ES2212082T3 - Amplificador de potencia con modulacion por impulsos con metodo mejorado de control en cascada. - Google Patents
Amplificador de potencia con modulacion por impulsos con metodo mejorado de control en cascada.Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 title description 38
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 15
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 8
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 239000010752 BS 2869 Class D Substances 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 238000001308 synthesis method Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
UN AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE CONMUTACION DIGITAL, CON CONTROL EN CASCADO MEJORADO MULTIVARIABLE (CCMM) INCLUYE UN MODULADOR, UNA ETAPA DE POTENCIA DE CONMUTACION Y UN FILTRO PASO BAJO. EN LA PRIMERA REALIZACION PREFERIDA, SE AÑADE UNA ESTRUCTURA DE CONTROL EN CASCADA MEJORADO A LA ETAPA DE POTENCIA DE CONMUTACION, CARACTERIZADO PORQUE TIENE UNA UNICA VIA DE REALIMENTACION LOCAL A (7) CON UNA CARACTERISTICA DE PASO BAJO Y BLOQUES LOCALES HACIA DELANTE B 1 O B (3, 4). EL DISPOSITIVO DE LA INVENCION PERMITE OBTENER UN SISTEMA MUY MEJORADO CON UNA SENSIBILIDAD MUY BAJA A LOS ERRORES EN LA ETAPA DE POTENCIA DE CONMUTACION. EN LA SEGUNDA REALIZACION PREFERIDA DE LA INVENCION, LA ESTRUCTURA DE CONTROL SE EXTIENDE CON UNA ESTRUCTURA GLOBAL COMPUESTA POR UNA SOLA VIA DE REALIMENTACION C (8) Y BLOQUES DE VIAS HACIA DELANTE D1 O D (1, 2). ESTO PROPORCIONA NUEVAS MEJORAS Y UNA SENSIBILIDAD MUY BAJA A LAS VARIACIONES DE CARGA Y A LOS ERRORES DE FILTRACION. AMBAS REALIZACIONES DE CCMM SE CARACTERIZAN POR SER DE SIMPLE EJECUCION, ESTABLE Y AMPLIABLES, POR ADICION/RETIRADA DE SIMPLES BLOQUES DE VIAS HACIA DELANTE LOCALES (3) O GLOBALES (1). UNA TERCERA REALIZACION DE LA INVENCION ES UN MODULADOR DE IMPULSOS AUTO - OSCILANTE Y CONTROLADO, CARACTERIZADO EN PRIMER LUGAR POR UN COMPARADOR SIN HISTERESIS COMO MODULADOR Y, EN SEGUNDO LUGAR, POR UN BUCLE OSCILANTE DE ORDEN SUPERIOR REALIZADO TANTO EN LA VIA ADELANTE B1 COMO EN LA VIA DE REALIMENTACION A PARA DETERMINAR LAS CONDICIONES DE AUTO OSCILACION ESTABLE. UN EJEMPLO EJECUTADO A 250 W DE AMPLIFICADOR DE POTENCIA DIGITAL DEL TIPO CCMM HA DEMOSTRADO UN RENDIMIENTO SUPERIOR EN TERMINOS DE SALIDA AUDIO (0,005% DE DISTORSION, 115 DB DE GAMA DINAMICA) Y EFICIENCIA (92%).
Description
Amplificador de potencia con modulación por
impulsos con método mejorado de control en cascada.
Esta invención se refiere a un amplificador de
potencia para la gama de frecuencias de audio, que comprende un
modulador de impulsos, una etapa amplificadora de potencia para
amplificar la señal modulada, la salida de la cual es filtrada con
pasabajos en un filtro de desmodulación para obtener una salida
analógica para la alimentación a un consumidor.
Casi todos los amplificadores de potencia
disponibles comercialmente para frecuencias en la gama o intervalo
anterior son del tipo analógico lineal: clases A, AB, y B. Puesto
que los transistores de salida de tales amplificadores operan en la
región lineal, tienen una eficiencia baja y disipan una cantidad
considerable de calor. El método de amplificador de potencia de la
clase D que conmuta la modulación del impulso básico
("digital"), en teoría proporciona una eficiencia mucho más
grande, lo cual reduce el volumen del amplificador y el desarrollo
del calor. A pesar de esta ventaja en la eficiencia, la técnica
anterior en el sector no ha proporcionado soluciones con una calidad
de audio aceptable, que podrían hacerlos sustitutos generalmente
útiles y directos de los amplificadores analógicos. En consecuencia,
el uso de la amplificación de potencia digital ha sido limitado a
aplicaciones en donde las demandas de calidad de salida son bajas.
Las razones para esto serán presentadas en lo que sigue a
continuación, cuando se describan los principios generales de la
técnica anterior.
Existe un requerimiento fundamental de sistemas
de control eficiente para eliminar los errores generados en los
diversos bloques del amplificador de potencia de conmutación
digital. En el amplificador de potencia digital básico la señal de
entrada es modulada en una señal modulada por impulsos. Una etapa de
potencia de conmutación efectúa la amplificación de la señal, y un
filtro pasabajos regenera la señal modulada y ahora amplificada. El
método básico constituye la base para una gama de disposiciones de
la técnica anterior. Sin embargo, existen numerosas características
no ideales con este método:
- Cualquier error del modulador es alimentado
directamente a la carga.
- Cualquier error de la etapa de potencia es
alimentado directamente a la carga.
- No existe rechazo de las perturbaciones de
suministro de potencia. Puesto que la salida de la etapa de potencia
es ampliamente proporcional con respecto al voltaje de suministro,
cualquier fluctuación del suministro se intermodulará con la señal
de audio.
- Los errores del filtro posterior introducirán
una distorsión adicional, puesto que los materiales del núcleo
magnético no son ideales.
- La impedancia de salida total es elevada,
especialmente a frecuencias elevadas, debido al filtro.
- La sensibilidad a las variaciones de la carga
es elevada debido al filtro posterior pasivo. En consecuencia, los
cambios de la impedancia de la carga distorsionarán la respuesta en
frecuencia del amplificador.
- La sensibilidad al desplazamiento de la
temperatura, las tolerancias de los componentes, y los efectos de
envejecimiento es grande. El amplificador de conmutación digital no
controlado por lo tanto no es resistente ni fiable.
La compensación de estas áreas de problemas
principales es absolutamente vital, si se va a obtener una fidelidad
muy elevada. Los métodos de la técnica anterior están basados en dos
diferentes métodos de control, caracterizados porque tienen un bucle
de realimentación único.
Un principio básico es realimentar la salida del
amplificador. Sin embargo, los polos del filtro pasabajos provocan
un desplazamiento grande de la fase, el cual impone fuertes
restricciones sobre el diseño del bucle. En consecuencia, las
anchuras de banda del bucle, razonables, requieren frecuencias de
conmutación elevadas. Esto provoca varios problemas, tales como una
eficiencia inferior, y un funcionamiento pobre debido a los dos
primeros errores mencionados anteriormente.
Otro principio básico de la realimentación en la
técnica anterior, es la realimentación de bucle único antes de la
red de filtros, con lo cual se evita el retardo de la fase del
filtro posterior. Sin embargo, el contenido de alta frecuencia en la
salida de la etapa de potencia hace a la fuente de realimentación
potencialmente ruidosa. Además, varios de los errores anteriores no
son compensados (o son compensados solo parcialmente).
El problema fundamental de ambos métodos son los
deseos conflictivos de un producto de anchura de banda de ganancia
elevada, de frecuencia portadora baja y buenas características de
estabilidad en todas las situaciones. Un problema adicional con las
disposiciones de la técnica anterior es la complejidad aparente del
sistema, provocado parcialmente por un control ineficiente.
