CN1235711A - 采用增强的级联控制方法的脉冲调制功率放大器 - Google Patents

Abstract

一个具有多变量增强级联控制(MECC)的数字式开关功率放大器包括一个调制器,一个开关功率级以及一个低通滤波器。在第1种优选实施方式中,增加了一个局限于该开关功率级的增强级联控制结构,其特征在于,具有一个单局部反馈路径A(7),它具备低通特性,以及诸局部的前向方框B₁或B(3,4)。由此实现了一个对该开关功率级的误差具有非常低的敏感性的更加改进的系统。在本发明的第2种实施方式中,该控制结构被扩展为一个全局结构,它包括一个单方框路径C(8)以及诸前向路径方框DI或D(l,2)。由此提供了进一步的改进,以及对负载变化和滤波器误差的非常低的敏感性。这两种MECC的实施方式其特征都在于,实现起来很简单,稳定,并且通过增加/去除简单的局部(3)或全局(1)诸前向路径方框可实现扩展。本发明的第3种实施方式是一个受控的自激振荡脉冲调制器,其特征首先在于,一个无滞后比较器用作调制器,其次在于,通过前向路径B1以及反馈路径A二者来实现的一条高阶振荡环路,被用来确定稳定的自激振荡诸条件。一个已实现的250W示例性MECC数字式功率放大器已经被证明在音频性能(0.005%的失真度,115dB的动态范围)和效率(92%)方面具有优越的性能。

Description

采用增强的级联控制方法的脉冲调制功率放大器

本发明涉及一种用于音频范围的功率放大器，包括一个脉冲调制器，一个用于放大该已调制信号的功率放大级，该功率放大级的输出在一个解调滤波器中进行低通滤波，以便获得一组模拟输出并馈送到用户那里。

几乎所有市售的用于上述频率范围的各种功率放大器都属于线性模拟类型，即：甲类。甲乙类，和乙类。由于这些放大器的输出晶体三极管工作在线性区域内，它们的效率很低并且消耗相当可观的热量。基本的脉冲调制(“数字的”)开关式丁类功率放大器方法在理论上能提供更高的效率，从而减小放大器的体积和产热量。先不说这种效率上的好处，在本领域的现有技术尚未能提供具有可接受的音频质量的诸解决方案，使之成为通用的和针对模拟放大器的直接替代物。相应地，数字式功率放大器的应用曾经局限于对输出质量要求不高的应用场合。其原因将在下文中，在讨论现有技术的一般原理时予以陈述。

为了消除在数字的开关式功率放大器的各不同方框中产生的失真，对各种有效的控制系统存在一个基本的要求。在基本的数字式功率放大器中，该输入信号被调制为一组脉冲调制信号。一个开关式功率级对该信号进行放大，以及一个低通滤波器再生该已调制的但是现在已被放大了的信号。这种基本方法形成了一类现有技术的设计安排的基础。然而这种方法有着许多不理想的特性：

-任何调制器的误差都直接地被馈送到负载端。

-任何功率级的误差都直接地被馈送到负载端。

-由于该功率级的输出在很大程度上正比于该电源电压，任何电源纹波都将跟该音频信号产生互调，所以尚无对电源扰动的滤除措施。

-由于磁芯材料是不理想的，所以后置滤波器的各种误差将引入进一步的失真。

-由于该滤波器，使得总的输出阻抗变高，特别是在高频率下。

-由于该无源的后置滤波器，所以对负载变化的敏感性是很高的。相应地，负载阻抗的各种变化将使该放大器的频率响应发生失真。

-对温度漂移、元件允差和老化效应的敏感性是很高的。因此，这种不受控的数字的开关式放大器不具备鲁棒性和可靠性。

若希望得到非常高的保真度，则对于这些主要的问题领域的补偿绝对地是必不可少的。现有技术诸方法都基于两种不同的控制方法，其特征在于具有一个单独的反馈环路。

一个基本原理就是反馈该放大器的输出，然而，该低通滤波器的诸极点产生一个大的相移，它对环路的设计产生强有力的约束。因而，合理的环路带宽需要高的开关频率。这引起若干问题，诸如低效率，以及由于上述前两种误差所导致的不良的性能。

