CN1768472B - 数字放大器 - Google Patents

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Abstract

最近，D类音频放大器的使用已变得越来越普遍。相比于通常采用的AB类线性放大技术，D类放大器允许提高的效率。然而，D类的原理因其不良的失真特性而众所周知。依据本发明，提供一种用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器(18)，它包括脉动抑制电路(16)，用于抑制被提供给具有至少一对开关的桥接电路(6)的电源电压中的电压脉动。脉动抑制电路(16)抑制被提供给桥接电路(6)中开关的电源电压中的脉动，已经发现所述脉动引起数字放大器(18)的输出信号中失真的主要部分。

Description

数字放大器 
本发明涉及直接将数字信号转换成功率输出的数字放大器的领域。更具体地，本发明涉及通过具有脉动(ripple)和噪声的电源来供电的这种数字放大器。详细而言，本发明涉及一种用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器、涉及一种脉动抑制电路以及一种用于抑制脉动的方法。
已经研制出几种类型的功率放大器输出级。便利地，将它们标记为例如A类放大器、B类放大器和C类放大器。更近一些，出现了D类放大器。A、B、AB和D类在低频音频设计中是普遍的，并在其它领域中具有一些应用，比如伺服电动机驱动和RF放大。C类、E类和F型通常仅用于RF应用。
近年来，由于与通常采用的AB类线性放大技术相比D类放大器的急剧提高的效率，所以特别是D类放大器已经变得日益普遍。通常在Carston Nielsen的“ High Fidelity PWM based Amplifier Concept for ActireSpeaker Systems with a very low Energy Consumpt
D类放大器的发展表明为提高放大器效率的努力。在方案上类似于开关调节器，D类放大器利用较高频率的方波来脉宽调制音频输入信号，以使音频信号信息变成调制信号的脉宽的变化。该调制信号馈给一组半桥开关(通常被称为H桥)，并且每一H桥由两个功率MOSFET组成。不像A或B类结构，放大器负载或扬声器被放置跨过桥的腿，而不是从输出至地。该结构允许放大器重现低至20Hz的低频信号，而不需要双极性电源或不会在输出中引入DC偏移。
尽管变得越来越普遍，但D类音频放大器因其不良的失真特性而众所周知，过去尝试了滤波所调制的输出以去除高频信号，并恢复放大的输入信号。诸如双极巴特沃兹(Butterworth)滤波器、双极切比雪夫(Chebyshev)或双极贝塞尔(Bessel)滤波器之类的滤波器结构是已知的，它们没有给出令人满意的结果或者会引起相当大的工作量和成本。
在作者为Paul Horowitz和Winfried Hill、1980年出版的教科书“The art of electronics”中第5章(稳压器和电源电路)描述了抑制扰动的多种可能，例如最简单的是使用抑制电容器。此外，该教科书第4章(有源滤波器和振荡器)中描述了借助于运算放大器等有源组件来抑制扰动的各种电路。
本发明的目的是减小数字放大器中的失真。
如在此使用的，术语“数字放大器”适用于直接转换成功率输出的放大器。
依据本发明的示例性实施例，利用将音频信号转换成功率输出的数字放大器可以实现上面的目的，所述数字放大器包括：电源端口、具有至少一对开关的桥接电路以及脉动抑制电路。所述脉动抑制电路被设置并适于抑制通过电压馈送端口供给具有至少一对开关的桥接电路的电源电压中的电压脉动。在电源端口和桥接电路之间设置所述脉动抑制电路。
根据本发明的一个方面，已经发现数字放大器的失真的相当大的部分是由数字放大器的电源电压的脉动引起的。在这方面，需要指出的是，关于该应用，术语“脉动”不限于100Hz的脉动等，而是指在输出信号的20kHz带宽中的干扰、不想要的波动(waviness)以及脉动。同样，术语“抑制”包括任何补偿或均衡。特别是在D类放大器的情况中，已经发现前馈D类放大器中的重要失真源之一是D类放大器的全桥处的电源电压脉动，所述电源电压脉动是由负载电流改变而造成的电压降引起的。