Las siguientes publicaciones son relevantes como
material de antecedentes e ilustran los métodos y los asuntos
problemáticos de tres disposiciones de la técnica anterior.
[1] Suzuki, T. : Pulse Width Modulated
Signal Amplifier. US Patent no. 4021745 (1977)
[2] Yokoyama, K. :
Pulse-Width Modulation Circuit. US Patent no.
4531096 (1986)
[3] Attwood, B.E. : Design Parameters
Important for the Optimization of Very High-Fidelity
PWM (Class D) Audio Amplifiers, Journal of the AES, Nov.
1983. p. 842-853.
[4] Taylor, W.E. : Digital Audio
Amplifier. US Patent No. 4724396 (1988).
[5] Hancook, J. : A class D Amplifier
Using MosFET's with Reduced MinorityCarrier Lifetime, 89^{th}
Convention of the AES. Los Angeles. CA. September
21-25. 1991.
[6] Solomon, E.E. : Digital Power
Amplifier. US Patent NO. 5126684 (1992).
[7] McCorkle, D.P. Class D amplifier.
European Patent. Publ. No. 557032A2 (1993).
[8] Nakajima, Y.
Pulse-Width Modulation amplifier. European Patent.
Publ. No. 503571A1 (1993).
[9] Leigh, S.P. et al. Distortion analysis
and reduction in a completely digital PWM class D power amplifier,
International Journal of Modeling & Simulation, Vol. 14, No. 2,
1994.
Los siguientes documentos de la técnica anterior
se considera que están relacionados de manera más estrecha con la
invención.
La solicitud de patente internacional WO 97/49175
describe un circuito de procesamiento de señal con un bucle de
realimentación para fines de conformación de ruido. De acuerdo con
la figura 3A la realimentación puede comprender dos bucles de
realimentación desde la salida del conmutador de potencia. Esta
solicitud de patente fue presentada antes de la fecha de prioridad
de la presente solicitud pero publicada después, y por lo tanto
solamente pertenece al estado de la técnica de acuerdo con el
Artículo 54(3) del Convenio de la Patente Europea.
La nota de la solicitud de Intersil AN9525.2,
fechada en Marzo de 1996, de George E. Danz, titulada
"Class-D Audio II Evaluation Board" muestra una
realimentación de la salida de etapa de conmutación de un
amplificador de clase D.
El documento US 5.410.592 describe un
amplificador de audio que tiene tanto realimentación anterior al
filtro como posterior al filtro. Ambos bucles están conectados a la
misma etapa preamplificadora.
El artículo "High Fidelity Pulse Width
Modulation Amplifiers based on Novel Double Loop Feedback
Techniques", de Niels Anderskouv, Karsten Nielsen and Michael A.
E. Andersen, publicado en "Journal of the Audio Engineering
Society", el 11 de Mayo de 1996, describe un amplificador
PWM con una red de realimentación que tiene un bucle de corriente
interno desde el estado de conmutación, y un bucle de voltaje
externo desde el filtro de desmodulación.
De acuerdo con los problemas mencionados
anteriormente que existen en las disposiciones de la técnica
anterior, el objeto principal de la presente invención es
proporcionar un amplificador de modulación por impulsos el cual
pueda suministrar salidas de potencia muy elevadas, y todavía
proporcione una distorsión ultra baja (menor que 0.01%) y ruido
(menor que 100 \muV RMS), y todavía una eficiencia muy elevada
(90-95%) y pérdidas en vacío bajas.
Otro objetivo de la invención es mantener una
complejidad baja evitando el uso de circuitos avanzados pero
complejos y por consiguiente potencialmente no fiables, y también
para eliminar el requerimiento para la sintonización en la
producción.
Otro objetivo importante de la invención es
eliminar la necesidad de un suministro estabilizado, significando
esto que un rectificador de puente no regulado, simple, con un
condensador de estabilización es suficiente. De esta manera se
asegura una complejidad mínima y una eficiencia máxima desde la
entrada de la red hasta las terminales de salida del
amplificador.
El objetivo final de la invención es obtener una
sensibilidad mínima con respecto a las variaciones de la carga, y
además proporcionar resistencia y fiabilidad.
De acuerdo con la presente invención, los
anteriores objetivos se alcanzan con un amplificador de potencia con
modulación de impulsos para la gama de frecuencias de audio, que
comprende un modulador de impulsos y una etapa de potencia de
conmutación para amplificar la señal modulada, cuya salida es
filtrada con pasabajos en un filtro de desmodulación para obtener
una salida analógica para alimentar a un consumidor. El amplificador
además tiene un primer bucle de realimentación local (para la
realimentación de la salida de la etapa de conmutación) que tiene
características de pasabajos, y un segundo bucle de realimentación,
en el que cada bucle está conectado a un diferente preamplificador
de una manera a modo de cascada. Esto ofrece una serie de ventajas
que son nuevas para la técnica, en términos de funcionamiento y
control de estabilidad.
De acuerdo con una primera realización, el
amplificador comprende una primera realimentación negativa desde la
salida de la etapa de potencia de conmutación hasta al menos un
camino de realimentación que incluye un filtro pasabajos, estando
conectado el camino de realimentación a al menos dos etapas (3, 4)
pre-amplificadoras que preceden al modulador, para
formar al menos dos bucles de realimentación local. En este caso, el
segundo bucle de realimentación es también un bucle local. La
realimentación local preferiblemente tiene una estructura en cascada
con un único camino de realimentación, que comprende un filtro con
una característica de fase de tal modo que se compensa un polo en el
filtro de desmodulación.
De acuerdo con una segunda realización, el
amplificador comprende una primera realimentación de voltaje
negativa desde la salida de la etapa de potencia de conmutación
hasta al menos un camino de realimentación que incluye un filtro
pasabajos, estando conectado el camino de realimentación a un
primer grupo de una o varias etapas preamplificadoras que
preceden al modulador, para formar uno o varios bucles de
realimentacion local, y una segunda realimentación desde la salida
del filtro de desmodulación hasta un segundo grupo de una o varias
etapas preamplificadoras que preceden al primer grupo, para formar
uno o varios bucles de realimentación global. En este caso, la
segunda realimentación es por tanto un bucle global.
Una realización adicional de la invención tiene
la particularidad de que el modulador de impulsos es un modulador
auto-oscilante controlado que comprende un
comparador no basado en la histéresis para la modulación de
impulsos, y un bucle oscilante de orden más elevado realizado por
medio de dos polos, preferentemente un polo en el primer camino
directo (local) y camino de realimentación. Esto proporciona una
configuración extremadamente simple y estable, evitando la necesidad
de un generador de frecuencias portadoras independiente.
Una realización adicional de la invención tiene
la particularidad de que el modulador de impulsos es un modulador
basado en un portador. Esto significa que las técnicas de diseño
bien conocidas para los moduladores basados en un portador pueden
ser utilizadas en la configuración de acuerdo con la invención.
Una realización ventajosa adicional de la
invención cuando se utiliza la modulación basada en un portador,
tiene la particularidad de que un filtro de muesca es provisto en el
bloque del camino de realimentación único entre el amplificador y
los bucles. Por ello es posible simplificar la filtración de las
influencias de la frecuencia portadora sobre el funcionamiento del
sistema en los sistemas basados en un portador. Un resultado similar
es obtenido en una realización ventajosa adicional de la invención
la cual tiene la particularidad de que se proporciona una estructura
que crea un polo de frecuencia elevada en el bloque del camino de
realimentación.
