CN104135239A - 推挽式线性混合h类放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了若干种推挽式线性混合H类放大器。分体式电源响应于电源控制电压提供正电源轨和负电源轨。推挽式放大器级由正电源轨和负电源轨提供电能。放大器级接收输入信号并提供相应的放大的输出信号。电源控制电路响应于正电源轨和负电源轨中较小的一个和输入信号提供电源控制电压。

Description

推挽式线性混合H类放大器
本申请是申请号为200980157645.3、申请日为2009年12月29日、发明名称为“推挽式线性混合H类放大器”的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
描述的实施方式涉及音频放大器电路。具体地，描述的实施方式涉及推挽式线性混合H类音频放大器电路。
背景技术
推挽式线性混合H类音频放大器通常由提供正电源轨和负电源轨的分体式电源提供电能。然而，通常，分体式电源的交叉调节(cross regulation)不佳，尤其是当产生电源轨(power supply rail)的电源的负载不同时。例如，如果一个电源负载很大，但另一电源负载较低，则电源不会产生相同量值的电源轨。这通常是由于变压器绕组的不完善耦合、变压器中的杂散电感和绕组电阻所导致的。
为了补偿电源轨之间的不佳交叉调节，传统的放大器电路包括反馈回路，其i)调节电源轨的总电压；或ii)调节正电源轨或负电源轨，并且期望未被调节的电源轨靠近已被调节的电源轨。
可利用下述实例来描述这些交叉调节补偿方法的问题。在示例性情景中，被放大的音频信号是大的低频正弦信号，并且在正弦的正峰值，所有的电能来自于第一电源。如果总电压被调整为50V，则正电源轨可以是20V，并且负电源轨可以为-30V。在这种方案中，可再现的最大对称电压仅为+/-20V。
另一方面，如果调节了正电源轨，例如，尽管正电源轨可通过调节保持在25V，但当第二电源负载过多时，负电源轨将降低到-20V。类似于前述方案，可再现的最大对称电压被限制为+/-20V。
发明内容
一方面，本发明提供了一种音频放大器，包括：第一音频输入端子，用于接收第一输入音频信号；第一推挽式放大器输出级，用于接收第一输入音频信号并产生第一放大的输出音频信号；分体式电源，用于响应于电源控制电压产生正电源轨和负电源轨，正电源轨和负电源轨为第一推挽式放大器输出级提供电能；及电源控制电路，用于生成电源控制电压，电源控制电压基于正电源轨和负电源轨中较小的一个和输入音频信号。
在一些实施方式中，电源控制电压交叉调节正电源轨和负电源轨。
在一些实施方式中，电源控制电路包括：绝对值块，用于将第一输入音频信号转化为整流的输入音频信号；包络检波器，用于从整流的输入音频信号产生包络信号；比较器电路，用于选择正电源轨和负电源轨中较小的一个；及差分放大器，用于生成电源控制电压，电源控制电压是包络信号和选择的电源轨之间的差值。
在一些实施方式中，音频放大器还包括第一电压箝位器件，用于使正电源轨封顶为第一预定阈值，还包括第二电压箝位器件，用于使负电源轨封顶为第二预定阈值。
在一些实施方式中，音频放大器包括有源开关电路，用于平衡正电源轨和负电源轨。
在一些实施方式中，音频放大器包括不平衡检测器，用于当正电源轨和负电源轨中的至少一个超出预定阈值时，启动有源开关电路。
在一些实施方式中，音频放大器包括：第二音频输入端子，用于接收第二输入音频信号；及第二推挽式放大器输出级，用于接收第二输入音频信号的反转形式(version)并产生第二放大的输出音频信号；其中，电源控制电压是基于正电源轨和负电源轨之中较小的一个以及第一输入音频信号和第二输入音频信号中较大的一个。
在一些实施方式中，电源控制电路包括：第一比较器电路，用于整流第一和第第二输入音频信号并选择整流信号中较大的一个；包络检波器，用于从选择的整流信号产生包络信号；比较器电路，用于选择正电源轨和负电源轨之中较小的一个；及差分放大器，用于生成电源控制电压，电源控制电压是包络信号和选择的电源轨之间的差值。
在一些实施方式中，音频放大器包括预处理电路，该预处理电路用于：将第一音频输入信号滤波为第一高频信号和第一低频信号；将第二音频输入信号滤波为第二高频信号和第二低频信号；组合第一低频信号和第二低频信号以产生总低频信号；将总低频信号累加到第一和第二高频信号以产生修正的第一和第二输入音频信号。
在一些实施方式中，音频放大器包括第二推挽式放大器输出级，用于接收第一输入音频信号的反转形式并产生第二放大的音频信号，第二推挽式放大器输出级由正电源轨和负电源轨提供电能。
本发明的其他方面和实施方式在下文中示例性实施方式的描述确定和描述。
附图说明
下文将结合附图描述本发明的优选实施方式，附图中：
图1是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图2是根据至少一种实施方式的图1的电源控制电路的电路图；
图3是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图4是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图5是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图6是根据至少一种实施方式的图5的不平衡检测器的电路图；
图7是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图8是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图9是根据至少一种实施方式的图8的电源控制电路的电路图；