因此，利用依据本发明的脉动抑制电路，可以大大减小数字放大器中的失真。由于此，所以依据本发明的上述示例性实施例的数字放大器可以用于全数字音频放大器而不用任何反馈，同时确保改进的总谐波失真图。换句话说，利用依据本发明的数字放大器，提供了可以具有开环同时具有减小的失真的数字开关放大器。
依据如权利要求2所述的本发明的示例性实施例，所述脉动抑制电路包括线性控制的电压控制器，其允许输出电压的变化。有利地，这种线性控制确保具有最小脉动的电源电压，因此对于输出信号具有减小的失真。有利地，通过线性控制的电压控制器，可以没有附加成本地实现可变电压源(VV)。可变电压源可以允许开关放大器中空载损耗的急剧减小。此外，有利地，可以减小正常操作过程中的电磁干扰(EMI)。
如权利要求3所述的本发明的另一示例性实施例提供一种数字放大器，其中在控制电压控制器之前应用粗(coarse)电源电压设置。由于仅进行粗电源电压调节，所以可以结合数字放大器使用便宜的以 及甚至不精密的电源，同时实现放大器输出处减小的失真。因此，例如电池就可用作电源。
如权利要求4所述的本发明的另一示例性实施例提供一种数字放大器，其中将脉动抑制电路设置成在晶体管的线性区域中驱动D类放大器的例如桥接结构的一对晶体管中的一个晶体管。有利地，依据本发明的所述示例性实施例，通过考虑包括铜印制线(track)和半导体封装的损耗的全部可能的电压降来补偿功率级内部的电压降。有利地，依据本发明的所述示例性实施例，还将补偿由于弱电源控制或小的输出电容引起的电压降。此外，有利地，由于关于输出电压稳定性的电源需要的减小，所以实现了成本大大减小的可能。
权利要求5、6和7提供了本发明的进一步的示例性实施例，通过减小或完全补偿数字放大器的电源电压的波动，同时保持低成本，其有利地允许减小数字放大器的输出信号的失真。
依据如权利要求8所述的本发明的另一示例性实施例，依据本发明的数字放大器系统被集成为一个模块或集成电路。这有利地允许提供具有最小尺寸、同时具有减小失真的数字放大器。此外，有利地，这提供了在一个芯片上的放大器级和补偿电路。
依据如权利要求10所述的本发明的另一示例性实施例，数字放大器是D类放大器，优选地具有H桥，并且脉动抑制电路的补偿裕度(margin)适于放大器的输出功率。
本发明的另一示例性实施例在权利要求10中被陈述，并提供一种用于电源和D类放大器之间的连接的脉动抑制电路，该脉动抑制电路包括线性控制的电压控制器，其可以连接于电源和D类放大器的H桥之间。有利地，在减小了对电源的输出电压的电压稳定性的需要的同时，其减小了电源的成本，依据本发明的所述示例性实施例的脉动抑制电路允许D类放大器的输出信号的失真的减小。
如权利要求11所述的本发明的另一示例性实施例提供一种脉动抑制电路，其中D类放大器的至少一对晶体管中的一个晶体管在所述晶体管的线性区域中工作，从而允许放大器的输出信号中减小的失真。
权利要求12和13提供一种用于抑制D类放大器的电源的脉动的方法的示例性实施例，这允许D类放大器的操作具有减小的失真。
补偿数字放大器的电源电压上的脉动，从而引起这些数字放大器的输出信号的失真的减小，这可以被看作是本发明的示例性实施例的要点。特别是，至数字放大器、尤其是至例如D类放大器的H桥的电源线上脉动消去(cancellation)模块或线性调节器的提供，允许减小放大器输出信号的失真。此外，其被线性控制的开关半桥的晶体管的控制允许改进的输出信号。
参考下文中所述的实施例并参考下面的附图，本发明的这些和其它方面将是显而易见的并将被阐明：
图1示出了依据本发明用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器的第一示例性实施例的示意图。
图2示出了依据本发明用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器的第二示例性实施例的示意图。
图3示出了依据本发明用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器的第三示例性实施例的示意图。
图4示出了图3的数字放大器的简化电路图。