La invención será descrita adicionalmente con
referencia a los dibujos, en los cuales,
la Figura 1 muestra el principio en los
amplificadores de potencia de conmutación de modulación
("digital") de impulsos, convencional, de la técnica
anterior
la Figura 2 muestra un método de la técnica
previa con realimentación de un solo bucle basado en la salida del
amplificador total como la fuente de realimentación
la Figura 3 muestra una realimentación de un solo
bucle con la salida de la etapa de potencia como la fuente de
realimentación
la Figura 4 muestra un diagrama de bloques
general de una primera realización de la presente invención, un
amplificador de conmutación digital mejorado por un Controlador en
Cascada Mejorado Multivariable (MECC) basado en la realimentación
única de la salida de la etapa de accionamiento de la
conmutación.
La Figura 5 muestra un diagrama de bloques
general de una segunda realización de la presente invención,
las Figuras 6a y 6b sirven de ejemplo para
métodos de síntesis de bucle recursivo, generales, para la primera
(Figura 6a) y segunda (Figura 6b) realizaciones de la invención.
La Figura 7 muestra un detalle de una realización
preferida del MECC de realimentación única.
La Figura 8 muestra un detalle de un ejemplo
preferido de la segunda realización de la invención, el Controlador
en Cascada Mejorado Multivariable (MECC) de realimentación
doble.
Las Figuras 9a y 9b muestran las características
del bucle para los dos ejemplos preferidos de las primeras dos
realizaciones de la presente invención, mostradas en la Figura 7 y
la Figura 8.
La Figura 10 ilustra la tercera realización de la
presente invención, el modulador de impulsos
auto-oscilantes controlados, caracterizado por un
comparador que no es a base de histéresis y polos adicionales en el
primer bucle local para asegurar condiciones
auto-oscilantes
la Figura 11 muestra las señales esenciales de la
tercera realización de la invención, el modulador de impulsos
oscilantes controlados.
La Figura 12 ilustra el principio de una cuarta
realización de la invención, un modulador de anchura de impulso de
tres niveles alternativo para la implementación con una etapa de
potencia con un puente de 4 transistores. Las señales son desde
arriba hasta abajo: Modulación de las señales, voltaje normalizado
sobre cada fase en una etapa de ser potencia con puentes (A, B), y
finalmente las señales de salida tanto del modo común como
diferencial, normalizadas (A-B y A+B). La señal de
la diferencia es alimentada a la carga.
La Figura 13 ilustra las características
espectrales del modulador de tres niveles alternativo. El espectro
de amplitud de salida es mostrado a los niveles de salida relativa
de 0 dB y -60dB.
Las Figuras 14 (a)-(c) ilustran varias
especificaciones de funcionamiento para una realización a modo de
ejemplo implementada de la invención con una capacidad de manejo de
potencia máxima de 250W. La Figura 13 (a) muestra la eficiencia de
la potencia. A una frecuencia de conmutación de 250 kHz, la
eficiencia se aproxima a 92%, y con la frecuencia de conmutación de
50 kHz, la eficiencia se aproxima al 96%.
La Figura 14 (b) muestra la distorsión armónica
total medida + Ruido (THD+N), muy baja, contra la potencia de salida
a 100Hz, 1 KHz y 10 KHz (curva superior).
La Figura 14 (c) muestra el ruido del
amplificador medido. El mínimo del ruido a -150dB corresponde a un
nivel del ruido RMS de solamente 70\muV.
El amplificador de potencia "digital" básico
es mostrado en la Figura 1. La señal de entrada es modulada (11) en
una señal modulada de impulsos. Una etapa de potencia de conmutación
(12) efectúa la amplificación de la señal modulada, y un filtro
pasabajos (13) regenera la forma de onda del audio.
Una primera categoría del principio de control de
la técnica anterior es mostrada en la Figura 2. Esta exhibe los
problemas básicos: que un producto de anchura de banda de ganancia
razonable requiere frecuencias de conmutación muy elevadas debido al
retardo de la fase del filtro posterior y la falta de sistemas de
corrección locales. El producto de anchura de banda de ganancia
razonable en todas las frecuencias dentro de la anchura de banda del
amplificador es imposible de obtener.
La Figura 3 muestra una segunda categoría de los
principios de control de la técnica anterior, la cual exhibe los
siguientes problemas básicos: fuente de realimentación ruidosa,
ninguna corrección del error del filtro posterior, sensibilidad a la
carga y producto de anchura de banda de ganancia del bucle limitada,
provocado por un control del bucle único.
La figura 4 ilustra la primera realización de la
invención. Los elementos del circuito amplificador de potencia de
conmutación de la modulación ("digital") de los impulsos
básicos están encerrados por una estructura en cascada (o anidada)
mejorada de los bucles de realimentación. A esta primera
realización se la llama amplificador de potencia digital Controlado
en Cascada, Mejorado, Multivariable (MECC) (realimentación única).
La estructura de control está caracterizada primero porque tiene una
sola fuente de realimentación, y en segundo lugar por un camino A de
realimentación única (7) que tiene una característica de pasabajos.
La estructura de control es simple en su implementación puesto que
consiste en un camino A de realimentación única y un conjunto de
bloques de camino directo B_{i}. Utilizando los procedimientos de
diseño del circuito preferidos, cada circuito tiene una
característica de 1^{er} orden muy estable y los bloques del
camino directo son preferentemente simples. El MECC ofrece una gama
de ventajas que son nuevas con respecto a la técnica:
- Un sistema de control de orden más elevado
combinado con un nivel elevado de estabilidad y resistencia, puesto
que cada bucle considerado individualmente es muy estable.
- El método de control en cascada mejorado
proporciona hasta ahora una libertad desconocida en las
posibilidades de optimización y diseño del bucle. Por consiguiente,
la anchura de banda de ganancia de bucle equivalente a cualquier
frecuencia puede, como tal, ser incrementada infinitamente con
relación a los sistemas de un solo bucle sin comprometer la
estabilidad.
- La característica de pasabajos del camino de
realimentación proporciona una característica principal de polo cero
del bucle cerrado que puede ser diseñada para cancelar uno de los
polos del filtro. El resultado es un sistema muy mejorado para la
realimentación global.
- Cada bucle reduce individualmente la
sensibilidad a los errores de la etapa de potencia y mejora el
funcionamiento del sistema (distorsión, ruido, ...) en un factor que
corresponde a la ganancia del bucle. El MECC proporciona una
realimentación equivalente que corresponde al producto de las
contribuciones de cada bucle.
- La mejora sucesiva por bucles múltiples es más
eficiente que en una realización del bucle.
- Las frecuencias de la ganancia del bucle
unitario en cada bucle pueden ser reducidas, comparándolo con el
sistema de un solo bucle, mientras que todavía se proporciona un
funcionamiento mejorado. Por consiguiente, la frecuencia de
conmutación puede ser reducida.
- El MECC tiene requerimientos bajos para la gama
o intervalo dinámico de los bloques compensadores individuales A y
B_{1}. Utilizando procedimientos de diseño preferidos, los niveles
de la señal en todo el sistema de control tendrán un nivel similar a
la señal de entrada.
La segunda realización de la invención implica la
extensión de la primera realización a una estructura de Control en
Cascada Mejorado Multivariable (MECC) de realimentación doble, en la
que las dos cascadas están conectadas estrechamente. Un diagrama de
bloques general está ilustrado en la Figura 5. El sistema está
basado en la característica principal de polo cero provocada por el
camino de realimentación de pasabajos único de la cascada mejorada
local. El MECC de realimentación doble proporciona mejoras
adicionales al sistema. La anchura de la banda del sistema es
incrementada más allá del límite de anchura de banda del filtro de
desmodulación. Esto minimiza la distorsión de la fase y la amplitud
dentro de la banda de audio. Además, la respuesta transitoria es
mejorada. Los errores del filtro posterior son corregidos, lo que
significa que los requerimientos para la linearidad del inductor del
filtro es baja. Además, la impedancia de salida es reducida
considerablemente, y también lo es la sensibilidad con respecto a
las variaciones de la carga.