图10是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；
图11是根据至少一种实施方式的图10的预处理电路的电路图；
图12是根据至少一种实施方式的音频放大器的电路图；及
图13是根据至少一种实施方式的图12的电源控制电路的电路图。
具体实施方式
首先参见图1，图1示出了根据第一实施方式的音频放大器100。音频放大器100包括音频输入端子112、推挽式放大器输出级108、分体式电源102和电源控制电路104。
音频输入端子112通常连接到提供输入音频信号114的音频源(未示出)上。输入音频信号114可以是具有时间变化量值和时间变化频率的1V峰-峰信号，或者输入音频信号114是任何其他类型的模拟音频信号。
推挽式放大器输出级108连接到音频输入端子112以接收输入音频信号114并在音频输出端子132上产生相应的放大的输出音频信号124。负载110(例如扩音器)连接到音频输出端子132上以接收放大的输出音频信号124。
在放大器100中，推挽式放大器级108是线性AB类放大器，其包括运算放大器106、第一和第二电阻117和119以及一对互补晶体管116和118。运算放大器106具有反相输入端和同相输入端，其分别由负(“-”)和正(“+”)符号表示。反相输入端连接到运算放大器106的输出并通过负反馈网路接地，该负反馈网络包括第一和第二电阻117和119。同相输入端连接到音频输入端子112以接收输入音频信号114。在这种配置中，运算放大器106产生运算放大器输出信号134，运算放大器输出信号134是输入音频信号114经电压放大后的形式。施加到输入音频信号114上的电压增益等于1+R119/R117，其中，R117是第一电阻117的阻值，R119是第二电阻119的阻值。在这种配置中，运算放大器输出信号134与输入音频信号114成比例。当输入音频信号114为正时，运算放大器输出信号134也为正，并且当输入音频信号114为负时，运算放大器输出信号134也为负。
在该实施方式中，晶体管116和118分别是共发射极配置的npn和pnp双极结晶体管(BJT)。晶体管116和118通常也连接到偏置网路(未示出)以降低严格B类放大器中的交越失真。该配置通常被称为“AB类”放大器。晶体管116和118连接在一起，从而当运算放大器输出信号134为正时，第一晶体管116传导电流并将电流推送到负载110；当运算放大器输出信号134为负时，第二晶体管118会传导电流并将电流从负载110导出。由分体式电源102产生的正电源轨126为第一晶体管116提供电能。由分体式电源102产生的负电源轨128为第二晶体管118提供电能。晶体管116和118一起工作以产生放大的输出音频信号124，放大的输出音频信号124是运算放大器输出信号134经电流放大后的形式。
在运行时，第一晶体管116或第二晶体管118需要相应的电源轨126或128提供的足够电压以产生放大的输出音频信号124。具体需要的电压将根据输入音频信号114的量值而变化。供给晶体管116和118的任何过电压将导致晶体管116和118产生功率耗散，其等于过电压和负载电流之积。这种耗散的功率被损失并增加了推挽式放大器输出级108的功率消耗。
这了解决这个问题，图1的电源控制电路104和分体式电源102配置为产生跟踪输入音频信号114的包络或绝对值的正电源轨126和负电源轨128，以降低电源轨之间的净空(headroom)和输出级108产生输出音频信号124所需要的电压。电源控制电路104跟踪输入音频信号114并产生电源控制电压130，电源控制电压130产生具有足够电压的正电源轨126和负电源轨128，从而产生放大的输出音频信号124。
分体式电源102包括两个电源120和122。每个电源120、122生成基于接收到的控制电压的输出电压。第一电源120生成正电源轨126，第二电源122生成负电源轨128。在放大器100中，两个电源均由电源控制电压130控制并以相应的量值生成。
除了跟踪输入音频信号114之外，电源控制电路104也配置为监测正电源轨126和负电源轨128并补偿正电源轨126和负电源轨128之间不佳的交叉调节。
在电源控制电路104中，通过调整正电源轨126和负电源轨128中较小的(在绝对量值方面)一个来解决不佳的交叉调节的问题。通过确定两个电源轨126和128中哪一个更小并将其调节，分体式电源102能够产生足够的电压以允许放大器级108生成放大的输出音频信号124。
现在参考图2，图2示出了图1中的电源控制电路104的一种示例性实施方式。图2中示出的电源控制电路104包括绝对值块202、包络检波器204、比较器电路206和差分放大器208。
绝对值块202从音频输入端子112接收输入音频信号114并提供相应的整流信号226。
包络检波器204利用整流信号226并产生包络信号224，包络信号224是整流信号226的包络。包络检波器可包括二极管210、电阻212和电容器214。电容器214和电阻212并联连接在地和绝对值块202通过二极管210的输出之间。
整流信号226由二极管210接收，并且一旦整流信号226超出二极管的阈值，其将电容器214充电到电压Vpeak，Vpeak等于整流信号226的峰值减去二极管压降。一旦整流信号226下降到二极管阈值之下，电容器214通过电阻212放电。