图5示出了依据本发明用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器的第四示例性实施例的示意图。
图6示出了图5的数字放大器的简化电路图。
图7是示出图4的数字放大器中的定时的时间图。
在下面将参考附图说明本发明的示例性实施例。在图1、2、3、4、5和6中所述的数字放大器是D类放大器，其具有全桥，通常被称作H桥。尽管事实是将参考D类放大器的示例性实施例说明本发明，但对本领域技术人员来说显而易见的是，本发明不限于D类放大器，而是可以适用于任何种类的数字放大器，其中电源电压的脉动引起诸如放大器的输出信号的失真之类的问题。
图1示出了依据本发明用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器的第一示例性实施例的简化示意性框图。图1中的参考数字2表示输出音频信号至调制器4的音频源。调制器4利用较高频率的方波来脉宽调制音频信号，以使调制器4的输出处的信号输出包括作为调制信号的脉宽变化的音频信号信息。此调制信号馈给一组半桥开关，其通常被称为H桥6。通常，每一H桥由两个功率MOSFET组成。在将输出信号施加至扬声器10之前，将桥6的输出馈入用于对信号滤波 的滤波器。不像A或B类结构，放大器负载，也就是扬声器10跨接在桥6的腿上，而不是从输出至地。需要注意，也可以在D类半桥体系结构中实施本发明。在将本发明应用至D类半桥体系结构中的情况下，扬声器然后连接至半电源(half supply)，或通过一系列电容。
参考数字12表示电源，比如开关电源或甚至为电池。电源12通过电源端口14将电源电压馈给桥6的开关。如可以从图1中获得的，依据本发明，在电源端口14和桥6之间的电源线中存在脉动抑制电路16。脉动抑制电路16被设置成抑制供给桥接电路6的电源电压的电压脉动。
依据本发明的示例性实施例，可将调制器4、全桥6和脉动抑制电路16设置成一个模块或集成电路18。这种集成电路(IC)或模块通常组成数字放大器。
依据本发明的所述示例性实施例，利用新的和本发明的发现，以使得通过电源脉动抑制的增强可以减小在桥6的输出即数字放大器的输出处失真的相当大的部分。由于依据本发明的脉动抑制电路16，所以可以有利地减小针对输出脉动的电源需要，这又可以产生成本大大减小的可能。此外，本发明使得能够提供基本上没有失真的数字开环开关放大器。
图2示出了依据本发明的第二实施例的简化示意性框图。图2中的参考数字20表示连接至数字放大器的电源端口22的电源，比如开关电源SMPS。依据本发明的这个示例性实施例，对于每一通道Ch1、Ch2、Ch3、Chi和Chn，配备脉动消去模块RC1、RC2、RC3、RCi、RCn。利用参考数字24来表示脉动消去模块24。依据本发明的此第二示例性实施例的变形，可以通过电压抑制电路设置这些脉动消去模块24。这些电压抑制电路完成两个任务。第一，它们确保供给放大器的开关的电源电压的电压波动的必要的抑制。第二，它们去耦单独的音频通道Ch1至Chn。通过线性控制器或线性调节器可以实现电压抑制电路24，所述线性控制器或线性调节器根据所施加的电流而可以是标准的或低下降的线性控制器或调节器。然而，由于实际上电源电压的控制或调节不是必须的，由于通过SMPS20来控制电源电压的DC值，所以依据本发明的所述示例性实施例的变形，通过可变电阻器也可以实现脉动消去模块24，该可变电阻器的电阻可以被控制低至仅几个mΩ。 这种可变电阻器允许均衡寄生电源线处的电压降，这取决于所施加的负载。同样，有利地，这些可变电阻器允许减小和均衡由SMPS中的开关引起的波动或脉动以及由负载变化导致的瞬态电压起伏或抖动的波动或脉动。换句话说，通过脉动消去模块24中的可变电阻器，电源线中电阻的调制允许在供给开关的电源电压中避免与负载相关的电压降。
通过具有合适的栅驱动的MOSFET可以实现这种可变电阻器。有利地，在低阻MOSFET的情况中，整个数字放大器的系统有效性几乎保持不变。
有利地，如图2中示出的本发明的所述示例性实施例允许在全数字音频放大器的情况中提高的声音质量和非常好的通道隔离，即使仅使用一个电源。此外，有利地，可以大大减小对电源的输出进行滤波的工作量，因为通过脉动消去模块24来处理电压波动的实际抑制。