Una tercera realización de la invención es un
modulador de anchura de impulsos auto-oscilante,
caracterizado por un primer comparador que no es a base de
histéresis como un modulador y en segundo lugar por un bucle
oscilante de orden más elevado realizado tanto con el camino B1
directo como con el camino A de realimentación para determinar las
condiciones auto-oscilantes.
Una cuarta realización de la invención es un
modulador de anchura de impulsos de tres niveles a base de un
portador, alternativo, con características atractivas en combinación
con el MECC.
Las realizaciones adicionales de la invención
incluyen:
- Medios para obtener una eliminación mejorada
del ruido de la realimentación del ruido utilizando un filtro de
muesca y polos de frecuencia elevada en el camino de realimentación
local o alternativamente, el camino directo. Esto mejora la
distorsión cuando se utiliza la modulación en anchura de los
impulsos con base en un portador.
- Medios para compensar la regulación del
suministro de potencia a escala grande, para obtener mejoras en la
eficiencia y la estabilidad, mejoradas, en todos los niveles de
salida. Esto es relevante con la modulación basada en un portador,
en donde la ganancia del modulador y la etapa de potencia dependen
del nivel del riel de suministro de energía, lo que significa que la
perturbación del suministro de potencia puede tener una influencia
en la estabilidad a menos de que se tomen tales precauciones.
El método de control en cascada mejorado nuevo
con respecto a la técnica, está basado en el hecho de que el
modulador y el amplificador pueden ser representados por una
ganancia constante K_{p} sobre una anchura de banda amplia.
Un enfoque recursivo general para diseñar la cascada local es
ilustrado en la Figura 6a. El camino de realimentación tiene una
característica de pasabajos:
(1)A(s)=\frac{1}{K}\
\frac{1}{\tau_{1}
s+1}
La característica de pasabajos del camino de
realimentación es beneficiosa en varios aspectos. Esto provoca una
característica principal de fase de polo cero de bucle cerrado la
cual puede ser muy útil para realizar u obtener una cancelación de
uno de los polos del filtro de desmodulación. Además, el polo
provoca una importante filtración del ruido de conmutación de alta
frecuencia desde la salida de la etapa de potencia, la cual es
esencial cuando los métodos de modulación a base de un portador son
utilizados (la cuarta realización de la invención). En esta
realización a modo de ejemplo simple el bloque delantero inicial es
una ganancia simple, con una ganancia que conduce a un bucle abierto
constante y una ganancia de bucle cerrado de K en la banca de
frecuencia de interés:
(2)B_{1}(s)=\frac{K}{K_{p}}\
\frac{\tau_{1}}{\tau_{2}}
Mientras que el bloque i-ésimo tiene una
característica de polo cero para compensar la característica de polo
cero del circuito precedente:
(3)B_{i}(s)=\frac{\tau_{1}}{\tau_{2}}\
\frac{\tau_{2} s+1}{\tau_{1}
s+1}
Mediante esta realización, la ganancia del bucle
abierto de la configuración de un solo circuito puede escribirse por
la siguiente expresión de orden 1:
(4)HL_{l,ol}(s)=K_{p}
A(s)B(s) = K_{p}\frac{1}{K} \ \frac{1}{\tau_{1}
s+1} \ \frac{K}{K_{p}} \ \frac{\tau_{1}}{\tau_{2}} =
\frac{1}{\tau_{1} s+1} \
\frac{\tau_{1}}{\tau_{2}}
Es fácil demostrar que para todos los bucles:
(5)HL_{i,ol}(s)\cong
HL_{1,ol}(s)=\frac{\tau_{1}}{\tau_{2}}\ \frac{1}{\tau_{1}
s+1}
La función de transferencia del bucle cerrado
puede ser aproximada a:
(6)HL_{i,cl}(s)\cong K
\frac{\tau_{1} s+1}{\tau_{2}
s+1}
Por este procedimiento de síntesis de un solo
bucle específico, cada bucle exhibirá un comportamiento de 1^{er}
orden idéntico y estable, como se ilustra en la Figura 6a.
Numerosos enfoques alternativos para la síntesis
del bucle pueden ser contemplados. El procedimiento de diseño
recursivo especificado anteriormente proporciona una ganancia del
bucle independiente de la frecuencia en todas las frecuencias dentro
de la anchura de banda objetivo, sin tener en cuenta el número de
bucles en cascada y la frecuencia de la ganancia de la unidad del
bucle. En lugar de una ganancia de bucle constante, cada bucle puede
formar, por ejemplo, un integrador. Alternativamente, cada bucle
puede ser diseñado utilizando la compensación de dos polos. Ambos
métodos conducen a una ganancia del bucle considerablemente más
elevada pero dependiente de la frecuencia dentro de la banda de la
frecuencia de interés.
Las variantes alternativas del amplificador de
potencia de MECC de realimentación única incluyen el uso de los
caminos A de realimentación diferentes, alternativas, las cuales son
optimizadas con respecto a la atenuación del ruido, lo cual es
esencial en sistemas en donde se utiliza la modulación basada en un
portador. Si los componentes de HF relacionados con la frecuencia de
conmutación fueran a alcanzar al modulador, podría ser imposible
obtener una anchura de impulso de acuerdo con la amplitud
instantánea de la señal de audio. Mediante la introducción de un
filtro de muesca, el primer componente crítico y los componentes de
intermodulación pueden ser eliminados. La colocación específica del
filtro de muesca en el camino de realimentación elimina
efectivamente la conmutación fundamental en todos los bucles.
Mediante la adición extra de un polo de frecuencia elevada en el
bloque A, se realiza u obtiene una característica de atenuación de
2º orden de las características armónicas de orden más elevado de la
frecuencia de conmutación en el camino de realimentación, y la
atenuación del ruido es mejorada adicionalmente por medio de esto.
Una ventaja adicional de la colocación de los circuitos de
atenuación del ruido en el camino de realimentación es, que
solamente tendrá un efecto local para cada bucle, si la frecuencia
de ganancia del bucle unitario y la frecuencia de la conmutación son
elegidas apropiadamente. Los circuitos de eliminación del ruido
operan bien por encima de la ganancia del bucle unitario, y por lo
tanto no tienen influencia en el comportamiento del bucle cerrado de
cualquiera de los bucles.
La segunda realización de la invención implica la
extensión de la primera realización a una estructura de Control en
Cascada Mejorado Multivariable (MECC) de realimentación doble, en la
que las dos cascadas están conectadas estrechamente. Un diagrama de
bloques general es ilustrado en la Figura 5. El sistema está basado
en la característica principal de polo cero provocada por el camino
de realimentación de pasabajos único de la cascada mejorada local.
Debido al uso de dos fuentes de realimentación, a esta realización
se la llama Control en Cascada Mejorado Multivariable de
realimentación Doble. La segunda cascada tiene las mismas
características especiales que la primera cascada con solamente un
camino C de realimentación única y un conjunto de bloques D_{i} de
camino directo. Un enfoque preferido del diseño de MECC de
realimentación doble está basado en la cascada mejorada local en la
Figura 6a e ilustrada en la Figura 6b. El filtro de reconstrucción
principal F(s) se supone que va a ser de segundo
orden. El camino de realimentación tiene una característica de
ganancia constante:
(7)C(s)=\frac{1}{K}
El bloque inicial que está delante del bloque
D_{i} es un bloque de ganancia simple con una ganancia en la banda
de frecuencia de interés:
(8)D(s)=\frac{\tau_{1}}{\tau_{3}}
Mientras que el bloque delantero i-ésimo tiene
una característica cero del polo:
(9)D_{i}(s)=\frac{\tau_{1}}{\tau_{3}}
\ \frac{\tau_{3} s+1}{\tau_{1}
s+1}
Por medio de este procedimiento de diseño
recursivo simple, cada bucle mostrará un comportamiento idéntico el
cual es ilustrado por las características tanto del bucle abierto
HG_{i,OL} (s) como del bucle cerrado HG_{i,CL}(s) en la
Figura 76b:
(10)HG_{i,ol}(s)\cong
HG_{l,ol}(s)= \frac{\tau_{1}}{\tau_{3}} \
\frac{1}{(\tau_{1}s+1)(\tau_{2}
s+1)}
La función de transferencia de bucle cerrado
puede ser aproximada a:
(11)HG_{i,cl}(s)\cong
\frac{K}{(\tau_{3}s+1)(\tau_{2}
s+1)}
Se debe enfatizar que el enfoque del diseño dado
es principalmente ilustrativo, y que existen numerosas extensiones
posibles las cuales serán evidentes para la persona experta en la
materia, por ejemplo una característica de primer orden en cada
bucle para mejorar la corrección de los errores a frecuencias
inferiores.