包络检波器204具有时间常数τ，其等于R212和C214之积，其中，R212是电阻212的阻值，C214是电容器214的电容值。时间常数τ定义了电容器214放电的速度。在具有线性AB类输出级的H类放大器(例如放大器100)中，优选地，时间常数τ小，从而电源轨126和128可紧密地跟踪下降的输入音频信号114，从而最小化晶体管116和118中的传导损耗。在一些实施方式中，时间常数τ在1ms-100μs的范围内。这允许电源轨126和128紧密地跟踪0Hz-1kHz范围内的输入音频信号114。
其他放大器(例如D类放大器)通常不需要如此紧密地跟踪输入音频信号114，因此不需要这样小的时间常数τ。在D类放大器中，输出晶体管是开关晶体管，因此与线性AB类放大器相比，其具有较小数量级的传导损耗。因此，输入音频信号114不需要被紧密地跟踪以保持高效率。在D类放大器中需要的是包络被精确跟踪。通常，对D类放大器来说，跟踪25Hz信号就足够了。因此，D类放大器的时间常数τ通常可以是10ms或更大。
比较器电路206接收正电源轨126和负电源轨128并输出代表正电源轨126和负电源轨128中较小一个的电源轨222。比较器电路206可包括逆变器216和两个二极管218和220。逆变器216接收负电源轨128并产生反转的负电源轨228。二极管218和220然后一起工作以选择正电源轨126和反转的负电源轨228中较小的一个，并将较小的电源轨输出为电源轨222。
差分放大器208接收包络信号224和电源轨222并输出电源控制信号130作为对应于包络信号224和电源轨222之差的误差信号。
现在参考图3，图3示出了根据第二实施方式的音频放大器300。音频放大器300是音频放大器100的变形。音频放大器300和音频放大器100之间的不同在于增加了两个电压箝位器件302和304。两个电压箝位器件302和304确保了正电源轨126和负电源轨128不会超出预定阈值电压。这防止了晶体管116和118上的过电压情况，由于分体式电源102的无负载侧的不完善导致其输出电压升得太高，则可能发生该过电压情况。
第一电压箝位器件302连接在正电源轨126和地之间。第一电压箝位器件302确保正电源轨126不会超出预定阈值电压。当正电源轨126超出预定阈值电压时，第一电压箝位器件302耗散过剩的电荷并防止正电源轨126再攀升。
类似地，第二电压箝位器件304连接在负电源轨128和地之间。第二电压箝位器件304确定负电源轨128不会降低到预定阈值电压之下。当负电源轨128降低到预定阈值电压之下时，第二电压箝位设备304耗散过剩的电荷并防止负电源轨128降得更低。
在一些实施方式中，例如在图3所示的实施方式中，电压箝位器件302和304是齐纳二极管。在其他实施方式中，电压箝位器件302和304可以是提供上述功能的任意其他电路。
现在参考图4，图4示出了根据第三实施方式的音频放大器400。音频放大器400是音频放大器100的变形。音频放大器400和音频放大器100之间的区别在于增加了两个开关晶体管402和404、逆变器406、50％占空比的振荡器408以及电感器410。这种有源开关技术作为正电源轨126和负电源轨128之间的电压平衡器。来自无负载电源轨的过剩电荷移动或转移到有负载的电源轨上，从而电源轨126和128上的电压具有大约相等的量值。相比于音频放大器300，这是有进步的，因为过剩电荷再次分配掉了，而不是耗散或丢失了。
在这种实施方式中，有源开关技术按如下方式运行。50％占空比的振荡器408生成脉冲信号410。当脉冲信号410为高时，其将使能第二开关晶体管404，并且当脉冲信号410为低时，其将被逆变器406反转以使能第一开关晶体管402。在这种方式中，开关晶体管402和404被交替使能，每个晶体管具有50％的打开时间和50％的闭合时间。这导致正电源轨126和负电源轨128之间的任何电压不平衡表现为电感器410两侧的平均电压。因此，电感器410中的低频平均电流升高或降低并自然地将电荷通过开关晶体管402和404从高电压电源轨移动到低电压电源轨，直到两个电源轨的电压再次大至相等，在该点上，平均电感器电流降低到0。
现在参考图5，图5示出了根据第四实施方式的音频放大器500。音频放大器500是音频放大器400的变形。音频放大器500和音频放大器400之间的区别在于增加了不平衡检测器502。不平衡检测器502接收正电源轨126和负电源轨128作为输入并输出控制信号504，该控制信号504激活或去激活50％占空比的振荡器408。在一种实施方式中，不平衡检测器502仅当检测到足够的不平衡或过电压情况时，才激活50％占空比的振荡器408。其余时间内，50％占空比的振荡器408被停用，因此两个开关晶体管402和404都处于闭合状态。
现在参考图6，图6示出了图5中的不平衡检测器502的示例性实施方式。不平衡检测器502包括第一电阻602、第二电阻604、第一比较器606、第二比较器以及或门610。第一和第二电阻602和604串联连接在正电源轨126和负电源轨128之间。在一种实施方式中，第一和第二电阻602和604具有相同的阻值，从而节点612处的电压是正电源轨126和负电源轨128的量值之间的差值的一半。
每个比较器606和608具有反相和同相输入端，分别由负(-)和正(+)符号表示。正阈值电压V+ threshold输入到第一比较器的反相端子。负阈值电压V- threshold输入到第二比较器608的同相端子。节点612连接到第一比较器606的同相端子和第二比较器608的反相端子。
当节点612处的电压高于正阈值电压V+ threshold时，第一比较器606的输出为逻辑高。当节点612处的电压低于正阈值电压V+ threshold时，第一比较器606的输出为逻辑低。类似地，当节点612处的电压低于负阈值电压V- threshold时，第二比较器608的输出为逻辑高。当节点612处的电压高于负阈值电压V- threshold时，第二比较器的输出为逻辑低。
