JP2006522541A - デジタル増幅器 - Google Patents

Abstract

最近、Ｄ級オーディオ増幅器の使用がより一層広まっている。一般に使用されているＡＢ級のリニア増幅技術とは対照的に、Ｄ級増幅器は、効率の改善を可能にする。しかし、Ｄ級増幅器の原理は、その歪特性が悪いことで知られる。本発明によれば、オーディオ信号をパワー出力に変換するための、少なくとも１対のスイッチを有したブリッジ回路６に供給される電源電圧中の電圧リップルを抑制するためのリップル抑制回路１６を含む、デジタル増幅器１８が提供される。リップル抑制回路１６は、ブリッジ回路６中のスイッチに供給される電源電圧中の、デジタル増幅器１８の出力信号中の歪の大部分を引き起こすことが判明しているリップルを抑制する。

Description

本発明は、デジタル信号をパワー出力に直接変換するデジタル増幅器の分野に関する。より詳しくは、本発明は、リップルおよびノイズを有した電源によって給電される、そのようなデジタル増幅器に関する。詳細には、本発明は、オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器と、リップル抑制回路およびリップルを抑制するための方法とに関する。

いくつかのタイプのパワー増幅器の出力段が開発されてきた。便利よく、それらは、例えばＡ級増幅器、Ｂ級増幅器およびＣ級増幅器とに分類される。より最近では、Ｄ級増幅器が出現した。Ａ、Ｂ、ＡＢおよびＤ級は、低周波のオーディオ設計で共通であり、サーボ・モータ駆動およびＲＦ増幅など他の領域において、いくつかの用途を有する。Ｃ級、Ｅ級およびＦタイプは、通常ＲＦ用途のみで使用される。

ここ数年、殊にＤ級増幅器は、一般に使用されるＡＢ級のリニア増幅技術とは対照的に効率が急激に改良されたため、ますます普及してきた。Ｄ級増幅器は、Ｃａｒｓｔｅｎ Ｎｉｅｌｓｅｎによる「Ｈｉｇｈ Ｆｉｄｅｌｉｔｙ ＰＷＭ ｂａｓｅｄ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｆｏｒ Ａｃｔｉｖｅ Ｓｐｅａｋｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ ａ ｖｅｒｙ ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ」（１００^ｔｈ ＡＥＳ Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ、Ｃｏｐｅｎｈａｇｅｎ、１９９６年５月、ｐｒｅ−ｐｒｉｎｔ ４２５９）に全体的に記述されており、これは、参照により本明細書に組み込まれる。

Ｄ級増幅器の開発には、増幅器の効率を向上させる努力が表れている。スイッチング・レギュレータのスキームと同様に、Ｄ級増幅器は、より高い周波数の矩形波を用いてオーディオ入力信号をパルス幅変調し、したがってオーディオ信号の情報が、変調信号のパルス幅の変動になる。この変調信号は、通常Ｈブリッジと呼ばれる一式のハーフ・ブリッジのスイッチに送られ、各Ｈブリッジは、２つのパワーＭＯＳＦＥＴから構成される。ＡまたはＢ級構造の場合と違い、増幅器負荷またはラウドスピーカが、出力部からグランドの間でなくて、ブリッジのレッグ間に配置される。この構成によって、増幅器は、二極式電源を必要とせず、または出力中にＤＣオフセットを導入せず、２０Ｈｚまでの低い低周波信号を再生することが可能になる。

より一層普及したにもかかわらず、Ｄ級オーディオ増幅器は、歪特性が不十分であることで知られる。変調出力をフィルタリングして、高周波信号を除去し、入力信号を増幅して回復する試みがなされた。二極バターワース・フィルタ、二極チェビシェフ・フィルタまたは二極ベッセル・フィルタなどのフィルタ構成が、満足する結果をもたらしていない、またはかなりの努力およびコストを費やした、いずれかであると知られている。

本発明の目的は、デジタル増幅器中の歪を減少することである。
用語、「デジタル増幅器」は、本明細書で使用するとき、パワー出力に直接変換する増幅器に適用される。

本発明の例示的実施形態によれば、上記の目的は、電源ポートと、少なくとも１対のスイッチを有したブリッジ回路と、リップル抑制回路とを含む、オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器を使用して、解決することができる。リップル抑制回路は、少なくとも１対のスイッチを有したブリッジ回路に電圧供給ポートを介して給電される電源電圧中の、電圧リップルを抑制するように構成され、そのように適応する。リップル抑制回路は、電源ポートとブリッジ回路の間に配置される。