Para maximizar la resistencia del amplificador de
potencia Digital MECC de realimentación doble, el número de bucles
globales debería ser minimizado y preferentemente solo un bucle
global debería ser utilizado. La sintonización hacia las
características de distorsión y de ruido deseadas, debe ser llevada
a cabo ajustando el número de bucles locales, puesto que los errores
dominantes son introducidos en el bloque de la etapa de potencia de
la conmutación, y por lo tanto deben ser corregidas localmente.
Una ventaja fundamental del potente método de
Control en Cascada Mejorado Multivariable en ambas realizaciones es
que el diseño del modulador, la etapa de potencia, el filtro
posterior y el suministro de potencia, pueden ser relajados
considerablemente sin comprometer el funcionamiento de audio. Estos
elementos fundamentales pueden ser implementados con componentes
estándares simples y por lo tanto tienen un costo y complejidad
bajos.
El método de control que comprende la primera
realización de esta invención funciona independientemente del
modulador del impulso y la realización de la etapa de potencia. El
único requerimiento para estos dos bloques es que los mismos
realicen una amplificación de la entrada de referencia del modulador
analógico sobre un intervalo de frecuencia que es más ancho que la
anchura de banda deseada. Por consiguiente, la modulación puede ser
modulación de anchura de impulsos de dos niveles o de niveles
múltiples, de un solo lado o de dos lados, o incluso esquemas de
modulación alternativa tales como la modulación
Sigma-Delta.
Una realización preferida adicional con respecto
a la implementación del modulador para el amplificador de potencia
digital de MECC es un Modulador de Impulsos
Auto-oscilantes Controlados, nuevo para la técnica.
Un ejemplo de una realización que efectúa este método es mostrado en
la Figura 10. El método preferido está caracterizado por tener un
comparador que no está basado en la histéresis como un modulador y
por modificar el primer bucle local para que tenga una
característica de orden más elevado, por un polo adicional tanto en
el bloque B_{1} del camino directo como en el camino A de
realimentación. Esto asegura las condiciones
auto-oscilantes controladas y estables. El efecto de
la modulación de impulsos deseado es obtenido entonces superponiendo
la señal oscilante con la entrada de la señal (V_{i}). La Figura
11 muestra un ejemplo de las características de la señal en el punto
de referencia para el modulador en donde la señal oscilante es
superpuesta con la señal de entrada. Además, el efecto de modulación
de los impulsos es mostrado.
Las ventajas del Modulador de Impulsos
auto-Oscilantes Controlados descrito anteriormente
sobre los métodos a base de un portador de frecuencia constante, son
varios. En primer lugar, el modulador es extremadamente simple de
implementar puesto que no es necesario ningún generador del
portador. En segundo lugar, la anchura de la banda de la frecuencia
de ganancia unitaria del primer bucle local es la frecuencia
oscilante que lleva al control de la anchura de banda amplia aún con
frecuencias de conmutación modestas. En tercer lugar, el riel de
suministro de potencia ya no determina la ganancia equivalente de la
etapa de potencia/modulador lo que significa que la perturbación del
suministro de la potencia a gran escala es cancelada
automáticamente, y ya no influye en la estabilidad en otros bucles
en la estructura en cascada mejorada. La frecuencia de la ganancia
unitaria del bucle local es determinada inherentemente por la
frecuencia de la realimentación positiva, es decir la anchura de
banda del circuito de control es considerablemente, más ancha que en
los sistemas a base de un portador tradicional, en donde un cálculo
aproximado es un factor de tres entre la frecuencia de la ganancia
unitaria y la frecuencia del portador.
Otras realizaciones de la invención incluyen el
uso de la modulación de la anchura del impulso, preferentemente con
tres niveles de amplitud discreta. Para ayudar a la comprensión de
esta modalidad alternativa con respecto a la implementación del
modulador, la Figura 12 ilustra las formas de onda del dominio del
tiempo esenciales y la Figura 13 las características de la amplitud
espectral del dominio de la frecuencia. De la Figura 12 es obvio que
utilizando el PWM de tres niveles, la frecuencia de muestreo
efectiva es duplicada puesto que existen dos muestras por ciclo de
conmutación. Esto es obtenido sin incrementar las pérdidas de la
potencia, puesto que cada transistor funciona a una velocidad igual
a la frecuencia de la conmutación. En consecuencia, el PWM de tres
niveles permite que las anchuras de banda del circuito sean
incrementadas o alternativamente que la frecuencia de conmutación
sea reducida.
Una realización adicional de la invención se
refiere al caso en el que el MECC es combinado con la modulación a
base de un portador de frecuencia constante, y está caracterizada
por el cambio de diseño descrito aquí posteriormente. Se obtienen
medios mejorados para compensar cualesquiera variaciones grandes de
la escala del voltaje de suministro de potencia por los ajustes de
la ganancia automáticos, inteligentes, en el primer bucle local. La
ganancia equivalente del modulador y la etapa de potencia,
K_{p}, es ampliamente proporcional al voltaje de suministro
de potencia. En consecuencia, la ganancia de B_{1} debe ser
regulada de manera inversamente proporcional a la variación del
voltaje de suministro:
(12)B_{1}(K_{p})=\frac{K}{K_{p}}
\
\frac{\tau_{1}}{\tau_{2}}
Este cambio de diseño tendrá un efecto de
estabilización adicional sobre el amplificador de potencia digital
basado en el MECC puesto que las características del primer bucle
serán independientes de las perturbaciones de suministro de la
potencia. Las perturbaciones grandes del voltaje de suministro de
potencia no tendrán influencia en la estabilidad. El ajuste
adaptable del suministro de potencia permite un control inteligente
del voltaje del riel de la potencia, por ejemplo controlado por el
control del volumen sin comprometer la estabilidad. Esto puede ser
utilizado para asegurar la eficiencia óptima en todos los niveles de
salida.
Las realizaciones adicionales incluyen circuitos
de filtración secundarios adicionales sobre la salida del
amplificador para la eliminación adicional de los componentes de
conmutación, y la adición de un filtro de entrada para conformar la
respuesta del amplificador total en la frecuencia y en el
tiempo.
Las Figuras 7a y 7b muestran ejemplos de bucle
doble específicos de las realizaciones de MECC tanto de una sola
realimentación como de realimentación doble. El procedimiento de
diseño de cada bucle se da en las Figuras 9a y 9b respectivamente.