当比较器606和608中的一个输出为高时，或门610的输出将为逻辑高。仅当两个比较器606和608输出均为逻辑低时，或门610的输出才为逻辑低。因此，当节点612的电压高于正阈值电压V+ threshold或低于负阈值电压V- threshold时，或门输出为高。
现在参考图7，图7示出了根据第五实施方式的音频放大器700。音频放大器700是音频放大器100的变形。音频放大器700和音频放大器100之间的区别在于增加了与第一推挽式放大器级108并联的第二推挽式放大器级710。第二推挽式放大器级710包括运算放大器708、第三和第四电阻713和715和互补晶体管712和714。第二推挽式放大器级710间接连接到音频输出端子132，以接收放大的输出音频信号132的形式(version)并产生第二放大的输出音频信号718。
通常，推挽式放大器输出级位于单个集成电路(IC)芯片中。在一些实施方式中，期望并联若干IC芯片以获得期望的输出电流。例如，并联两个推挽式放大器输出级使供给到负载110的输出电流翻倍。由于每个推挽式放大器级因制造公差而具有小的增益不匹配，因此共享电阻702和716以及反馈环路(包括差分放大器704和累加器706)用于确保两个推挽式放大器级108和710具有大致相等的输出电流。这种并联集成电路的方法是已知的，在此不再赘述。
现在参考图8，图8示出了根据第六实施方式的音频放大器800。与音频放大器100、300、400、500和600对应的音频放大器800的元件由类似的附图标记表示。音频放大器800包括两个音频输入端子812和846、分体式电源802、电源控制电路804、第一推挽式放大器输出级808和第二推挽式放大器输出级836。
第一音频输入端子812接收第一输入音频信号814，而第二音频输入端子846接收第二音频输入信号848。通常，尽管不是必要的，第一和第二音频输入信号814和848是相关的。例如，它们可以是立体声音频信号的左和右音频信号，或多声道环绕声音频信号的两个声道。
第一推挽式放大器输出级808连接到第一音频输入端子812上以接收第一输入音频信号814并在第一输出音频端子832上产生对应的第一放大的输出音频信号824。第一负载810(例如扩音器)连接到第一输出音频端子832上以接收第一放大的输出音频信号824。
在放大器800中，第一推挽式放大器输出级808是线性AB类放大器，其包括第一运算放大器806、第一和第二电阻817和819以及一对互补晶体管816和818。第一运算放大器806具有反相输入端和同相输入端，分别由负(-)和正(+)符号表示。反相输入端连接到第一运算放大器806的输出并通过负反馈网路接地，负反馈网路包括第一和第二电阻817和819。同相输入端连接到第一音频输入端子812上以接收第一输入音频信号814。在这种配置中，第一运算放大器806产生第一输入音频信号814经电压放大后的形式的第一运算输出信号834。施加到第一输入音频信号814的电压增益等于1+R819/R817。其中，R817是第一电阻817的阻值，R819是第二电阻819的阻值。在这种配置中，第一运算放大器输出信号834与第一输入音频信号814成比例。当第一输入音频信号814为正时，第一运算放大器输出信号834也为正，并且当第一输入音频信号814为负时，第一运算放大器输出信号834也为负。
通常，第一推挽式放大器输出级808的晶体管816和818分别是共发射极配置的npn和pnp双极结晶体管(BJT)。晶体管816和818通常也连接到偏置网路(未示出)以降低严格B类放大器中的交越失真。晶体管816和818连接在一起，从而当第一运算放大器输出信号834为正时，第一晶体管816传导电流并将电流推送到第一负载810；当第一运算放大器输出信号834为负时，第二晶体管818会传导电流并将电流从第一负载810导出。由分体式电源802产生的正电源轨826为第一晶体管816提供电能。由分体式电源802产生的负电源轨828为第二晶体管818提供电能。晶体管816和818一起工作以产生第一放大的输出音频信号824，第一放大的输出音频信号824是第一运算放大器输出信号834经电流放大后的形式。
第二推挽式放大器输出级836连接到第二输入端子846上以接收第二输入音频信号848并在第二音频输出端子850上产生对应的第二放大的输出音频信号854。第二负载844(例如扩音器)连接到第二音频输出端子850上以接收第二放大的输出音频信号854。
在放大器800中，第二推挽式放大器输出级836是线性AB类放大器，其包括第二运算放大器838、第三和第四电阻841和843以及一对互补晶体管840和842。第二运算放大器838具有反相输入端和同相输入端，分别由负(-)和正(+)符号表示。同相输入端接地。反相输入端连接到第二音频输入端子846并通过负反馈网路连接到第二运算放大器838的输出，以接收并放大第二输入音频信号848，该负反馈网路包括第三和第四电阻841和843。在这种配置中，第二运算放大器838产生第二输入音频信号848经电压放大后的形式的第二运算输出信号852。施加到第二输入音频信号848上的电压增益等于-R843/R841，其中，R841是第三电阻841的阻值，R843是第四电阻843的阻值。因此，第二运算放大器838不仅放大第二输入音频信号848，还将其反转。因此，第二运算放大器输出信号852与第二输入音频信号848是反向关系。当第二输入音频信号848为正时，第一运算放大器输出信号852为负，并且当第二输入音频信号848为负时，第二运算放大器输出信号852为正。