在现有技术中反馈的另一个基本原理是，在该滤波器网络之前的单环路反馈，由此该后置滤波器的相位滞后得以避免。但是，该功率级输出端的高频成分使得该反馈源潜在地含有很多噪声。而且，上述误差中有很多是无法(或只能部分地)补偿的。

这两种方法的基本问题是互相矛盾的需求：一方面是在低载频下得到高的增益带宽乘积，另一方面是在所有情况下都得到良好的稳定性特性。现有技术各种设计安排的又一个问题是部分地因低效率控制而带来的该系统的明显的复杂性。

下列各出版物涉及3种现有技术设计安排中的背景材料、方法说明以及疑难问题：

〔1〕Suzuki,T.：脉冲宽度调制信号放大器。美国专利第4021745号(1977年)。

〔2〕Yokoyama,K.：脉冲宽度调制电路。美国专利第4531096号(1986年)。

〔3〕Attwood,B.E.：甚高保真度PWM(D类)音频放大器的优化中的重要设计参数，《音频工程学会志》，1983年11月，第842-853页。

〔4〕Taylor,W.E.：数字音频放大器。美国专利第4724396号(1988年)。

〔5〕Hancook,J.：一种使用缩短了的少数载流子寿命的MosFET的D类放大器，音频工程学会第89届会议，加利福尼亚州洛杉矶市，1991年9月21-25日。

〔6〕Solomon,E.E.：数字功率放大器。美国专利第5126684号(1992年)。

〔7〕McCorkle,D.P.:D类放大器。欧洲专利公布第557032A2号(1993年)。

〔8〕Nakajima,Y.：脉冲宽度调制放大器。欧洲专利公布第503571A1号(1993年)。

〔9〕Leigh,S.P.等：在一个完全地数字化的PWM D类功率放大器中的失真分析和降低，《国际建模与仿真杂志》，第14卷，第2期，1994年。

根据存在于现有技术方案中的上述诸问题，本发明的主要目标就是提供一种脉冲调制放大器，它能提供非常高的功率输出，并且仍然提供极低的失真率(小于0.01％)和噪声(小于100μV有效值)，一种非常高的效率(90-95％)以及低的无信号损耗。

本发明的另一个目标就是，通过避免使用先进的但是复杂的和因而是不可靠的电路以保持低的复杂性，并且消除在生产中进行调整的需求。

本发明的另一个重要目标是消除对一部稳压电源的需求，这意味着只要有一个具有一个稳压电容器的简单的不稳压的桥式整流器就足够了。这样一来，从电源输入端到放大器诸输出端都能得到最低的复杂性和最高的效率。

本发明的最终目标是获得对负载变化的最低的敏感性，而且提供鲁棒性和可靠性。

采用本发明可以达到上述目标。在第1种实施方式中，一个根据本发明的放大器的特点在于，从输出到一个或多个环路的该开关式功率级的输出端到位于调制器前面的一个或多个前置放大器级之间引入了负反馈。这就在性能与稳定性控制方面提供了在业界中前所未有的一系列优点。本发明的又一种实施方式的特点在于，该局部反馈具有一种增强的级联结构，它有一条单独的反馈路径，其中包括一个滤波器，该滤波器的相位特性使得在解调滤波器中的一个极点得以补偿。本发明的另一种实施方式的特点在于，从该解调滤波器的输出端到一个或多个前置放大器级之间建立了进一步的反馈，使得该脉冲调制(“数字的”)开关式功率放大器诸元件被一个增强的诸反馈环路的级联结构所包围，从而提供进一步改进的性能和稳定性控制。