本発明の一側面によれば、デジタル増幅器の歪のかなりの部分が、デジタル増幅器の電源電圧中のリップルによって引き起こされることが判明している。この点で、この出願に関して、用語、「リップル」は、１００Ｈｚのリップルまたはその種の他のものなどに限定されず、障害、不要な波動性および出力信号の２０ｋＨｚのバンド幅内のリップルを称するものと留意すべきである。用語、「抑制」は、すべての補償または等化を含む。殊にＤ級増幅器の場合、正帰還のＤ級増幅器中の重大な歪源の１つは、負荷電流が変化するため生じる電圧降下によって引き起こされる、Ｄ級増幅器のフル・ブリッジにおける電源電圧のリップルであることが、判明している。

したがって、本発明によるリップル抑制回路を使用して、デジタル増幅器中の歪は、著しく減少することができる。このため、本発明の上記の例示的実施形態によるデジタル増幅器は、どのような帰還もなく、一方確実に全高調波歪指数が改善された完全にデジタルのオーディオ増幅器のために、使用することができる。言い換えると、本発明によるデジタル増幅器を使用した、開ループを有してもよく一方歪が減少された、デジタル・スイッチング増幅器が提供される。

請求項２中で述べたように本発明の例示的実施形態によれば、リップル抑制回路は、出力電圧の変動を可能にする、リニアに制御される電圧コントローラを含む。有利にも、そのリニア制御によって、電源電圧が最小のリップルを有することを保証され、したがって歪が低減された出力信号を得る。有利にも、リニアに制御される電圧コントローラによって、可変電圧電源（ＶＶ）が、追加のコストなしで実現され得る。可変電圧電源によって、スイッチング増幅器中の空転損失の飛躍的な低減が可能になる。さらに、有利にも、電磁干渉（ＥＭＩ）が、通常動作中に低減され得る。

請求項３中で述べたように本発明の他の例示的実施形態によれば、制御される電圧コントローラの前に粗い電源電圧設定を適用する、デジタル増幅器が提供される。粗い電源電圧の調整のためだけで、安価な不正確でさえある電源が、増幅器出力において歪の低減を達成しながら、デジタル増幅器と組み合わせて使用することができる。したがって、例えばバッテリを電源として使用してもよい。

請求項４中で述べたように本発明の他の例示的実施形態によれば、リップル抑制回路が、例えばＤ級増幅器のブリッジ構成による１対のトランジスタの一方のトランジスタをこのトランジスタのリニア領域中で駆動するように構成された、デジタル増幅器が提供される。有利にも、本発明のこの例示的実施形態によれば、パワー段の内部の電圧降下が、銅配線部および半導体パッケージ中の損失を含め、可能な電圧降下をすべて考慮することによって、補償される。有利にも、本発明のこの例示的実施形態によれば、電源の制御が不十分、または出力キャパシタンスが小さいため生じる電圧降下も、補償されることになる。さらに、有利にも、出力電圧の安定性に関する電源への要求が削減されるので、著しいコスト低減のチャンスが得られる。

請求項５、６および７では、有利にも、コストを低く維持しながら、デジタル増幅器の電源電圧中のリップルを減少するまたは完全に補償することによって、デジタル増幅器の出力信号中の歪の低減を可能にする、本発明の他の例示的実施形態が提供される。

請求項８中で述べたように本発明の他の例示的実施形態によれば、本発明によるデジタル増幅器システムが、モジュールまたは集積回路中に集積化される。これによって、有利にも、歪を低減しながら最小寸法を有したデジタル増幅器の提供が可能になる。さらに、有利にも、これによって、増幅器段および補償回路が１チップ上に提供される。

請求項１０中で述べたように本発明の他の例示的実施形態によれば、デジタル増幅器は、Ｄ級増幅器であり、Ｈブリッジを有することが好ましく、リップル抑制回路の補償マージンが、増幅器の出力パワーに適応する。

本発明の他の例示的実施形態が、請求項１０中で述べられており、電源とＤ級増幅器のＨブリッジの間に接続することができるリニアに制御される電圧コントローラを含む、電源とＤ級増幅器の間を接続するためのリップル抑制回路が提供される。有利にも、電源の出力電圧の電圧安定性に対する要求を削減し、電源のコストを低減しながら、本発明のこの例示的実施形態によるリップル抑制回路は、Ｄ級増幅器の出力信号中の歪の低減を可能にする。

請求項１１中で述べたように本発明の他の例示的実施形態によれば、Ｄ級増幅器の少なくとも１対のトランジスタの一方のトランジスタを、このトランジスタのリニア領域中で動作させ、この増幅器の出力信号中の歪の低減を可能にする、リップル抑制回路が提供される。