通常，第二推挽式放大器输出级836的晶体管840和842分别是共发射极配置的npn和pnp双极结晶体管(BJT)。晶体管840和842通常也连接到偏置网路(未示出)以降低严格B类放大器中的交越失真。晶体管840和842通常连接在一起，从而当第二运算放大器输出信号852为正时，第一晶体管840传导电流并将电流推送到第二负载844；并且当第二运算放大器输出信号852为负时，第二晶体管842传导电流并将电流从负载844导出。由分体式电源802产生的正电源轨826为第一晶体管840提供电能。由分体式电源802产生的负电源轨828为第二晶体管842提供电能。晶体管840和842一起工作以产生第二运算放大器输出信号852经电流放大后的形式的第二放大的输出音频信号854。
第二负载844以反转的方式连接到第二音频输出端子850上。由于第二放大的输出音频信号854是第二输入音频信号848的反转形式，因此对应的负载844必须被反转，从而使来自扬声器负载844的声音以正确的极性被再现。通常，将负载844反转涉及交换负载844的导线。
立体声格式的大多数音乐在左声道和右声道(例如，第一和第二输入音频信号814和848)包含在某种程度上相等低频(低音)信息。因此，通过使一个声道(例如第一音频输入信号814)驱动第一对晶体管816和818，并使反转形式的第二声道(例如第二输入音频信号848)驱动第二对晶体管840和842，可将大体上平衡的低频负载提供给分体式电源802。
以不同的方式处理高频不平衡。可将电容器(未示出)置于第一推挽式放大器输出级808内，在正电源轨826和地之间以及地和负电源轨828之间。这些电容器自然地作为高频不平衡放大器负载所需的更高频电荷的源和汇，由此平滑从分体式电源802获得的电能，并因此平衡其“有效负载”，该有效负载由与第一和第二推挽式放大器输出级808和836并联的电容器组成。
图8的电源控制电路804和分体式电源802配置为产生正电源轨826和负电源轨828，正电源轨826和负电源轨828跟踪第一和第二输入音频信号814和848之中较大的一个的包络或绝对值。由于正电源轨826和负电源轨828驱动第一和第二推挽式放大器输出级808和836，因此正电源轨826和负电源轨828必须跟踪第一和第二输入音频信号814和848之中较大的一个，以提供足够的电压，从而产生第一和第二放大的音频输出信号824和854。如果正电源轨826和负电源轨828仅跟踪一个输入音频信号814或848，则当未跟踪的输入音频信号超过已跟踪的输入音频信号时，将不会有足够的电压以充分放大未被跟踪的输入音频信号。
电源控制电路804跟踪第一和第二输入音频信号814和848中较大的一个并且产生控制电压830，控制电压830将以产生第一和第二放大的输出音频信号824或854中较大的一个所需的特定量的电压来产生正电源轨826和负电源轨828。
分体式电源802包括两个电源820和822。电源820和822都生成基于接收到的控制电压的输出电压。第一电源820生成正电源轨826，而第二电源生成负电源轨828。在放大器800中，电源820和822均由单个控制电压控制，即，电源控制电路804生成的电源控制电压830。这意味着两个电源820和822连接在一起。
除了跟踪第一和第二输入音频信号814和848之中较大的一个之外，电源控制电路804也配置为监测正电源轨826和负电源轨828并补偿正电源轨826和负电源轨828之间的不佳交叉调节。如上文结合图1所述，当电源820和822的负载不等时，分体式电源(例如分体式电源802)的交叉调节通常是不佳的。例如，如果第一电源820负载较大，而第二电源822的负载较小，则电源820和822将不会产生相同量值的正电源轨826和负电源轨828。这通常由下述原因导致：变压器绕组的不完善耦合、变压器的杂散电感、绕组电阻等。
图8的电源控制电路804通过调节正电源轨826的最小值和负电源轨828的绝对值来补偿不佳的交叉调节。通过确定两个电源轨826和828中的哪一个更小并对其调节，分体式电源802将总是能够产生足够的电压，以生成需要的输出音频信号。
在一些实施方式中，第一和第二负载810和844位于分离的扬声器(例如分离的扬声器单元)中，在另一些实施方式中，第一和第二负载810和844是同一扬声器单元中的分离的驱动器。
现在参考图9，图9示出了图8的电源控制电路804的示例性实施方式。图9示出的电源控制电路804包括第一比较器电路902、包络检波器904、第二比较器电路906和差分放大器908。
第一比较器电路902接收第一和第二输入音频信号814和848作为输入，并将两个信号中的绝对值较大的一个输出为整流信号934。第一比较器电路902可包括第一绝对值块910、第二绝对值块912、第一二极管914和第二二极管916。第一绝对值块910从第一音频输入端子812接收第一输入音频信号814并产生对应的整流信号930。第二绝对值块912从第二音频输入端子846接收第二输入音频信号848并产生对应的整流信号932。二极管914和916随后一起工作以选择两个整流信号930和932中较大的一个并将较大的信号输出为整流信号934。
包络检波器904利用整流信号934并产生包络信号936，包络信号936是整流信号934的包络。包络检波器904可包括二极管918、电阻920和电容器922。电容器922和电阻920并联连接在地和通过二极管918的第一比较器电路902的输出之间。