本发明的再一种实施方式的特点在于，该脉冲调制器是一个受控的自激振荡调制器，它包括一个用于脉冲调制的无滞后的比较器，以及一个借助于两个极点、最好是在该第1(局部)前向路径和反馈路径中各有一个极点，来实现的高阶振荡环路。这就提供了一种极端简单的和稳定的结构，从而排除了对一个单独的载频发生器的需求。

本发明还有一种实施方式，其特点在于，该脉冲调制器是一个基于载频的调制器。这就意味着，用于各种基于载频的调制器的人所共知的各种设计技术都可以用于根据本发明的结构之中。

在使用基于载频的调制的条件下，本发明的又一种有利的实施方式的特点在于，在介于该放大器以及诸环路之间的该单独的反馈路径方框中，提供了一个陷波滤波器。由此就有可能在基于载频的系统中，简化用于排除载频对该系统性能的影响的滤波过程。在本发明的再一种有利的实施方式中获得类似的结果，其特点在于，在该反馈路径方框中提供了用以产生一个高频极点的一种结构。

下面参考诸附图，对本发明作进一步的说明，在诸附图中，

图1表示现有技术常规的脉冲调制(“数字的”)开关式功率放大器的原理。

图2表示一种现有技术的方法，它以基于总的放大器输出的单环路反馈作为反馈源。

图3表示一种现有技术单环路反馈，它以功率级输出作为反馈源。

图4表示本发明的第1种实施方式的总方框图，借助于基于来自该开关式功率级输出的单(环路)反馈的多变量增强的级联控制器(MECC)使一个数字的开关式放大器得到改进。

图5表示本发明的第2种实施方式的总方框图。

图6a和6b用实例说明本发明的第1种和第2种实施方式的总的递归环路的综合方法。

图7表示单(环路)反馈MECC的一种优选实施方式的细节。

图8表示本发明的第2种实施方式的一个优选实例(双环路反馈多变量增强的级联控制器MECC)的细节，

图9a和9b说明示于图7和图8的本发明的前两种实施方式的两个优选实例的环路特性。

图10说明本发明的第3种实施方式，这是一个受控的自激振荡脉冲调制器，其特征在于，在该第1局部环路中用以保证自激振荡条件的一个无滞后比较器和附加的诸极点。

图11表示本发明的第3种实施方式(受控振荡脉冲调制器)的重要的诸信号。

图12说明本发明的第4种实施方式(一个用一个4晶体三极管桥式功率级来实现的可供选择的3电平脉冲宽度调制器)的原理。诸信号从上到下依次为：诸特征信号，在一个桥式功率级(A,B)中在每一相上的归一化电压，最后是该归一化的差模和共模输出信号(A-B和A+B)。该差模信号被馈送到该负载端。

图13表示该可供选择的3电平调制器的诸频谱特性。输出幅度谱线被表示为0dB和-60dB的相对输出诸电平。

图14(a)-(c)表示具有250W最大功率处理能力的本发明的一种实施方式的已实现的例子。图14(a)表示功率与效率的关系。在250kHz开关频率上，效率达到92％，而采用50kHz开关频率时，效率达到96％。

图14(b)分别表示在100Hz,1kHz和10kHz(顶部曲线)的频率下，所测得的非常低的总谐波失真+噪声(THD+N)与输出功率的关系。

图14(c)表示所测得的放大器噪声。在-150dB处的噪声本底对应于仅为70μV的有效值噪声电平。

图1表示基本的(“数字的”)功率放大器。该输入信号被调制(11)为一组脉冲调制信号。一个开关式功率级(12)对该已调制信号进行放大，并且一个低通滤波器(13)再现该音频波形。

图2表示一种第1类现有技术控制原理。它显示出诸基本问题：由于后置滤波器的相位延迟以及没有局部的校正方案，使得一个合理的增益-带宽乘积需要非常高的开关频率。因此，在该放大器带宽的所有频率上都不可能获得合理的增益-带宽乘积。