請求項１２および１３において、Ｄ級増幅器の電源中のリップルを抑制し、それによって歪が減少した状態でＤ級増幅器の動作を可能にするための方法の例示的実施形態が提供される。

デジタル増幅器への電源電圧上のリップルを補償し、これらのデジタル増幅器の出力信号中の歪を低減させることが、本発明の例示的実施形態の要旨であるものとして見なしてよい。殊に、デジタル増幅器へ、特に例えばＤ級増幅器のＨブリッジへの供給ライン中に、リップル削除モジュールまたはリニア・レギュレータを設けることによって、増幅器の出力信号中の歪の減少が可能になる。さらに、リニアに制御されるようなスイッチング・ハーフ・ブリッジのトランジスタの制御によって、出力信号の改善が可能になる。

本発明のこれらおよび他の側面が、明らかであり、本明細書に以降述べられた実施形態を参照し、以下の図面を参照すると明らかにされる。

以下に、本発明の例示的実施形態を、図を参照して述べる。図１、２、３、４、５および６に示したデジタル増幅器は、Ｄ級増幅器であり、通常Ｈブリッジとして呼ばれるフル・ブリッジを有する。本発明について、Ｄ級増幅器の例示的実施形態に関して述べるにしても、本発明は、Ｄ級増幅器に限定されるものでなく、電源電圧中のリップルが、増幅器の出力信号中に歪を生じるなどの問題を引き起こすような、どのような種類のデジタル増幅器にも適用可能であることが当業者には明白である。

図１に、オーディオ信号をパワー出力に変換するための、本発明によるデジタル増幅器の第１の例示的実施形態の簡単化した概略ブロック図を示す。図１の参照番号２は、オーディオ信号を変調器４に出力する、オーディオ源を示す。変調器４は、より高い周波数の矩形波を用いてそのオーディオ信号をパルス幅変調し、したがって変調器４の出力部で出力される信号は、変調信号のパルス幅の変化としてオーディオ信号の情報を含む。この変調信号は、通常Ｈブリッジ６と呼ばれる、一式のハーフ・ブリッジのスイッチに送られる。通常、各Ｈブリッジは、２個のパワーＭＯＳＦＥＴから構成される。ブリッジ６の出力は、信号をフィルタリングするためにフィルタ中に送られ、その後出力信号が、ラウドスピーカ１０に加えられる。ＡまたはＢ級構造の場合とは違い、増幅器負荷、すなわちラウドスピーカ１０は、出力部からグランドの間ではなく、ブリッジ６のレッグ間に接続される。本発明は、Ｄ級増幅器のハーフ・ブリッジ・アーキテクチャの形で実現してもよいことに留意すべきである。本発明が、Ｄ級増幅器のハーフ・ブリッジ・アーキテクチャに適用される場合、次に、スピーカが、ハーフ電源に、または直列キャパシタンスによって接続される。

参照番号１２は、スイッチング電源などまたはバッテリでもよい電源を示す。電源１２は、電源ポート１４を通じてブリッジ６のスイッチに電源電圧を給電する。図１から分かるように、本発明によれば、電源ポート１４とブリッジ６の間の電源ライン中に、リップル抑制回路１６が位置する。リップル抑制回路１６は、ブリッジ回路６に加えられる電源電圧中の電圧のリップルを抑制するように構成される。

本発明の例示的実施形態によれば、変調器４、フル・ブリッジ６およびリップル抑制回路１６は、１個のモジュールまたは集積回路１８中に構成してもよい。そのような集積回路（ＩＣ）またはモジュールは、通常デジタル増幅器を構成する。

本発明のこの例示的実施形態によれば、ブリッジ６の出力、すなわちデジタル増幅器の出力におけるかなりの部分の歪は、電源のリップル除去比を高めることによって、減少させることができるという、新しい創意に富む発見が、使用される。本発明によるリップル抑制回路１６のため、有利にも、出力リップルに関する電源要求の削減を可能とすることができ、それによって次に、著しいコスト削減のチャンスをもたらすことができる。さらに、本発明によって、基本的に歪がないデジタルの開ループ・スイッチング増幅器の提供が可能になる。