较大的整流信号934由二极管918接收，并且一旦整流信号934超出二极管阈值，其就将电容器922充电到电压Vpeak，Vpeak等于整流信号934的峰值减去二极管压降。一旦整流信号934下降到二极管阈值之下，电容器922通过电阻920放电。
在其他实施方式中，二极管918可被移去并由短路线替代，并且第一比较器电路902和包络检波器904的结合功能将不会改变，除了不会出现由于二极管918的额外压降。
包络检波器904具有时间常数τ，其等于R920和C922之积，其中，R920是电阻920的阻值，C922是电容器922的电容值。时间常数τ定义了电容器922放电的速率。在具有线性AB类输出级的H类放大器(例如放大器800)中，优选地，时间常数τ小，从而电源轨826和828可紧密地跟踪下降的输入音频信号814或848，由此最小化晶体管816、818、840和842的传导损耗。在一些实施方式中，时间常数τ在1ms-100μs的范围内。这允许电源轨826和828紧密地跟踪0Hz-1kHz范围内的输入音频信号814或848。
其他放大器(例如D类放大器)通常不需要如此紧密地跟踪输入音频信号814或848，因此不需要这样小的时间常数τ。在D类放大器中，输出晶体管是开关晶体管，因此与线性AB类放大器相比，其具有较小数量级的传导损耗。因此，输入音频信号814或848不需要被紧密地跟踪以保持高效率。在D类放大器中需要的是包络被精确跟踪。通常，对D类放大器来说，跟踪25Hz信号就足够了。因此，D类放大器的时间常数τ通常可以是10ms或更大。
第二比较器电路906接收正电源轨826和负电源轨828并输出表示正电源轨826和负电源轨828中较小一个的电源轨938。比较器电路906可包括逆变器924和两个二极管926和928。逆变器924接收负电源轨828并产生反转的负电源轨940。二极管926和928然后一起工作以选择正电源轨826和反转的负电源轨940中较小的一个，并将较小的电源轨输出为电源轨938。
差分放大器908接收包络信号936和电源轨938并输出对应于包络信号936和电源轨938之差的电源控制信号830。
现在参考图10，图10示出了根据第七实施方式的音频放大器1000。音频放大器1000是音频放大器800的变形。音频放大器1000和音频放大器800之间的区别在于增加了预处理电路1002。预处理电路1002位于音频输入端子812和846与电路其余部分之间。预处理电路1002接收第一和第二音频输入信号814和848，将其处理，并输出第一和第二修正的输入音频信号1004和1006。第一和第二修正的输入音频信号1004和1006随后被发送到电路的其他部分，在电路的其他部分它们被作为第一和第二输入音频信号处理。
在一种实施方式中，处理包括将第一和第二音频输入信号814和848滤波为对应的高频和低频分量，然后将两个输入信号的低频分量添加到每个高频分量上以产生修正的输入音频信号1004和1006。这些修正的输入音频信号1004和1006具有不同的高频分量，但具有相同的低频分量。由于两个修正的输入音频信号1004和1006具有相同的低频分量，它们将为分体式电源802提供平衡的低频负载。
低频信息之所以比高频分量在负载平衡方面具有更好的效果的原因如下。第一，高频音频信息通常使用较低的功率，从而高频通常不提供与低频一样多的负载不平衡。第二，高频可以很高，从而输出电容器(未示出)可被置于每个推挽式放大器输出级808和836内，位于电源轨826和828与地之间，以过滤或“平滑”高频功耗，从而分体式电源802的负载大体上平衡。
电容器是能量储存器(或滤波器)，当其置于电源轨826和828上时，自然地根据需要向电源轨826和828提供能量或从电源轨826和828接收能量。负载的频率越高，可在电容器的电压崩溃之前以这些电容器作为源/汇的负载所需的脉冲能量(电荷*电压)的百分比越高。因此，如果负载频率足够高，则分体式电源802将仅供给平均功率，而电容器将供给所有的高频脉冲功率。
由于人类听力通常不能准确确定低频声音来自何处，因此可实现低频音频信号的累加。因此，例如，不管低频声音从左扬声器或右扬声器(或左扬声器和右扬声器)发出，通常对于听众来说是无关紧要的。
现在参考图11，图11示出了图10的预处理电路1002的示例性实施方式。图11的预处理电路1002包括第一高通滤波器1102、第一低通滤波器1104、第二低通滤波器1106、第二高通滤波器1108、第一累加器1110、第二累加器1112和第三累加器1114。
第一高通滤波器1102和第一低通滤波器1104连接到第一音频输入端子812上以接收第一输入音频信号814。第一高通滤波器1102过滤掉第一输入音频信号814的低频部分并产生仅包含预置的截止频率之上的频率的第一高频信号1116。在一些实施方式中，第一高通滤波器1102的截止频率为250Hz。相反地，第一低通滤波器1104过滤掉第一输入音频信号814的高频部分并产生仅包含低于预置截止频率的频率的第一低频信号1118。
第二高通滤波器1108和第二低通滤波器1106连接到第二音频输入端子846上以接收第二输入音频信号848。第二高通滤波器1108过滤掉第二输入音频信号848的低频部分并产生仅包含预置的截止频率之上的频率的第二高频信号1120。在一些实施方式中，第二高通滤波器1108的截止频率为250Hz。相反地，第二低通滤波器1106过滤掉第二输入音频信号848的高频部分并产生仅包含低于预置的截止频率的频率的第二低频信号1122。
第一累加器1110接收第一和第二低频信号1118和1122并将它们累加在一起以产生总低频信号1124。第二累加器1112接收第一高频信号1116和总低频信号1124并将它们累加在一起以产生第一修正的输入音频信号1004。第三累加器1114接收第二高频信号1120和总低频信号1124并将它们累加在一起以产生第二修正的输入信号1006。结果是第一和第二修正的输入音频信号1004和1006将具有相同的低频分量，但具有不同的高频分量。