图3表示一种第2类现有技术控制原理，它显示出下列基本问题：由单环路控制引起的含有噪声的反馈源，没有后置滤波器误差校正，对负载的敏感性以及有限的增益-带宽乘积。

图4表示本发明的第1种实施方式。该基本的脉冲调制(“数字的”)开关式功率放大器电路被诸反馈环路的一种增强的级联(或嵌套)结构所包围。这个第1种实施方式被称为一个(单环路反馈)多变量增强的级联控制(MECC)的数字式功率放大器。该控制结构的特征首先在于，具有一个单独的反馈源，其次在于，一条单独的反馈路径A(7)具有低通特性。由于该控制结构包括一条单独的反馈路径A以及一组前向路径方框B_i，所以实现起来是很简单的。使用优选的环路设计诸步骤，每一条环路都具有一种非常稳定的一阶特性，并且诸前向路径方框最好是简单的。MECC提供了在业界中前所未有的一系列优点：

-由于每一条环路被个别地考虑时是非常稳定的，所以一个高阶控制系统能跟高水平的稳定性和鲁棒性结合在一起。

-增强的级联控制方法在环路设计与优化的可能性方面提供了迄今为止前所未见的自由度。因此，在任何频率上等效的环路增益带宽相对于没有折衷考虑稳定性的各种单环路系统而言，可以名符其实地被无限地增加。

-该反馈路径的低通特性提供了一种闭环零点-极点领先特性，它可以被设计成能抵消一个滤波器极点。其结果是得到一个用于全局反馈的更加改进的系统。

-每一条环路通过一个对应于该环路增益的因子，个别地降低对功率级误差的敏感性并改进系统性能(失真，噪声...)。MECC提供了对应于每一条环路的贡献的乘积的一种等效反馈。

-通过多个环路的连续改进跟单环路实现相比更为有效。

-与单环路系统相比，在仍然提供改进的性能的条件下，(多环路系统中)每一条环路的单位环路增益频率可以降低。因此，该开关频率可以降低。

-MECC对个别的补偿器方框A和B_I的动态范围的要求较低。使用优选的设计步骤，贯穿该控制系统的诸信号电平将具有类似于该输入信号的电平。

本发明的第2种实施方式涉及将第1种实施方式扩展为一种双(环路)反馈多变量增强级联控制(MECC)结构，其中该两级反馈被靠近地连接。其一般的方框图示于图5。该系统依赖于由该局部增强级的单低通反馈路径所导致的零点-极点领先特性。双(环路)反馈MECC向该系统提供了进一步的改进。该系统带宽被增加到超出该解调滤波器带宽的限制。这就使在音频频带范围内的相位与幅度失真最小化。而且瞬态响应也得以改进。后置滤波器的误差被纠正，这意味着对滤波器中电感元件的直线性要求较低。还有，输出阻抗降低的相当可观，对负载变化的敏感性也是如此。

本发明的第3种实施方式是一个强迫自激振荡脉冲宽度调制器，其特征在于：首先，一个无滞后的比较器用作一个调制器，其次，为了确立自激振荡条件，用前向路径B1以及反馈路径A来实现一条高阶振荡环路。

本发明的第4种实施方式是一种可供选择的、与MECC相结合的具有各种有吸引力的特性的基于载频的3电平脉冲宽度调制器。

本发明的进一步的诸实施例包括：

-通过在该局部反馈路径或另一条前向路径中使用一个陷波滤波器以及诸高频极点，从有噪声的反馈信号中获得改进的噪声消除的装置。当使用基于载频的脉冲宽度调制时能使失真得以改善。

-用于补偿大幅度的电源扰动，以便在所有输出电平上都获得改进的稳定性和效率改进的装置，这跟基于载频的调制有关，在这种调制方式下，调制器和功率级的增益依赖于该电源的供电状况，这就意味着，电源的扰动会影响稳定性，除非采取预防措施，