図２に、本発明の第２の実施形態の簡単化した概略ブロック図を示す。図２の参照番号２０は、デジタル増幅器の電源ポート２２に接続された、スイッチング電源ＳＭＰＳなどの電源を示す。本発明のこの例示的実施形態によれば、Ｃｈ１、Ｃｈ２、Ｃｈ３、ＣｈｉおよびＣｈｎ毎に、リップル削除モジュールＲＣ１、ＲＣ２、ＲＣ３、ＲＣｉおよびＲＣｎが設けられる。このリップル削除モジュールは、参照番号２４で示される。本発明のこの第２の例示的実施形態の変形形態によれば、これらのリップル削除モジュール２４は、電圧抑制回路によって構成してもよい。これらの電圧抑制回路は、２つの仕事を果たす。まず、それらは、増幅器のスイッチに給電される電源電圧中の電圧変動の必要な抑制を保証する。次に、それらは、個々のオーディオ・チャネルＣｈ１からＣｈｎまでを切り離す。電圧抑制回路２４は、リニア・コントローラまたはリニア・レギュレータによって実現してもよく、それらは、供給される電流に依存して、標準のまたは低電圧降下のリニア・コントロールまたはレギュレータでもよい。しかし、本発明のこの例示的実施形態の変形形態によれば、電源電圧の制御または調整が実際不要であり、電源電圧のＤＣ値がＳＭＰＳ２０によって制御されるので、リップル削除モジュール２４は、可変抵抗器によって実現することができ、その抵抗値は、わずか数ｍΩまで低く制御されることが可能である。そのような可変抵抗器によって、寄生電源ラインにおける電圧降下の等化が可能になり、その電圧降下は、適用される負荷に依存する。また有利にも、これらの可変抵抗器によって、ＳＭＰＳ中のスイッチングから生じる波動性またはリップルの、および負荷変動から引き起こされる過渡的電圧変動またはジッタの減少または等化が可能になる。言い換えると、リップル削除モジュール２４中の可変抵抗器による電源ライン中の抵抗値の変調のため、スイッチに給電される電源電圧中の負荷に依存する電圧降下の回避が可能になる。

そのような可変抵抗器は、適切なゲート・ドライブを有したＭＯＳＦＥＴによって実現してもよい。有利にも、低オーミックＭＯＳＦＥＴの場合、デジタル増幅器全体のシステム有効性がほとんど変更されないままである。

有利にも、図２に示す本発明のこの例示的実施形態によって、たとえ１個しか電源が使用されない場合でも、完全デジタルのオーディオ増幅器の場合、音質の改善、およびチャネル間の極めて良好な分離が可能になる。さらに、有利にも、電圧変動の実際の抑制が、リップル削除モジュール２４によって処理されるので、電源の出力をフィルタリングするための労力は、かなり削減することができる。

図３に、本発明によるデジタル増幅器の第３の例示的実施形態の簡単化した概略ブロック図を示す。図３では、図１と同じ参照番号を使用して、同じまたは対応する構成要素を示す。参照番号３０は、極めて粗い電圧制御を含み、電圧を出力する、すなわち電源電圧がブリッジ６に給電され、その電源電圧がリップルを含み安定していない、粗い電源を示す。この粗い電源電圧は、デジタル増幅器３４の電源ポート１４を通じてデジタル増幅器３４へ入力される。参照番号３５は、電源ポート１４とブリッジ６のスイッチの間に配置されたリニア・コントロールを示す。どこでどのようにリニア・コントロール３５がブリッジ６に接続されるのかについての詳細な説明は、図４を参照して行う。参照番号３２は、このデジタル増幅器を扱う人員が、ラウドスピーカ１０によって出力されるオーディオ信号のボリュームを、すなわちブリッジ６のスイッチによって出力される信号レベルを設定することができる、ボリューム設定部を示す。複数チャネルの増幅器システムの場合、本発明の一側面によれば、リニア・コントロールをチャネル毎にまたはチャネル・クラスタ毎に、別々に実現してもよい。有利にも、これによって、ユーザによるチャネル間の差の制御、例えばボリューム設定部３２を用いたリニア・コントロール３５の調節による左右バランスまたは前後送りの制御が可能になる。