图3示出了依据本发明的数字放大器的第三示例性实施例的简化示意性框图。在图3中，与图1中使用的相同的参考数字表示相同或相应的元件。参考数字30表示包括非常粗的电压控制的粗电源，所述输出电压即电源电压被提供给桥6，并且它包括脉动且是不稳定的。该粗电源电压通过数字放大器34的电源端口14输入至数字放大器34。参考记号35表示线性控制，它被设置在电源端口14和桥6的开关之间。参考图4将详细说明线性控制35在哪里以及如何连接至桥6。参考数字32表示音量设置，通过所述音量设置，操作数字放大器的人可以设置通过扬声器10输出的音频信号的音量，也就是通过桥6的开关输出的信号电平。在多通道放大器系统中，依据本发明的一个方面，对于每一通道或通道组可以单独实现线性控制。有利地，这允许使用者控制通道之间的差别，例如，通过借助于音量设置32调节线性控制35的左右平衡或后前(back-forward)控制。
正如在前面的实施例中一样，在图3中示出的第三示例性实施例利用了新的和本发明的发现，即通过改进数字放大器34的电源脉动抑制，可以改进数字放大器34的失真特性。如可以从图3中获得的，可以配备线性控制35，该线性控制35也可以通过线性调节器来实现。线性控制35允许输出电压变化，以使得可以控制供给桥6的开关的电压。该线性控制35有利地允许仅具有最小脉动的干净的电源电压。 由于线性控制35，所以可以没有附加成本地使用可变电源电压(VVS)。可变电源电压提供开关放大器中空载损耗的急剧减小。此外，可以大大减小正常工作过程中的电磁发射(EMI)。在最高的输出电压设置处的线性控制35的控制裕度甚至可以是0(减小损耗至最小)，因为在峰值功率处的失真要求在音频应用中通常不那么严格。优选地，通过诸如线性控制器35之类的线性输出电压调节器来实现线性控制35，其中可以在宽的范围中改变输出电平，以控制放大器输出功率(音量控制)。如图3中所示，可将线性控制35、调制器4和全桥6合并成一个模块或集成电路。
图4示出了依据本发明的示例性实施例的线性控制35和桥6的简化电路图。如通过框40示出的，依据本发明的一个方面，可将线性调节器和桥6一起集成在一个模块或集成电路中。H桥6包括在H结构中的四个开关(晶体管)42、44、46和48。通常，两个上部开关42和44被称作高侧开关，而开关46和48被称作低侧开关。此外，配备了在具有输入信号“输入1”的线路和开关42的栅极之间设置的第一驱动器50，所述输入信号被馈给开关46的栅极。此外，配备了第二驱动器52，其输入信号是信号“输入2”，并且其输出被提供给开关44的栅极。同样，信号“输入2”被提供给开关48的栅极。如可以从图4中获得的，输出信号输出1和输出2跨过桥的腿。H桥的通常结构和操作在本领域是已知，因此在此不将详细说明。如可以从图4中获得的，线性控制35包括线性调节器54和比较器或差动放大器56。比较器或差动放大器56的一个输入连接至线性控制35的输出和桥6的输入之间的线性控制35的输出线。换句话说，该输入连接至桥6的驱动电压U驱动。同样，比较器或差动放大器56的所述输入通过电容器58连接至桥6的接地参考。在比较器或差动放大器56的输入处的电压信号被称作U感测。比较器或差动放大器56的另一输入接收参考电压。比较器或差动放大器56的输出被输入至线性调节器54，其也接收电源电压输入。
线性控制35监控用于H桥6的电源电压，并校正相对于参考电压所比较的任何差别。参考电压信号是控制H桥的供电电压的工具。对于在输入信号输入1和输入2处的固定调制深度，所述参考信号因此允许控制输出信号输出1和输出2的输出功率。优选地，感测 (sense)信号U感测应该尽可能近地连接至H桥的开关42和44，在这种情况下需要很好地控制电压U桥。
在线性控制35的工作过程中，在线性调节器54上出现电压降。在线性调节器54上的电压降产生损耗。这些损耗线性地相关于负载电流。换句话说，只要桥接电压是低的，则负载电流就是低的，因此在调节器中的损耗也就是低的。由于该关系，有利地，在高电流通过调节器时出现高输出音量的损耗，但存在低的电压降。在低音量处，将存在高的电压降，但仅是低电流。
有利地，依据本发明的一个方面，在输出功率信号输出1和输出2处用于高输出功率的控制裕度应该被选择为最小。通过这样做，可以实现非常高的效率。这意味着在极端情况中，将线性调节器54设置成在最高的输出功率设置处不存在用于电源脉动的补偿。换句话说，在高功率处，相比于减小的输出功率，总谐波特性将变得更坏。然而，这完全适于传统放大器的性能，其中失真在过量的输出功率处上升。因此，有利地，这对音频应用不具有任何负面影响。