第1种实施方式的说明

在业界中前所未有的增强的级联控制方法依赖于这样的事实，即，在一个宽的带宽范围内，可以用一个恒定的增益Kp来表示该调制器和放大器。图6a示出了用于设计该局部级联的一种通用的递归方案。该反馈路径具有一种低通特性： $A\left(s\right)=\frac{1}{K}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}---\left(1\right)$

该反馈路径的低通特性从几个方面来说是有利的。它导致一种闭环零点-极点领先特性，这在实现该解调滤波器的诸极点中的一个的抵消时可能是有利的。而且，该极点显著地滤除了来自该功率级输出的高频开关噪声，当使用基于载频的调整方法(本发明的第4种实施方式)时这一点是很重要的。在这个简单的示例性的实施方式中，该初始的前向方框是一个简单的增益(方框)，在感兴趣的频带范围内，该增益(方框)具有一个恒定的开环增益以及数值为K的闭环增益： $B_1=\frac{K}{K_P}\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_2}----\left(2\right)$ 而第i个方框具有一种能补偿前一条环路的零点-极点特性的零点-极点特性： $B_i\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_2}\frac{{\mathrm{\τ}}_{2}S+1}{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}----\left(3\right)$

借助于这种实现方法，该单环路配置的开环增益可以被写成下列的一阶表达式： ${\mathrm{HL}}_{1,\mathrm{ol}}=K_{P}A\left(s\right)B\left(s\right)$ $=K_P\frac{1}{K}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}\frac{K}{K_P}\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_2}----\left(4\right)$ $=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_2}$ 对于所有的环路，都可以显而易见地表示为： ${\mathrm{HL}}_{i,\mathrm{ol}}\left(s\right)\≅{\mathrm{HL}}_{1,\mathrm{ol}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_2}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}---\left(5\right)$ 闭环传递函数可以近似地表示为： ${\mathrm{Hl}}_{i,\mathrm{cl}}\left(s\right)\≅k\frac{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}{{\mathrm{\τ}}_{2}S+1}-----\left(6\right)$

通过这样具体说明的简单的环路综合步骤，如图6a所示，每一条环路都将展现出相同的和稳定的一阶特性。

可以设计多种可供选择的环路综合方案。上述的递归设计步骤提供了在目标带宽范围内的所有频率上的与频率无关的环路增益，而不必考虑诸级联的环路的数目以及该环路的单位增益频率。取代一个恒定的环路增益，每一条环路都可以实现例如一个积分器。另一方面，也可以用双极点补偿方法来设计每一条环路。这两种方法在感兴趣的频带范围内都导致一个高得多的但是依赖于频率的环路增益。

单环路反馈MECC功率放大器的可供选择的诸变种包括使用可供选择的不同的反馈路径A，它在噪声衰减方面被优化，在使用基于载频调制的系统中，这一点是很重要的。若含有开关频率的高频分量到达该调制器，就不可能得到一个符合于该音频信号的瞬时幅度的脉冲宽度。通过引入一个陷波滤波器，就能消除重要的基波分量以及诸互调分量。在该反馈环路中专门放置该陷波滤波器有效地消除了在所有环路中的开关信号基波成分。通过在方框A中进一步地增加一个高频极点，就能实现在该反馈路径中该开关频率的高次谐波的二阶衰减特性，由此进一步地改善了噪声衰减特性。在该反馈路径中放置该噪声衰减电路的另一个好处就是，若仔细地选择该单位环路增益频率以及开关频率，则它对每一条环路将仅有一种局部的影响。在单位环路增益上该噪声消除电路工作情况良好，并且因此不致影响任何环路的闭环特性。

第2种优选实施方式的说明

本发明的第2种实施方式涉及将第1种实施方式扩展为一种双(环路)反馈多变量增强级联控制(MECC)结构，其中该两级反馈被靠近地连接。其一般的方框图示于图5。该系统依赖于由该局部增强级的单低通反馈路径所导致的零点-极点领先特性。由于使用两个反馈源，本实施方式被称为双反馈多变量增强级联控制。该第2级联具有跟第1级联相同的特定的诸特性，它仅有一条单反馈路径C以及一组前向路径方框D_i。双反馈MECC设计的一个优选方案是基于图6a所示的局部增强级联，并示于图6b。该主重构滤波器F(s)被假定为2阶。该反馈路径具有一种恒定增益特性： $C\left(s\right)=\frac{1}{K}---\left(7\right)$