Comparado con el procedimiento de diseño general, el funcionamiento
de LF ha sido optimizado de tal modo que la ganancia del bucle
equivalente en ambos bucles es incrementada significativamente a
frecuencias inferiores comparándolo con el enfoque general. La Tabla
1 da los valores del parámetro del ejemplo relacionados con la
anchura de la banda del amplificador.
| Parámetro | Frecuencia (rel. con anchura de la banda) |
| 1/\tau_{1} | 2 |
| 1/\tau_{2} | 10 |
| 1/\tau_{LF} | 1/5 |
La cascada mejorada proporciona una mejora
significativa sobre los enfoques de un solo bucle conocidos en la
técnica, solamente con un incremento marginal en la complejidad del
sistema en términos del bloque delantero B_{2} añadido. Siempre
que el filtro de reconstrucción sea razonablemente lineal, la
realización de MECC de realimentación local puede realizar
especificaciones finales elevadas. Una mejora adicional puede ser
realizada añadiendo bloques iguales a B_{2}. El uso alternativo de
esta primera realización de la invención es para hacer funcionar los
altavoces directamente sin el filtro de reconstrucción.
La Figura 7b proporciona un ejemplo de una
modalidad del Control en Cascada Mejorado Multivariable (MECC) de
realimentación doble con un bucle local y uno global, ambos
conectados estrechamente. Comparado con el procedimiento de diseño
general especificado en la Figura 6, ambos bucles han sido
optimizados en LF para incrementar significativamente la ganancia
del bucle en ambos bucles a frecuencias inferiores. La Tabla 2
proporciona ejemplos de los valores de los parámetros relacionados
con la anchura de banda del amplificador.
| Parámetro | Frecuencia (rel. con anchura de la banda) |
| 1/\tau_{1} | 2 |
| 1/\tau_{2} | 10 |
| 1/\tau_{3} | 4 |
| 1/\tau_{LF} | 1/5 |
Para aclarar las ventajas significativas
delamplificador de potencia digital de MECC de realimentación doble
sobre la técnica anterior, la realización de la Figura 8 ha sido
implementada en dos ejemplos de potencia más elevada, uno para
cubrir la anchura de banda de audio completa de 20 kHz utilizando
una frecuencia de conmutación de 250 kHz, y un ejemplo que cubre una
anchura de banda reducida de 4 kHz, utilizando una frecuencia de
conmutación de
50 kHz.
50 kHz.
Se debe enfatizar que los parámetros elegidos son
solamente ilustrativos, y que el amplificador de potencia digital de
MECC está funcionando bien en un intervalo mucho más amplio de
potencias de salida y anchuras de banda. Las Figuras 14 (a) - (c)
ilustran varias especificaciones clave para el ejemplo dado, y los
resultados obtenidos son resumidos en la Tabla 3. Si se desean
mejoras adicionales, un enfoque preferido es utilizar un bucle local
doble por la simple adición de un boque delantero B.
| Especificación | Medición |
| Potencia máxima | 250W |
| Anchura de Banda | 20kHz / 4kHz |
| TDH+N (1KHz, 1W) | <0.01% |
| THD+N (20Hz-20KHz) | <0.05% |
| Distorsión de la Intermodulación (IMD) | <0.01% |
| Ruido residual (RMS) dentro de anchura de banda | 70\muV |
| Intervalo dinámico | 115dB |
| Eficiencia Etapa Potencia (250kHz / 50 kHz frecuencia de conmutación) | 92% / 96% |
En general, ningún enfoque de la técnica anterior
proporciona una combinación comparable de fidelidad, eficiencia, y
baja complejidad.
Claims (12)
1. Un amplificador de potencia con modulación de
impulsos para la gama de frecuencias de audio, que comprende un
modulador (5) de impulsos y una etapa (5) de potencia de conmutación
para amplificar la señal modulada, cuya salida es filtrada con
pasabajos en un filtro (6) de desmodulación para obtener una salida
analógica para alimentar a un consumidor, una primera realimentación
negativa desde la salida de la etapa de potencia de conmutación
hasta al menos un camino de realimentación que incluye un filtro (7)
pasabajos, estando conectado dicho camino de realimentación a al
menos dos etapas (3, 4) pre-amplificadoras que
preceden al modulador, para formar al menos dos bucles de
realimentación local.
2. Un amplificador de potencia de acuerdo con la
reivindicación 1, en el que el al menos un camino de realimentación
comprende un filtro (7) con una característica de fase tal que se
compensa un polo en el filtro (6) de desmodulación.
3. Un amplificador de potencia de acuerdo con las
reivindicaciones 1 ó 2, que comprende además una segunda
realimentación negativa desde la salida del filtro (6) de
desmodulación hasta al menos un camino (8) de realimentación,
conectado a una o varias de las etapas (1, 2)
pre-amplificadoras para formar uno o varios bucles
de realimentación global.
4. Un amplificador de potencia de acuerdo con la
reivindicación 3, en el que dicha primera realimentación
está conectada a un primer grupo de etapas (3, 4)
pre-amplificadoras, y dicha segunda realimentación
está conectada a un segundo grupo de una o varias tapas (1, 2)
pre-amplificadoras, que preceden dicho primer
grupo.
5. Un amplificador de potencia con modulación de
impulsos para la gama de frecuencias de audio, que comprende un
modulador (5) de impulsos y una etapa (5) de potencia de conmutación
para amplificar la señal modulada, cuya salida es filtrada con
pasabajos en un filtro (6) de desmodulación para obtener una salida
analógica para alimentar a un consumidor, caracterizado
por
una primera realimentación de voltaje negativa
desde la salida de la etapa de potencia de conmutación hasta al
menos un camino de realimentación que incluye un filtro (7)
pasabajos, estando conectado dicho camino (7) de realimentación a un
primer grupo de una o varias etapas (3, 4)
pre-amplificadoras que preceden al modulador, para
formar uno o varios bucles de realimentación local, y
una segunda realimentación desde la salida del
filtro (6) de desmodulación hasta un segundo grupo de una o varias
etapas (1, 2) pre-amplificadoras que preceden a
dicho primer grupo, para formar uno o varios bucles de realmentación
global.
6. Un amplificador de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que se utiliza
un camino de realimentación único para todos los bucles de
realimentación local.
7. Un amplificador de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que se utiliza
un camino de realimentación único para todos los bucles de
realimentación global.
8. Un amplificador de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que cada bucle
de realimentación local tiene características de bucle abierto de
primer orden estables.
9. Un amplificador de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que cada bucle
de realimentación global tiene características de bucle abierto de
primer orden estables.
10. Un amplificador de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el
modulador (5) de impulsos es un modulador
auto-oscilante controlado que comprende un
comparador que no está basado en histéresis para la modulación de
impulsos, y un bucle oscilante de mayor orden realizado por medio de
dos polos.
11. Un amplificador de potencia de acuerdo con la
reivindicación 10, en el que el bucle oscilante tiene un polo en el
camino directo (3, 4) y un polo en el camino de realimentación
(7).