依据本发明的一个方面，通过音量控制来控制的粗电压设置可以用于依据音量设置来逐步地调节输入电压。换句话说，可以实现双级控制(two step control)。这允许进一步减小线性调节器54中的损耗。
依据本发明的示例性实施例的另一方面，简单的SMPS可用作在线性调节器54之前在一个步骤中的粗开关模式调节器，由于它的拓扑结构，所以其仅允许输入电压变化的补偿，而不允许负载变化。有利地，由于在线性控制35之前这种粗开关模式调节器的提供，所以控制裕度可以保持最小，并因此可以实现非常高的效率。
有利地，线性控制35可以用于多通道应用中多于一个的通道，例如线性控制35可以用于立体声放大器中的左侧和右侧。然而，为了实现通道的最小耦合，分开的调节器可以是有利的，同样对于过量的功率，每个通道的线性控制可以提供更好的损耗和热分布。
图5示出了依据本发明的数字放大器的第四示例性实施例的简化示意性框图。在图5的实施例中，与图1中使用的相同的参考数字表示相同或相应的元件。图5中的参考记号60表示电源脉动监控电路，其连接于电源12和桥6之间。电源脉动监控电路60被设置成测量通 过电源12提供的电源电压，并控制线性区域中桥6的开关之一。优选地，电源脉动监控电路控制线性区域中的低侧开关之一(例如图4中的开关46或48)。有利地，通过依据本发明的这种控制，在功率级内部补偿由于负载电流改变而引起的电源12所供给的电源电压中的电压降。有利地，这允许考虑到全部可能的电压降，包括铜印制线和半导体封装中的损耗。当然，也可以补偿由弱电源控制或小的输出电容器引起的电压降。有利地，与已知解决方案相比，这允许具有低失真的非常便宜的数字放大器，其中大的输出电容器和具有宽的铜印制线的电源线是必需的。除了更有成本效率之外，依据本发明通过电源脉动监控电路60的补偿也允许布线中电压降的补偿。
图6示出了描述依据用于一个半桥的本发明的示例性实施例的电源脉动监控电路60的结构的简化电路图。
参考数字70表示具有K1增益的差动放大器，它测量相对于参考电压的电源电压上的电压脉动，并产生被输出至另一差动放大器72的信号U脉动。只要电源电压上的电压脉动小于补偿裕度，信号U脉动 就是正的。
参考数字74表示具有K1增益的另一个差动放大器(与差动放大器70增益相同)，它测量在低侧开关76上的电压降。差动放大器74的输出信号被称作U下降。通过差动放大器72将电压U下降与电压U脉动 进行比较。基于U下降对U脉动的比较的差动放大器72的输出信号被称作误差信号UErr。将误差信号UErr馈入低侧栅驱动器78，以基于误差信号UErr来控制低侧开关76的栅电压。
参考数字80表示用于驱动高侧开关82的栅电压的高侧栅驱动器。
图7示出了一个时间图，该时间图描述在将依据本发明的第四实施例的电源脉动监控电路60应用至诸如在图4中示出的桥6之类的H桥时数字放大器中的信号。在图7中使用的信号名称与在图4至6中使用的信号名称相同。
图7中的第一幅图示出了由模拟音频源2输出至调制器4的音频信号。
随后的两幅时间图示出了通过调制器4输入桥6的相应的输入信号：输入信号1和输入信号2。
随后的图描述了电源电压，其中水平线表示基于时间的理想电压，而线90示出了包括脉动的实际的电源电压。
随后的两幅图示出了从桥6输出的输出信号：输出信号1和输出信号2。尽管事实是图7中的表示是夸大的，但显而易见的是，输出信号1和输出信号2受到了电源电压上脉动的影响。特别是，输出信号1对输入信号1和输出信号2对输入信号2的比较表明输出信号表现出了失真。然而，由于依据本发明为了补偿通过差动放大器70测量的电源变化而控制线性区域中的低侧开关，所以在输出信号1和输出信号2上示出的失真是这样的：当将输出信号1和输出信号2这两个信号组合成一个被提供给扬声器10的输出信号时，失真消除或彼此补偿。因此，如示出了输出电压的随后的图中所示，输出电压没有失真。
依据本发明的第四实施例的一个方面，选择参考输入信号，以使电源电压决不变得低于所述参考电压。依据本发明，基于控制裕度和损耗的最小化进行补偿裕度的选择。
