bei sinusförmiger Stromaufnahme den Mittelwert seiner Ausgangsspannung zwischen den Leitungen 55,56, an denen der D-Verstärker 5 angeschlossen ist, der durch die D-Stufen 43,44 gebildet ist. An den beiden Leitungen 55,56 sind weiters ein Spannungsteiler 64,65 und eine Reihenschaltung von Kondensatoren 41,42 ange- schlossen, wobei der Verbindungspunkt 49 der beiden Kondensatoren 41,42, ebenso wie ein Anschluss des Verbrauchers 9, mit der Masse 40 verbunden ist. Der Ausgang 48 der D-Verstärker- stufen 43,44 ist über eine Leitung 31 mit dem Eingang des D/A-Wandlers 7, der auch als Filter ausgebildet sein kann, und über eine Leitung 6 mit einem Abschwächer 10 verbunden, dessen Ausgang mit der Regelschleife R1 verbunden ist.
Die Regelschleife R1 verarbeitet, wie bereits erläutert den Datenstrom 1' mit dem Datenstrom 11 des Abschwächers 10 und dem Datenstrom 4, des Kodierers 68 der Mischer-Kodierschaltung 3 zum Datenstrom 1"verarbeitet.
An dem Ausgang des D/A-Wandlers 7 ist die Last 9 angeschlossen, die z. B. durch einen Laut- sprecher gebildet sein kann.
Die Spannung an der Last ist über den A/D-Wandler 20 an die Regelschleife R2 rückgekoppelt, wobei der Ausgangsdatenstrom 21 des A/D-Wandlers 20 von der Regelschleife R2 mit dem Ein- gangsdatenstrom 1 zum Datenstrom 1' verarbeitet wird.
Der an den Zwischenkreis 55,56 angeschlossene Spannungsteiler 64,65 mmit dem Mittelan- schluss 66 ist über die Leitung 59 mit dem Eingang des A/D-Wandles 60 verbunden. Der Ausgangs- datenstrom 61 des D/A-Wandlers 60 wird ebenso wie der Datenstrom 1" dem Mischer 67 der Mischer-Kodierschaltung 3 zugeführt. Dies bewirkt eine zur positiv/negativen Änderung der Zwi- schenkreisspannung und damit der Versorgungsspannung des D-Verstärkers, proportionale Ver- kürzung/Verlängerung der Pulsweite.
Der Ausgangsdatenstrom 1"der Regelschleife R1 wird gemeinsam mit dem Datenstrom 61 des D/A-Wandlers 60 der Mischer-Kodiererschaltung 3 zugeführt und von dieser zum Datenstrom 4 kodiert, der einer Treiberschaltung 45 zugeführt wird, die die D-Verstärkerstufen 43,44 des D-Verstärkers 5 ansteuert.
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