该初始前向方框D₁是一个简单的增益方框，在感兴趣的频带范围内的增益为： $D\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_3}---\left(8\right)$

而该第i个前向方框具有一种零点-极点特性： $D_i\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_3}\frac{{\mathrm{\τ}}_{3}S+1}{{\mathrm{\τ}}_{1}S+1}----\left(9\right)$

通过这种简单的递归设计步骤，每一条环路将展现出相同的特性，在图6b中分别用开环特性HG_i,OL(s)和闭环特性HG_i,CL(s)来表示： ${\mathrm{HG}}_{i,\mathrm{ol}}\left(s\right)\≅{\mathrm{HG}}_{1,\mathrm{ol}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_3}\frac{1}{({\mathrm{\τ}}_{1}S+1)({\mathrm{\τ}}_{2}S+1)}---\left(10\right)$

该闭环传递函数可以近似地表示为： ${\mathrm{HG}}_{i,\mathrm{ol}}\left(s\right)\≅\frac{K}{({\mathrm{\τ}}_{3}S+1)({\mathrm{\τ}}_{2}S+1)}----\left(11\right)$

应当强调的是，所给出的设计方案主要是说明性的，还有多种可能的扩展方法，这对专业人士来说是显而易见的，例如，在每一条环路中的一阶特性能改进在较低频率上的误差的校正。

为了使该双反馈MECC数字式功率放大器的鲁棒性最大化，诸全局环路的数目应当最小化，并且最好是仅使用一条全局环路。由于主要的误差是在该开关功率级方框中引入的，并因此应当局部地进行校正，所以，调整到所需的失真和噪声诸特性应当通过调整诸局部环路的数目来进行。

在以上两个实施例中强有力的多变量增强级联控制方法的一个基本优点是，关于调制器、功率级、后置滤波器以及电源的设计都可以相当可观地放宽，用不着折衷考虑音频性能。可以用简单的诸标准元件来实现这些基本的诸部件，从而具有较低的价格和复杂性。

含有本发明的第1和第2实施例的控制方法的运行与脉冲调制器和功率级的实现方法无关。对这两个方框的唯一要求就是，它们在一个比所需带宽再宽一些的频率范围上实现该模拟调制器参考输入(信号)的放大。因此，该调制可以是单侧的或双侧的、双电平或多电平脉冲宽度调制，或者甚至是例如∑-Δ调制那样的可供选择的调制方案。

本发明的第3实施例

关于在该MECC数字式功率放大器中调制器的实现的又一个优选实施例就是在业界中前所未有的受控自激振荡脉冲调制器。实现这种方法的一种实施方式的一个例子示于图10。该优选方法的特征在于，具有一个无滞后的比较器作为一个调制器，在于修改该第1局部环路使之具有高阶特性，还在于在前向路径方框B₁和反馈路径A中有一个附加的极点。这就保证了受控的和稳定的自激振荡条件。通过将该振荡信号叠加到该输入信号(V_i)之上，就能得到所需的调制效果。图11表示当该振荡信号叠加到该输入信号之上时，在该调制器的参考点上该信号特性的一个例子。而且，还示出了脉冲调制的效果。

上述受控自激振荡脉冲调制器相对于恒定频率的基于载频的方法的优点有若干条。首先，由于不需要载频发生器，所以该调制器实现起来是极其简单的。其次，该第1局部环路的单位增益频率带宽是导致宽带宽控制的该振荡频率，即使在适中的开关频率下也是如此。第三，电源供电状况不再决定该调制器/功率级的等效增益，这意味着大幅度的电源扰动被自动地抵消，并且不再影响在该增强的级联结构中的其他诸环路的稳定性。该局部环路的单位增益频率内在地取决于正反馈的频率，即，该控制环路带宽可观地宽于传统的基于载频的诸系统的带宽，根据常识粗略地推断，后者是介于单位增益频率以及载频3种因素中的一个。