12. Un amplificador de potencia de acuerdo con
cualquiera de las reivindicaciones 1-9, en el que el
modulador (5) de impulsos es un modulador de impulsos basado en un
portador.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DK121496 | 1996-10-31 | ||
| DK121496 | 1996-10-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2212082T3 true ES2212082T3 (es) | 2004-07-16 |
Family
ID=8102265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES97910272T Expired - Lifetime ES2212082T3 (es) | 1996-10-31 | 1997-10-31 | Amplificador de potencia con modulacion por impulsos con metodo mejorado de control en cascada. |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6297692B1 (es) |
| EP (2) | EP0935846B1 (es) |
| JP (1) | JP3346579B2 (es) |
| KR (1) | KR100394846B1 (es) |
| CN (1) | CN1123115C (es) |
| AT (2) | ATE315285T1 (es) |
| AU (1) | AU734813B2 (es) |
| CA (1) | CA2271041C (es) |
| DE (2) | DE69726592T2 (es) |
| DK (1) | DK0935846T3 (es) |
| ES (1) | ES2212082T3 (es) |
| PT (1) | PT935846E (es) |
| WO (1) | WO1998019391A2 (es) |
Families Citing this family (69)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997037433A1 (en) | 1996-03-28 | 1997-10-09 | Lars Risbo | Conversion of a pcm signal into a upwm signal |
| US7215191B2 (en) * | 1998-06-26 | 2007-05-08 | Yamaha Corporation | Device for amplitude adjustment and rectification made with MOS technology |
| US6788792B1 (en) * | 1998-06-26 | 2004-09-07 | Yamaha Corporation | Device for amplitude adjustment and rectification made with MOS technology |
| US6414614B1 (en) * | 1999-02-23 | 2002-07-02 | Cirrus Logic, Inc. | Power output stage compensation for digital output amplifiers |
| US6351184B1 (en) * | 1999-07-29 | 2002-02-26 | Tripath Technology, Inc. | Dynamic switching frequency control for a digital switching amplifier |
| FI107659B (fi) * | 1999-11-26 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Signaalin laadun parantaminen |
| US6441685B1 (en) | 2000-03-17 | 2002-08-27 | Jl Audio, Inc. | Amplifier circuit and method for providing negative feedback thereto |
| AT410152B (de) * | 2000-06-07 | 2003-02-25 | Bier Guenther Ing | Verfahren und vorrichtung zur erzeugung einer einem eingangs-datenstrom folgenden wechselspannung |
| EP1178388B1 (en) * | 2000-08-04 | 2006-06-28 | STMicroelectronics S.r.l. | PCM/PWM converter with PWM power amplifier |
| US7911324B2 (en) * | 2001-02-16 | 2011-03-22 | Automotive Technologies International, Inc. | Method and system for obtaining information about RFID-equipped objects |
| SE0003342D0 (sv) * | 2000-09-19 | 2000-09-19 | Bang & Olufsen Powerhouse As | Controlled self-oscillation modulator and power conversion system using such a modulator |
| US6362702B1 (en) | 2000-09-29 | 2002-03-26 | Bang & Olufsen Powerhouse A/S | Controlled self-oscillation modulator and power conversion system using such a modulator |
| US6975843B2 (en) * | 2000-12-21 | 2005-12-13 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and an arrangement relating to telecommunications systems |
| EP1229641B1 (en) | 2001-02-01 | 2013-11-06 | Alcatel Lucent | Self oscillating power amplifier |
| US9084076B2 (en) | 2001-02-16 | 2015-07-14 | Intelligent Technologies International, Inc. | Techniques for obtaining information about objects |
| SE520530C2 (sv) * | 2001-04-26 | 2003-07-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Linjäriserad omkopplarbaserad effektförstärkare |
| GB0110340D0 (en) * | 2001-04-27 | 2001-06-20 | Watts Robert D | A signal processing circuit |
| JPWO2003005570A1 (ja) * | 2001-07-03 | 2004-10-28 | 新潟精密株式会社 | 音声再生装置および方法、オーディオアンプ、オーディオアンプ用集積回路 |
| US7200187B2 (en) * | 2001-07-26 | 2007-04-03 | O'brien Thomas J | Modulator for digital amplifier |
| JP3941443B2 (ja) * | 2001-09-27 | 2007-07-04 | ヤマハ株式会社 | 自走式ｐｗｍ増幅器 |
| US20030095666A1 (en) * | 2001-11-16 | 2003-05-22 | Ramage Robert D. | Machine for controlling and amplifying a low-level audio signal using a high efficiency class D switching amplifier |
| US20030095000A1 (en) * | 2001-11-16 | 2003-05-22 | Acoustic Technology, Inc. | Apparatus with ultra high output power class D audio amplifier |
| ATE338440T1 (de) * | 2001-11-30 | 2006-09-15 | Sonion As | Hocheffizienter treiber für miniaturlautsprecher |
| AT411415B (de) | 2001-12-11 | 2003-12-29 | Bier Guenther Ing | Verfahren und vorrichtung zur erzeugung einer einem eingangs-datenstrom folgenden wechselspannung |
| SE0104401D0 (sv) * | 2001-12-21 | 2001-12-21 | Bang & Olufsen Powerhouse As | Syncronized controlled oscillation modulator |
| US7109789B2 (en) * | 2002-01-18 | 2006-09-19 | American Technology Corporation | Modulator—amplifier |
| AU2003215854A1 (en) | 2002-04-19 | 2003-11-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Power amplifier |
| JP3776392B2 (ja) * | 2002-10-03 | 2006-05-17 | 三菱電機株式会社 | Ｄ級増幅器 |
| US6924700B2 (en) * | 2002-10-03 | 2005-08-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Class D amplifier |
| SE0203403D0 (sv) * | 2002-11-15 | 2002-11-15 | Bang & Olufsen Icepower As | Pulse modulated power converter |
| US7365598B2 (en) | 2003-05-09 | 2008-04-29 | Danmarks Tekniske Universitet | Global loop integrating modulator |
| US7002406B2 (en) | 2003-05-16 | 2006-02-21 | Texas Instruments Incorporated | Loop filter for class D amplifiers |
| DE60324847D1 (de) * | 2003-06-27 | 2009-01-02 | Tc Group As | Selbstschwingender stromkreis |
| US7551022B2 (en) * | 2003-10-10 | 2009-06-23 | Tc Electronic A/S | Power supply compensation |
| US20060044057A1 (en) * | 2004-08-26 | 2006-03-02 | Rahmi Hezar | Class-D amplifier having high order loop filtering |
| US20090072902A1 (en) * | 2004-10-27 | 2009-03-19 | Extraordinary Technology Pty Ltd | Low distortion class-d amplifier |
| US20060115280A1 (en) * | 2004-11-30 | 2006-06-01 | Chang Jae J | Optical link bandwidth improvement |
| MY138040A (en) * | 2005-02-17 | 2009-04-30 | Tube Amp Sdn Bhd | Apparatus for providing amplification with multi-feedback path |
| WO2007025548A1 (en) * | 2005-09-01 | 2007-03-08 | Danmarks Tekniske Universitet | A self-oscillating modulator |
| US8036402B2 (en) | 2005-12-15 | 2011-10-11 | Harman International Industries, Incorporated | Distortion compensation |
| EP1830464A1 (en) * | 2006-03-01 | 2007-09-05 | Danmarks Tekniske Universitet | Digital self-oscillating modulator |
| WO2007098766A1 (en) * | 2006-03-01 | 2007-09-07 | Danmarks Teknishe Universitet | Digital self-oscillating modulator |
| JP5313697B2 (ja) * | 2006-03-03 | 2013-10-09 | バング アンド オルフセン アイスパワー アクティーゼルスカブ | 自励発振増幅システム |
| EP1843465A1 (en) * | 2006-03-29 | 2007-10-10 | STMicroelectronics S.r.l. | Multiple feedback class-D amplifier |
| US7400191B2 (en) | 2006-04-07 | 2008-07-15 | Manuel De Jesus Rodriguez | Switching power amplifier |
| DE102006026906B4 (de) * | 2006-06-09 | 2011-02-10 | Infineon Technologies Ag | Schaltung und Verfahren zur Pulsweitenmodulation mittels synchronisierter, selbstoszillierender Pulsweitenmodulatoren |