现在参考图12，图12示出了根据第八实施方式的音频放大器1200。对应于音频放大器100、300、400、500、800和1000的元件的音频放大器1200的元件由类似的附图标记表示。音频放大器1200包括音频输入端子1212、分体式电源1202、电源控制电路1204、第一推挽式放大器输出级1208、和第二推挽式放大器输出级1236。
音频输入端子1212接收输入音频信号1214。第一推挽式放大器输出级1208连接到音频输入端子1212以接收输入音频信号1214并在第一音频输出端子1232上产生相应的第一放大的输出音频信号1224。第一负载1210(例如扩音器)连接到第一音频输出端子1232以接收第一放大的输出音频信号1224。
在放大器1200中，第一推挽式放大器输出级1208是线性AB类放大器，其包括第一运算放大器1206、第一和第二电阻1217和1219以及一对互补晶体管1216和1218。第一运算放大器1206具有反相输入端和同相输入端，分别由负(-)和正(+)符号表示。反相输入端接地并通过负反馈网路连接到第一运算放大器1206的输出，负反馈网路包括第一和第二电阻1217和1219。同相输入端连接到音频输入端子1212上以接收输入音频信号1214。在这种配置中，第一运算放大器1206产生第一输入音频信号1214经电压放大后的形式的第一运算输出信号1234。施加到第一输入音频信号1214的电压增益等于1+R1219/R1217。其中，R1217是第一电阻1217的阻值，R1219是第二电阻1219的阻值。在这种配置中，第一运算放大器输出信号1234与输入音频信号1214成比例。当输入音频信号1214为正时，第一运算放大器输出信号1234也为正，并且当输入音频信号1214为负时，第一运算放大器输出信号1234也为负。
通常，第一推挽式放大器输出级1208的晶体管1216和1218分别是共发射极配置的npn和pnp双极结晶体管(BJT)。晶体管1216和1218通常也连接到偏置网路(未示出)以降低严格B类放大器中的交越失真。晶体管1216和1218连接在一起，从而当第一运算放大器输出信号1234为正时，第一晶体管1216传导电流并将电流推送到第一负载1210；当第一运算放大器输出信号1234为负时，第二晶体管1218会传导电流并将电流从第一负载1210导出。由分体式电源1202产生的正电源轨1226为第一晶体管1216提供电能。由分体式电源1202产生的负电源轨1228为第二晶体管1218提供电能。晶体管1216和1218一起工作以产生第一放大的输出音频信号1224，第一放大的输出音频信号1224是第一运算放大器输出信号134经电流放大后的形式。
第二推挽式放大器输出级1236也连接到输入端子1212上以接收输入音频信号1214并在第二音频输出端子1250上产生对应的第二放大的输出音频信号1254。第二负载1244(例如扩音器)连接到第二音频输出端子1250上以接收第二放大的输出音频信号1254。
在放大器1200中，第二推挽式放大器输出级1236是线性AB类放大器，其包括第二运算放大器1238、第三和第四电阻1241和1243以及一对互补晶体管1240和1242。第二运算放大器1238具有反相输入端和同相输入端，分别由负(-)和正(+)符号表示。同相输入端接地。反相输入端连接到输入端子1212并通过负反馈网路连接到第二运算放大器1238的输出，以接收输入音频信号1214，该负反馈网路包括第三和第四电阻1241和1243。在这种配置中，第二运算放大器1238产生输入音频信号1214经电压放大后的形式的第二运算输出信号1252。施加到第一输入音频信号1214上的电压增益等于-R1243/R1241，其中，R1241是第三电阻1241的阻值，R1243是第四电阻1243的阻值。因此，第二运算放大器1238不仅放大第一输入音频信号1214，还将其反转。因此，第二运算放大器输出信号1252与输入音频信号1214是反向关系。当输入音频信号1214为正时，第二运算放大器输出信号1252为负，并且当第输入音频信号1214为负时，第二运算放大器输出信号1252为正。
通常，第二推挽式放大器输出级1236的晶体管1240和1242分别是共发射极配置的npn和pnp双极结晶体管(BJT)。晶体管1240和1242通常也连接到偏置网路(未示出)以降低严格B类放大器中的交越失真。晶体管1240和1242连接在一起，从而当第二运算放大器输出信号1252为正时，第一晶体管1240传导电流并将电流推送到第二负载1244；并且当第二运算放大器输出信号1252为负时，第二晶体管1242传导电流并将电流从负载1244导出。由分体式电源1202产生的正电源轨1226为第一晶体管1240提供电能。由分体式电源1202产生的负电源轨1228为第二晶体管1242提供电能。晶体管1240和1242一起工作以产生第二运算放大器输出信号1252经电流放大后的形式的第二放大的输出音频信号1254。
第二负载1244以反转的方式连接到第二音频输出端子1250上。由于第二放大的输出音频信号1254是输入音频信号1214的反转形式，因此对应的负载1244必须被反转，从而使来自扬声器负载1244的声音以正确的极性被再现。通常，将负载1244反转涉及交换负载1244的导线。