前記の実施形態でのように、図３に示す第３の例示的実施形態は、新しい創意に富んだ発見、すなわちデジタル増幅器３４の電源のリップル除去比を向上させることによって、デジタル増幅器３４の歪特性を改善することができる事実を使用する。図３から分かるように、リニア・コントロール３５は、リニア・レギュレータによって実現してもよく、これを設けてもよい。リニア・コントロール３５によって、ブリッジ６のスイッチに給電される電圧を制御することができるような出力電圧の変化が可能になる。このリニア・コントロール３５によって、有利にも、最低のリップルだけを有した、きれいな電源電圧を得ることが可能になる。リニア・コントロール３５のため、可変電圧電源（ＶＶＳ）を追加のコストなしで使用することができる。可変電圧電源は、スイッチング増幅器中の空転損失の飛躍的な低減をもたらす。さらに、通常動作中、電磁放射（ＥＭＩ）をかなり減少させることがある。最大出力電圧設定におけるリニア・コントロール３５の制御マージンは０にさえできる（損失を最小まで減少する）。というのは、最大パワー時におけるひずみ要求が、オーディオ用途では、通常、より厳しくないからである。リニア・コントローラ３５は、増幅器出力パワーを制御（ボリューム制御）するために、出力レベルを広範囲に変化させることができるリニア・コントロール３５などのリニア出力電圧レギュレータによって、実現されることが好ましい。図３に示すように、リニア・コントロール３５、変調器４およびフル・ブリッジ６は、１個のモジュールまたは集積回路中に組み込んでもよい。

図４に、本発明の例示的実施形態によるリニア・コントロール３５およびブリッジ６の簡単化した回路図を示す。フレーム４０で示すように、本発明の一側面によれば、リニア・レギュレータおよびブリッジ６は、１個のモジュールまたは集積回路中に一緒に集積化してもよい。Ｈブリッジ６は、Ｈ構成の形である４個のスイッチ（トランジスタ）４２、４４、４６および４８を含む。通常、２個の上側スイッチ４２および４４は、ハイ側スイッチと呼ばれ、一方スイッチ４６および４８は、ロー側スイッチと呼ばれる。さらに、スイッチ４６のゲートに送られる入力信号「入力１」を有したラインと、スイッチ４２のゲートとの間に配置された、第１のドライバ５０が設けられる。さらに、その入力信号が、信号「入力２」であり、その出力が、スイッチ４４のゲートに供給される、第２のドライバ５２が設けられる。信号「入力２」は、スイッチ４８のゲートにも供給される。図４から分かるように、出力信号の出力１および出力２は、ブリッジのレッグ間から取られる。Ｈブリッジの一般的な構成および動作は、当技術で知られており、したがってここでは詳細には述べない。図４から分かるように、リニア・コントロール３５は、リニア・レギュレータ５４およびコンパレータまたは差動増幅器５６を含む。コンパレータまたは差動増幅器５６の一方の入力は、リニア・コントロール３５の出力とブリッジ６の入力の間の、リニア・コントロール３５の出力ラインに接続される。言い換えると、この入力は、ブリッジ６の駆動用電圧Ｕ_{ｄｒｉｖｅ}に接続される。コンパレータまたは差動増幅器５６のこの入力は、コンデンサ５８を介してブリッジ６のグランド基準にも接続される。コンパレータまたは差動増幅器５６のこの入力における電圧信号は、Ｕ_{ｓｅｎｓｅ}として呼ばれる。コンパレータまたは差動増幅器５６の他方の入力は、基準電圧を受け取る。コンパレータまたは差動増幅器５６の出力は、リニア・レギュレータ５４に入力され、それは、入力される電源電圧も受け取る。

リニア・コントロール３５は、Ｈブリッジ６用の電源電圧をモニタし、基準電圧と比較して、あれば差を補正する。基準電圧信号は、Ｈブリッジの電源電圧を制御するための手段である。入力信号の入力１および入力２において固定の変調深さの場合、したがって、この基準信号によって、出力信号の出力１および出力２の出力パワーの制御が可能になる。センス信号Ｕ_{ｓｅｎｓｅ}は、できるだけ近くでＨブリッジのスイッチ４２および４４に接続すべきであり、そこで電圧Ｕ_{ｂｒｉｄｇｅ}は、良好に制御する必要がある。

リニア・コントロール３５の動作中、リニア・レギュレータ５４に沿って電圧降下が起こる。リニア・レギュレータ５４に沿ったこの電圧降下は、損失を発生する。これらの損失は、負荷電流にリニアに依存する。言い換えると、ブリッジ電圧が低いかぎり、負荷電流は低く、したがってレギュレータ中の損失も低い。この関係のため、有利にも、高出力ボリュームでの損失は、レギュレータを流れる電流が高いときに起こり、一方電圧降下は低い。低ボリュームにおいては、電圧降下は高くなるが、電流は低いのみである。