其他诸实施例

本发明的其他诸实施例包括使用脉冲宽度调制，最好是具有3种离散的幅度电平。为了帮助理解这个涉及调制器实现方法的可供选择的实施例，图12示出了各种重要的时域波形，图13示出了频域的诸幅频特性。从图12可以明显地看出，通过使用3电平的脉冲宽度调制，由于在每一个开关周期中有两个样本，所以，该有效的采样频率翻了一番。由于每一个晶体三极管都工作在等于该开关频率的一个速率上，所以在没有增加功率损耗的条件下实现了这一点。相应地，3电平的脉冲宽度调制允许增加诸环路的带宽，或者换句话说，允许降低该开关频率。

本发明的又一个实施例涉及MECC跟恒定频率的基于载频的调制相结合的情况，并且其特征在于，该设计发生了如下文所述的变化，通过在该第1局部环路中的智能自动增益调节，实现了对任何大幅度的电源电压变化进行补偿的改进的装置。该调制器和功率级的等效增益K_p在很大程度上与该电源电压成正比。相应地，B₁的增益应当被调整到与该电源电压的变化成反比： $B_1\left(K_P\right)=\frac{K}{K_P}\frac{{\mathrm{\τ}}_1}{{\mathrm{\τ}}_2}----\left(12\right)$

由于该第1环路的诸特性跟电源扰动无关，这种设计上的更改将对基于MECC的数字式功率放大器产生进一步的稳定效应。电源电压的大幅度扰动将不会影响到稳定性。这种电源的自适应调节允许对电源供电电压进行智能控制，例如，通过音量控制来进行控制，而不必折衷考虑稳定性。可以利用这一点来保证在所有输出电平上的最佳效率。

进一步的诸实施例包括位于放大器输出端的二次滤波电路，用以进一步地消除开关(频率)分量，以及增加一个输入滤波，以便在频域和时域上形成总的放大器响应。

第1种和第2种实施方式的诸实例

图7a和7b示出了单和双反馈MECC诸实施例的更具体的双环路的诸实例。图9a和9b分别给出了每一条环路的设计步骤。跟一般的设计步骤相比，该低频性能已经被优化，使得在两条环路中在较低频率上的等效环路增益，与一般方案相比，显著地增加了。表1给出了相对于该放大器带宽的示例性参数的诸数值。

表1

参数	频率(相对于带宽)
		1/τ1	2
1/τ2	10
		1/τLF	1/5

跟业界熟知的各种单环路方案相比，该增强的级联方法提供了重大的改进，仅仅由于增加了前向方框B₂，使得在系统复杂性上略有增加。假设该重构滤波器合理地为直线性，则该局部反馈的MECC实施方式能实现高端的各种性能。通过增加等同于B₂的诸方框，就能实现进一步的改进。本发明的第1实施例的变通使用就是不用重构滤波器而直接地驱动诸扬声器。

图7b提供了具有一个局部的和一个全局的环路(二者靠近连接)的双反馈多变量增强级联控制(MECC)的一种实施方式的一个例子，与图6所示的一般设计步骤相比，这两条环路已经在低频端进行优化，以便在较低的频率上显著地提升这两条环路的环路增益。表2给出了相对于该放大器带宽的诸参数数值的实例。

表2

参数	频率(相对于带宽)
		1/τ1	2
1/τ2	10
		1/τ3	4
1/τLF	1/5

为了说明该双反馈MECC数字式功率放大器相对于现有技术的显著的优点，图8所示的实施方式已经在两个较大功率的实例中付诸实现，其中一个利用一个250kHz的开关频率，覆盖了20kHz的全部音频带宽，另一个实例利用一个50kHz的开关频率，覆盖了一个4kHz的缩减了的带宽。