依据在图5和6中示出的第四实施例的有利方面，用于误差信号的附加滤波器可以用来对多个开关周期上的误差信息进行平均，以减小对于补偿控制回路的带宽需要。这不具有对总谐波失真(THD)的负面影响，因为这是由音频带中电源脉动的影响支配的。在此，低频脉动是特别重要的。对于较高的脉动频率(超过5kHz)，较高的谐波不落入测量带，并且不会影响THD。
依据在图5和6中示出的第四示例性实施例，连续监控电源电压，并相对于参考电压对其比较。然而，依据本发明的示例性实施例的变形，通过用于电源电压信号的采样和保持功能块可以实现类似的功能。然后，对每一开关周期采样电源电压，从而导致在一个周期期间在负载侧开关上的恒定的电压降。在开关周期过程中的电源电压变化没有影响。有利地，这允许对电源电压线路上开关噪声的敏感性的减小。
同样，依据本发明的第四示例性实施例的另一变形，电源电压的自适应跟踪可以用于自动调节参考电压。有利地，这以损耗对于给出的补偿裕度保持最小的方式来执行。
依据此变形的一个方面，这种自适应系统具有裕度的自动设置。 负载电流主要引起电源脉动。此外，低输出电压将导致低输出电流。在低负载电流处，补偿裕度可以比在高电流处的小。因此，依据本发明的这个方面，有利的是与放大器的输出音量一起来控制裕度，以便最小化损耗。
依据第四实施例的另一方面，电源脉动监控电路60可以是栅驱动电路的一部分。优选地，电源脉动监控电路60在集成电路的内部，以减小部件计数。
依据本发明的第四示例性实施例的另一方面，替代的电源脉动监控电路60也可以具有高侧开关。因此，依据本发明的这个方面，取代避免低侧开关在饱和时不工作，可以对高侧开关配备电源脉动监控电路，以避免高侧开关在饱和时工作。

Claims (9)

1.用于将音频信号转换成功率输出的数字放大器，包括：电源端口；具有至少一对开关的桥接电路；以及脉动抑制电路，用于抑制通过电压馈送端口供给具有至少一对开关的桥接电路的电源电压的电压脉动；其中在电源端口和具有至少一对开关的桥接电路之间设置所述脉动抑制电路；其中开关是晶体管，脉动抑制电路被连接到至少一对晶体管的第一晶体管；以及其中将脉动抑制电路设置成基于电源端口处的电压与参考电压的比较以及在至少一对晶体管的第二晶体管上的电压降来产生误差信号，并基于该误差信号控制第一晶体管的栅压，以在线性区域中驱动第一晶体管。
2.依据权利要求1所述的数字放大器，其中脉动抑制电路包括线性控制的电压控制器。
3.依据权利要求2所述的数字放大器，其中控制电压控制器用于放大器的多路通道；其中将至少一对开关设置为H桥；并且其中在控制电压控制器之前应用粗电源电压设置。
4.依据权利要求1所述的数字放大器，其中脉动抑制电路包括带通滤波器，用于限制脉动抑制电路的带宽以减小对控制回路的要求；并且其中脉动抑制电路进一步包括采样和保持电路，用于采样在工作周期时电源端口处的电压。
5.依据权利要求1所述的数字放大器，进一步包括参考电压源，它基于电源端口处的电压产生参考电压，以确保需要的补偿裕度。
6.依据权利要求1所述的数字放大器，其中至少一对开关包括功率晶体管，并且其中将功率晶体管和脉动抑制电路集成在一个模块或集成电路中。
7.依据权利要求1所述的数字放大器，其中脉动抑制电路的补偿裕度适于放大器的输出功率，以使它在放大器的高输出功率处是低的，并且其中数字放大器是D类放大器。
8.一种用于电源和D类放大器之间的连接的脉动抑制电路，所述脉动抑制电路包括线性控制的电压控制器，所述D类放大器包括至少一对晶体管，脉动抑制电路被连接到至少一对晶体管的第一晶体管；其中将脉动抑制电路设置成基于电源端口处的电压与参考电压的比较以及在至少一对晶体管的第二晶体管上的电压降来产生误差信号，并基于该误差信号控制第一晶体管的栅压，以在线性区域中驱动第一晶体管。
9.用于抑制D类放大器的电源电压中的脉动的方法，所述D类放大器包括至少一对晶体管，所述方法包括下列步骤：对D类放大器的电源线上的电源电压进行线性电压控制，其中基于电源端口处的电压与参考电压的比较以及在至少一对晶体管的第二晶体管上的电压降来产生误差信号，并基于该误差信号控制第一晶体管的栅压，以在线性区域中驱动第一晶体管。
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