有利にも、本発明の一側面によれば、出力パワー信号の出力１および出力２において、出力パワーが高い場合、制御マージンは、最小になるように選択すべきである。これによって、極めて高い効率を達成することができる。これは、極端な場合、リニア・レギュレータ５４が、最大の出力パワー設定時、電源のリップルの補償をしないように構成されることを意味する。言い換えると、高パワー時、全高調波特性が、出力パワーの減少時に比較して、悪くなるということである。しかし、これは、好ましくも従来の増幅器の動作に適合しており、そこでは歪が、過大な出力パワーにおいて増加する。したがって、有利にも、これは、オーディオ用途には、どのような悪い影響も与えない。

本発明の一側面によれば、粗い電圧設定部は、ボリューム制御によって制御され、これを使用して、ボリューム設定部による段の中の入力電圧を調節してもよい。言い換えると、２段制御を実現してもよい。これによって、リニア・レギュレータ５４中の損失のさらなる減少が可能になる。

本発明のこの例示的実施形態の他の側面によれば、リニア・レギュレータ５４の前の段中に、粗いスイッチング・モードのレギュレータとして簡単なＳＭＰＳを使用することができるはずであり、それによって、そのトポロジーのため、入力電圧変動の補償だけが可能になり、負荷変動の補償は可能としない。有利にも、リニア・コントロール３５の前にそのような粗いスイッチング・モードのレギュレータを設けることによって、制御マージンを最低に保持することができ、それによって極めて高い効率を達成することができる。

有利にも、リニア・コントロール３５は、複数チャネルの応用では、複数のチャネルのために使用することができ、例えばリニア・コントロール３５は、ステレオ増幅器中の左側および右側用に使用してよい。しかし、チャネル間の結合を最低にするために、別々のレギュレータが有利であろうし、過大なパワーには、チャネル毎のリニア・コントロールは、より良好な損失および熱の配分をもたらすこともある。

図５に、本発明によるデジタル増幅器の第４の例示的実施形態の簡単化した概略ブロック図を示す。図５の実施形態では、図１と同じ参照番号を使用して同じまたは対応する構成要素を示す。図５の参照番号６０は、電源リップル・モニタ回路を示し、それは、電源１２とブリッジ６の間に接続される。電源リップル・モニタ回路６０は、電源１２が給電する電源電圧を測定し、ブリッジ６のスイッチの一方をそのリニア領域中で制御するように、構成される。電源リップル・モニタ回路６０は、ロー側スイッチの一方（例えば、図４のスイッチ４６または４８）をそのリニア領域中で制御することが好ましい。有利にも、本発明によるそのような制御によって、負荷電流の変化から生じる電源１２が給電する電源電圧の電圧降下が、パワー段の内部で補償される。有利にも、これによって、銅配線路および半導体パッケージ中の損失を含め、可能な電圧降下をすべて考慮に入れることが可能になる。もちろん、電源の制御が不十分、または出力コンデンサが小さいため生じる電圧降下は、補償してもよい。有利にも、これによって、大量の出力コンデンサおよび広範にわたる銅配線路を有した電源配線が必要になる知られた解決策とは対照的に、低歪を有した極めて安価なデジタル増幅器を得ることが可能になる。費用効率がより高いことは別として、本発明による電源リップル・モニタ回路６０による補償によって、配線中の電圧降下の補償も可能になる。

図６に、１個のハーフ・ブリッジのための、本発明の例示的実施形態による電源リップル・モニタ回路６０の構成を表現した簡単化した回路図を示す。

参照番号７０は、Ｋ１の利得を有した差動増幅器を示し、その差動増幅器は、基準電圧に対して電源電圧上にある電圧リップルを測定して、信号Ｕ_{ｒｉｐｐｌｅ}を生成し、その信号は、他の差動増幅器７２に出力される。電源電圧上の電圧リップルが補償マージンより小さい状態である限り、信号Ｕ_{ｒｉｐｐｌｅ}は正である。

参照番号７４は、Ｋ１の利得（差動増幅器７０と同じ利得）を有した他の差動増幅器を示し、その差動増幅器は、ロー側スイッチ７６に沿った電圧降下を測定する。差動増幅器７４の出力信号は、Ｕ_ｄｒｏｐとして称される。この電圧Ｕ_ｄｒｏｐは、差動増幅器７２によって電圧信号Ｕ_{ｒｉｐｐｌｅ}と比較される。Ｕ_{ｒｉｐｐｌｅ}とＵ_ｄｒｏｐとの比較の基づく差動増幅器７２の出力信号は、エラー信号Ｕ_Ｅｒｒと呼ばれる。エラー信号Ｕ_Ｅｒｒは、ロー側ゲート・ドライバ７８中に供給されて、エラー信号Ｕ_Ｅｒｒに基づきロー側スイッチ７６のゲート電圧を制御する。