| WO2008006367A1 (en) * | 2006-07-11 | 2008-01-17 | The Tc Group A/S | A high-mode self-oscillating pulse modulator |
| EP2070190B1 (en) * | 2006-09-28 | 2011-09-07 | Pascal A/S | Controlled power converter |
| US7576604B2 (en) | 2006-12-15 | 2009-08-18 | Bin Xu | All-digital class-D audio amplifier |
| US7705672B1 (en) | 2007-02-12 | 2010-04-27 | Manuel De Jesus Rodriguez | Buck converters as power amplifier |
| FR2915036B1 (fr) * | 2007-04-13 | 2009-07-03 | Anagram Technologies | Dispositif de modulation de signaux en largeurs d'impulsions a trois niveaux et amplificateur numerique mettant en oeuvre un tel dispositif. |
| KR101445721B1 (ko) * | 2008-02-01 | 2014-09-26 | 삼성전자 주식회사 | 멀티 페이즈 클럭신호를 이용한 고속 다단 증폭기 및증폭기의 세틀링 방법 |
| US7598895B1 (en) * | 2008-04-01 | 2009-10-06 | Silicon Laboratories, Inc. | System and method of altering a PWM carrier power spectrum |
| US7701307B2 (en) * | 2008-04-01 | 2010-04-20 | Silicon Laboratories, Inc. | System and method of changing a PWM power spectrum |
| US7791521B2 (en) * | 2008-04-01 | 2010-09-07 | Silicon Laboratories, Inc. | System and method of changing a PWM power spectrum |
| KR20100008749A (ko) | 2008-07-16 | 2010-01-26 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 파워 증폭 장치 및 그 제어 방법 |
| US8130128B2 (en) | 2010-03-30 | 2012-03-06 | Silicon Laboratores Inc. | System and method for generating shaped noise |
| JP5355496B2 (ja) * | 2010-05-24 | 2013-11-27 | 三菱電機株式会社 | バイアス制御増幅器 |
| KR101802333B1 (ko) * | 2011-10-17 | 2017-12-29 | 삼성전자주식회사 | 오디오 신호 출력 방법 및 그에 따른 오디오 신호 처리 장치 |
| US10038411B2 (en) * | 2016-10-31 | 2018-07-31 | Rgb Systems, Inc. | Method and apparatus for distortion reduction in a class D amplifier |
| US10110181B2 (en) * | 2016-12-30 | 2018-10-23 | Texas Instruments Incorporated | Class-D amplifier with post filter feedback loop |
| EP3416285B1 (en) | 2017-06-16 | 2021-06-02 | ICEpower a/s | Self-oscillating amplifier system |
| KR20200095531A (ko) * | 2017-12-07 | 2020-08-10 | 퓨리파이 에이피에스 | 적어도 3차의 네트워크를 갖는 보상기를 갖는 증폭기 |
| KR20200096278A (ko) * | 2017-12-07 | 2020-08-11 | 퓨리파이 에이피에스 | 증폭기 회로 |
| ES2963491T3 (es) | 2017-12-07 | 2024-03-27 | Purifi Aps | Un amplificador con al menos un filtro de segundo orden en el bucle de control |
| US11190148B2 (en) * | 2020-01-02 | 2021-11-30 | Cirrus Logic, Inc. | Minimizing idle channel noise in a class-D pulse width modulation amplifier |
| US11128270B1 (en) | 2020-05-21 | 2021-09-21 | Qsc, Llc | Class-D amplifier with nested feedback loops |
| EP4102717A1 (en) | 2021-06-08 | 2022-12-14 | ICEpower a/s | Self-oscillating class d audio amplifier with voltage limiting circuit |
| DE102022116446A1 (de) | 2022-07-01 | 2024-01-04 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | Lautsprecher-Leistungsverstärker und Lautsprecher |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5818804B2 (ja) | 1974-12-18 | 1983-04-14 | ソニー株式会社 | パルス幅変調増巾回路 |
| JPS5947486B2 (ja) | 1976-12-06 | 1984-11-19 | ソニー株式会社 | パルス幅変調増巾回路 |
| JPS59814Y2 (ja) * | 1977-04-22 | 1984-01-11 | ブライアン・ア−ネスト・アトウツド | Ｄ級増幅器 |
| JPS5639606A (en) * | 1979-09-07 | 1981-04-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Self-excited type d-class amplifier |
| JPS58130617A (ja) * | 1982-01-29 | 1983-08-04 | Nippon Gakki Seizo Kk | パルス幅変調回路 |
| US4524335A (en) * | 1982-03-13 | 1985-06-18 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Pulse-width modulation circuit with carrier signal frequency control |
| JPS5967719A (ja) * | 1982-10-09 | 1984-04-17 | Nippon Gakki Seizo Kk | パルス幅変調回路 |
| US4724396A (en) | 1984-08-21 | 1988-02-09 | Peavey Electronics Corporation | Digital audio amplifier |
| US5218315A (en) * | 1992-01-06 | 1993-06-08 | Infinity Systems, Inc. | Switching amplifier |
| US5352986A (en) * | 1993-01-22 | 1994-10-04 | Digital Fidelity, Inc. | Closed loop power controller |
| US5410592A (en) * | 1993-06-04 | 1995-04-25 | Harris Corporation | Class `D` audio speaker amplifier circuit with state variable feedback control |
| US5815581A (en) | 1995-10-19 | 1998-09-29 | Mitel Semiconductor, Inc. | Class D hearing aid amplifier with feedback |
| US5777512A (en) * | 1996-06-20 | 1998-07-07 | Tripath Technology, Inc. | Method and apparatus for oversampled, noise-shaping, mixed-signal processing |
| US5805020A (en) * | 1996-06-27 | 1998-09-08 | Harris Corporation | Silent start class D amplifier |
| US5949282A (en) * | 1998-02-25 | 1999-09-07 | National Semiconductor Corporation | Class D amplifier no low pass filter feedback with zero phase delay |
| US6064259A (en) * | 1998-07-24 | 2000-05-16 | Nikon Corporation Of America | High power, high performance pulse width modulation amplifier |
-
1997
- 1997-10-31 PT PT97910272T patent/PT935846E/pt unknown
- 1997-10-31 KR KR10-1999-7003802A patent/KR100394846B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-10-31 DE DE69726592T patent/DE69726592T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 DE DE69735029T patent/DE69735029T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 US US09/297,058 patent/US6297692B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 ES ES97910272T patent/ES2212082T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 EP EP97910272A patent/EP0935846B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 AT AT03013623T patent/ATE315285T1/de not_active IP Right Cessation
- 1997-10-31 EP EP03013623A patent/EP1376858B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 JP JP51995098A patent/JP3346579B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 CN CN97199272A patent/CN1123115C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 CA CA002271041A patent/CA2271041C/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-31 WO PCT/DK1997/000497 patent/WO1998019391A2/en active IP Right Grant
- 1997-10-31 AT AT97910272T patent/ATE255784T1/de not_active IP Right Cessation
- 1997-10-31 DK DK97910272T patent/DK0935846T3/da active
- 1997-10-31 AU AU47728/97A patent/AU734813B2/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69735029T2 (de) | 2006-09-14 |
| PT935846E (pt) | 2004-04-30 |
| KR20000052932A (ko) | 2000-08-25 |
| WO1998019391A3 (en) | 1998-07-23 |
| CA2271041A1 (en) | 1998-05-07 |
| US6297692B1 (en) | 2001-10-02 |
| JP2001503575A (ja) | 2001-03-13 |
| CN1235711A (zh) | 1999-11-17 |
| DE69726592T2 (de) | 2004-11-11 |
| ATE315285T1 (de) | 2006-02-15 |
| WO1998019391A2 (en) | 1998-05-07 |
| DE69726592D1 (de) | 2004-01-15 |
| ATE255784T1 (de) | 2003-12-15 |
| DK0935846T3 (da) | 2004-03-22 |
| EP0935846A2 (en) | 1999-08-18 |
| KR100394846B1 (ko) | 2003-08-19 |
| EP1376858B1 (en) | 2006-01-04 |
| AU734813B2 (en) | 2001-06-21 |
| AU4772897A (en) | 1998-05-22 |
| EP0935846B1 (en) | 2003-12-03 |
| CN1123115C (zh) | 2003-10-01 |
| CA2271041C (en) | 2003-03-18 |
| JP3346579B2 (ja) | 2002-11-18 |
| EP1376858A1 (en) | 2004-01-02 |
| DE69735029D1 (de) | 2006-03-30 |
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