应当强调指出，所选择的诸参数仅仅是说明性的，还要指出，在一个更宽范围的输出功率和带宽上，该MECC数字式功率放大器也工作得很好。图14(a)-(c)表示所给出实例的各种重要性能，并且所得结果汇总于表3。若希望得到进一步的改进，则一个优选方案就是通过简单地增加一个前向方框B，以便使用一个双局部环路。

表3

技术指标	测量值
		最大功率	250W
带宽	20kHz/4kHz
		总谐波失真+噪声(1kHz,1W)	＜0.01％
总谐波失真+噪声(20Hz-20kHz)	＜0.05％
		互调失真(IMD)	＜0.01％
在带宽以内的无信号噪声(有效值)	70μV
		动态范围	115dB
功率级效率(250kHz/50kHz开关频率)	92％/96％

一般来说，还没有一种现有技术的方案能产生可比拟的保真度、效率以及低复杂性的组合。

Claims (13)

1．一种用于音频范围的脉冲调制功率放大器，包括一个脉冲调制器，一个用于放大该已调制信号的功率放大级，其输出在一个解调滤波器中进行滤波，以便获得一个模拟输出并馈送到一个用户那里，

其特征在于，从该功率放大器输出端到送往在该调制器前面的一个或多个前置放大器级的一个或多个环路之间引入了负反馈。

2．根据权利要求1所述的一个功率放大器，

其特征在于，从该解调滤波器的输出端到一个或多个前置放大器级之间建立起又一条反馈环路。

3．根据权利要求1或2所述的一个功率放大器，

其特征在于，该反馈配置是一种多环路配置，至少有一条环路被这样构成，使得来自该开关放大器级的一组信号被注入到诸前置放大器链中，并且至少有一条其他环路为从该滤波后输出端到该放大器输入端的全局反馈。

4．根据权利要求3所述的一个功率放大器，

其特征在于，至少有一条来自该开关功率级输出端的反馈环路含有一个滤波器，该滤波器具有这样一种相位特性，使得在该解调滤波器中的一个极点得以补偿。

5．根据权利要求1所述的一个功率放大器，

其特征在于，使用一个单反馈路径方框(A)向该前置放大器链提供反馈，其特征还在于，每一条环路都具有稳定的一阶特性。

6．根据权利要求2所述的一个功率放大器，

其特征在于，使用一个单反馈路径方框(C)向该前置放大器链提供反馈，其特征还在于，每一条环路都具有稳定的一阶特性。

7．根据前述各项权利要求中任何一项所述的一个功率放大器，其特征在于，该脉冲调制器是一个受控的自激振荡调制器，包括一个用于脉冲调制的无滞后的比较器，还包括一个高阶振荡环路，后者借助于两个极点来实现，最好是一个极点位于该前向路径(B)中，并且一个极点位于该反馈路径(A)中。

8．根据前述各项权利要求中任何一项所述的一个功率放大器，其特征在于，该脉冲调制器是一个基于载频的脉冲调制器。

9．根据权利要求7所述的一个功率放大器，

其特征在于，在该反馈路径方框(A)中介于该放大器以及诸环路之间，提供了一个陷波滤波器。

10．根据权利要求9所述的一个功率放大器，

其特征在于，在该反馈路径方框(A)中提供了一种用以产生一个高频极点的结构。

11．根据权利要求1和2所述的一个功率放大器，

其特征在于，在该放大器输出端增加了附加的二次滤波电路，用以进一步地消除开关诸分量。

12．根据权利要求1和2所述的一个功率放大器，

其特征在于，增加了一个输入滤波器，用以在频域和时域上形成总的放大器响应。

13．根据权利要求1和2所述的一个功率放大器，

其特征在于，借助于在该第1局部环路中的各种自适应增益调节，获得对任何大幅度电源变化进行补偿的改进的装置。

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