参照番号８０は、ハイ側スイッチ８２のゲート電圧を駆動するためのハイ側ゲート・ドライバを示す。

図７に、本発明の第４の実施形態による電源リップル・モニタ回路６０が、図４のブリッジ６として示されたブリッジなどのＨブリッジに適用されたとき、デジタル増幅器中の信号を表現したタイミング図を示す。図７に使用されている信号名称は、図４〜６に使用された信号名称と同じである。

図７の第１のチャートは、アナログ・オーディオ源２によって変調器４に出力されるオーディオ信号を示す。

その後の２つのタイミング・チャートは、それぞれの入力信号、すなわち変調器４によってブリッジ６中に入力される入力信号１および入力信号２を示す。

その後のチャートは、電源電圧を示し、水平ラインが、時間にわたる理想的な電圧を表し、一方ライン９０が、リップルを含む実際の電源電圧を表す。

その後の２つのチャートは、出力信号、すなわちブリッジ６から出力される出力信号１および出力信号２を示す。図７の表現が、誇張されているにしても、出力信号１および出力信号２は、電源電圧上にあるリップルによって影響されていることは明らかである。殊に、出力信号１と入力信号１との比較、および出力信号２と入力信号２との比較によって、出力信号が歪を表していることが、示されている。しかし、本発明による差動増幅器７０によって測定された電源変動を補償するために、リニア領域中でロー側スイッチを制御することによって、出力信号１および出力信号２上に現れる歪は、両方の出力信号、すなわち出力信号１および出力信号２が組み合わされて１つの信号になり、それがラウドスピーカ１０へ供給されたとき、歪が除去される、または互いに補償するようになる。したがって、出力電圧を示すその後のチャートに示すように、出力信号は歪がない。

本発明の第４の実施形態の一側面によれば、基準入力信号は、電源電圧がこの基準電圧より決して低くならないように選択される。本発明によれば、補償マージンの選択は、制御マージンおよび損失の最小化に基づき行われる。

図５および６に示す第４の実施形態の有利な側面によれば、エラー信号のための追加のフィルタを使用して、いくつかのスイッチング・サイクルにわたりエラー情報を平均し、それによって補償制御ループに対するバンド幅の要求を削減してもよい。これは、全高調波歪（ＴＨＤ）に悪影響を与えない。というのは、これは、オーディオ・バンド中の電源リップルの影響が支配的であるためである。ここでは、特に、低周波リップルが重要である。より高いリップル周波数（５ｋＨｚより高い）では、より高い高調波が、測定バンド内に入らず、ＴＨＤに寄与しない。

図５および６に示す第４の例示的実施形態によれば、電源電圧は、連続的にモニタされ、基準電圧に対して比較される。しかし、本発明のこの例示的実施形態の変形形態によれば、電源電圧信号用のサンプル・アンド・ホールド機能ブロックによって、同様の機能性を達成してもよい。すなわち、スイッチング・サイクル毎に電源電圧をサンプリングし、その結果、電圧降下が、サイクル中負荷側スイッチ上で一定になる。スイッチング・サイクル中、電源電圧変動は影響を及ぼさない。有利にも、これによって、電源電圧ライン上のスイッチング・ノイズに対する感受性の低減が可能になる。

また、本発明の第４の例示的実施形態の他の変形形態によれば、電源電圧の適応トラッキングを使用して基準電圧を自動的に調節してもよい。有利にも、これは、所与の補償マージンで損失が最小に維持されるように、実施される。

この変形形態の一側面によれば、そのような自己適応システムには、マージンの自動設定部が設けられる。負荷電流が、主に電源リップルを起こす。さらに、低出力電圧が、低出力電流になる。低負荷電流時では、補償マージンは、高電流時より小さくすることができる。したがって、本発明のこの側面によれば、損失を最小にするために、マージンを、増幅器の出力ボリューム部と一緒に制御することが有利である。

第４の実施形態の他の側面によれば、電源リップル・モニタ回路６０は、ゲート・ドライブ回路の一部分としてもよい。電源リップル・モニタ回路６０は、集積回路内に在り、構成要素数を減少することが好ましい。

本発明の第４の例示的実施形態の他の側面によれば、代替の電源リップル・モニタ回路６０を、ハイ側スイッチ用に提供することもできる。したがって、本発明のこの側面によれば、ロー側スイッチが飽和状態で動作しないことを避ける代わりに、ハイ側スイッチが飽和状態で動作させられることを避けるために、電源リップル・モニタ回路を、ハイ側スイッチ用に提供することができる。

本発明による、オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器の第１の例示的実施形態の概略図である。 本発明による、オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器の、第２の例示的実施形態の概略図である。 本発明による、オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器の、第３の例示的実施形態の概略図である。 図３のデジタル増幅器の簡単化した回路図である。 本発明による、オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器の、第４の例示的実施形態の概略図である。 図５のデジタル増幅器の簡単化した回路図である。 図４のデジタル増幅器のタイミングを示す、タイミング図である。

Claims (13)

1. オーディオ信号をパワー出力に変換するためのデジタル増幅器であって、
   電源ポートと、
   少なくとも１対のスイッチを有したブリッジ回路と、
   前記少なくとも１対のスイッチを有したブリッジ回路へ前記電源ポートを通じて給電される電源電圧中の電圧リップルを抑制するためのリップル抑制回路と、を備え、
   前記リップル抑制回路が、前記少なくとも１対のスイッチを有したブリッジ回路と前記電源ポートとの間に配置された、デジタル増幅器。
2. 前記リップル抑制回路が、リニアに制御される電圧コントローラを含む、請求項１に記載のデジタル増幅器。
3. 前記制御される電圧コントローラが、前記増幅器の複数のチャネル用であり、
   前記少なくとも１対のスイッチが、Ｈブリッジとして構成され、
   粗い電源電圧設定が、前記制御される電圧コントローラの前に適用される、請求項２に記載のデジタル増幅器。
4. 前記スイッチが、トランジスタであり、
   前記リップル抑制回路が、前記少なくとも１対のトランジスタの第１のトランジスタに接続され、
   前記リップル抑制回路が、前記少なくとも１対のトランジスタの前記第１のトランジスタを、前記第１のトランジスタのリニア領域中で駆動するように構成された、請求項１に記載のデジタル増幅器。
5. 前記リップル抑制回路が、
   前記電源ポートにおける電圧と基準電圧との比較と、前記少なくとも１対のトランジスタの第２のトランジスタに沿った電圧降下とに基づき、エラー信号を生成し、
   前記第１のトランジスタを前記リニア領域中で駆動するために、前記エラー信号に基づき、前記第１のトランジスタのゲート電圧を制御するように構成された、請求項４に記載のデジタル増幅器。
6. 前記リップル抑制回路が、制御ループに対する要求を削減するために、前記リップル抑制回路のバンド幅を制限するための帯域通過フィルタを含み、
   前記リップル抑制回路が、デューティ・サイクルで前記電源ポートにおいて電圧をサンプリングするためのサンプル・アンド・ホールド回路をさらに含む、請求項４に記載のデジタル増幅器。
7. 必要な補償マージンを保証するために、前記電源ポートにおける電圧に基づき前記基準電圧を生成する基準電圧源をさらに含む、請求項４に記載のデジタル増幅器。
8. 前記少なくとも１対のスイッチが、パワー・トランジスタを含み、
   前記パワー・トランジスタおよび前記リップル抑制回路が、モジュールまたは集積回路中に集積化された、請求項１に記載のデジタル増幅器。
9. 前記リップル抑制回路の補償マージンが、前記増幅器の高出力パワー時に低くなるように前記増幅器の出力パワーに適応し、
   前記デジタル増幅器がＤ級増幅器である、請求項１に記載のデジタル増幅器。
10. 電源とＤ級増幅器の間を接続するためのリップル抑制回路であって、
    前記リップル抑制回路が、リニアに制御される電圧コントローラを含む、リップル抑制回路。
11. 電源とＤ級増幅器の間を接続するためのリップル抑制回路であって、
    前記Ｄ級増幅器が、少なくとも１対のトランジスタを含み、
    前記リップル抑制回路が、前記少なくとも１対のトランジスタの第１のトランジスタに接続され、
    前記リップル抑制回路が、前記少なくとも１対のトランジスタの前記第１のトランジスタを、前記第１のトランジスタのリニア領域中で駆動するように構成された、リップル抑制回路。
12. Ｄ級増幅器の電源電圧中のリップルを抑制するための方法であって、
    前記Ｄ級増幅器の電源ラインで前記電源電圧のリニア電圧制御を行うステップを含む、方法。
13. Ｄ級増幅器の電源電圧中のリップルを抑制するための方法であって、
    前記Ｄ級増幅器が、少なくとも１対のトランジスタを含み、
    前記方法が、前記少なくとも１対のトランジスタの第１のトランジスタを前記第１のトランジスタのリニア領域中で駆動するステップを含む、方法。

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