图12的电源控制电路1204和分体式电源1202配置为产生跟踪输入音频信号1214的包络和绝对值的正电源轨1226和负电源轨1228。电源控制电路1204跟踪输入音频信号1214并产生电源控制电压1230，电源控制电压1230产生正电源轨1226和负电源轨1228，正电源轨1226和负电源轨1228具有产生放大的输出音频信号1224和1254所需的特定的电能。
在这种实施方式中，电源控制电路1204不需要补偿不佳的交叉调节，这是因为分体式电源1202的电源1222和1224的负载是均衡的。第二运算放大器输出信号1252是第一运算放大器输出信号1234的反转形式，当第一运算放大器输出信号1234为高时，第二运算放大器输出信号1252为低，相反地，当第一运算放大器输出信号1234为低时，第二运算放大器输出信号1252为高。因此，当第一推挽式放大器输出级1208的第一晶体管1216为“开”时，第二推挽式放大器输出级1236的第二晶体管1242也为“开”。类似地，当第一推挽式放大器输出级1208的第二晶体管1218为“开”时，第二推挽式放大器输出级1236的第一晶体管1240也为“开”。在这种情况下，在所有时间内，相等的负载被施加到电源1220和1222上。
现在参考图13，图13示出了图12的电源控制电路1204的示例性实施方式。图13示出的电源控制电路1204包括绝对值块1302、包络检波器1304和差分放大器1306。
绝对值块1302连接到输入端口1212并接收输入音频信号1214。绝对值块1302将接收到的输入音频信号1214转化为整流信号1314。
包络检波器1304利用整流信号1314并产生包络信号1316，包络信号1316是整流信号1314的包络。包络检波器1304可包括二极管1308、电阻1310和电容器1312。电容器1312和电阻1310并联连接在地和绝对值块1302通过二极管1308的输出之间。
整流信号1314由二极管1308接收，并且一旦整流信号1308超出二极管的阈值，其将电容器1312充电到电压Vpeak，Vpeak等于整流信号1314的峰值减去二极管压降。一旦整流信号1314下降到二极管阈值之下，电容器1312通过电阻1310放电。
包络检波器1304具有时间常数τ，其等于R1310和C1312之积，其中，R1310是电阻1310的阻值，C1312是电容器1312的电容值。时间常数τ定义了电容器1312放电的速度。在具有线性AB类输出级的H类放大器(例如放大器1200)中，优选地，时间常数τ小，从而电源轨1226和1228可紧密地跟踪下降的输入音频信号1214，从而最小化晶体管1216、1218、1240和1242中的传导损耗。在一些实施方式中，时间常数τ在1ms-100μs的范围内。这允许电源轨1226和1228紧密地跟踪0Hz-1kHz范围内的输入音频信号1214。
其他放大器(例如D类放大器)通常不需要如此紧密地跟踪输入音频信号1214，因此不需要这样小的时间常数τ。在D类放大器中，输出晶体管是开关晶体管，因此与线性AB类放大器相比，其具有较小数量级的传导损耗。因此，输入音频信号1214不需要被紧密地跟踪以保持高效率。在D类放大器中需要的是包络被精确跟踪。通常，对D类放大器来说，跟踪25Hz信号就足够了。因此，D类放大器的时间常数τ通常可以是10ms或更大。
差分放大器1306接收包络信号1316和正电源轨1226并将包络信号1316和正电源轨1226之间的差值输出为误差信号，已知为电源控制电压1230。
仅以示例的方式描述了本发明。可在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对这些示例性实施方式进行各种修改和变形，本发明的范围由所附权利要求书确定。

Claims (11)

1.一种音频放大器，包括：
第一音频输入端子，用于接收第一输入音频信号；
第一推挽式放大器输出级，用于接收第一输入音频信号并产生第一放大的输出音频信号；
分体式电源，用于响应于电源控制电压产生正电源轨和负电源轨，正电源轨和负电源轨为第一推挽式放大器输出级提供电能；
电源控制电路，用于生成所述电源控制电压，所述电源控制电压基于正电源轨和负电源轨中较小的一个和所述第一输入音频信号；以及
第二推挽式放大器输出级，用于接收第一输入音频信号的第一形式并产生第二放大的输出音频信号，第二推挽式放大器输出级由正电源轨和负电源轨提供电能。
2.如权利要求1的音频放大器，其中，电源控制电压交叉调节正电源轨和负电源轨。
3.如权利要求1的音频放大器，其中，电源控制电路包括：
绝对值块，用于将第一输入音频信号转化为整流的输入音频信号；
包络检波器，用于从整流的输入音频信号产生包络信号；
比较器电路，用于选择正电源轨和负电源轨中较小的一个；以及
差分放大器，用于生成所述电源控制电压，所述电源控制电压是包络信号和选择的电源轨之间的差值。
4.如权利要求1的音频放大器，还包括第一电压箝位器件，用第一预定阈值使正电源轨封顶，还包括第二电压箝位器件，用第二预定阈值使负电源轨封顶。
5.如权利要求1的音频放大器，还包括有源开关电路，用于平衡正电源轨和负电源轨。
6.如权利要求5的音频放大器，还包括不平衡检测器，用于当正电源轨和负电源轨中的至少一个超出预定阈值时，启动有源开关电路。
7.如权利要求1的音频放大器，还包括：
第二音频输入端子，用于接收第二输入音频信号；以及
第三推挽式放大器级，用于接收第二输入音频信号并产生第三放大的输出音频信号，所述第三放大的输出音频信号是第二输入音频信号的反转形式，第三推挽式放大器输出级由正电源轨和负电源轨提供电能；
其中，电源控制电压是基于正电源轨和负电源轨之中较小的一个以及第一输入音频信号和第二输入音频信号中较大的一个。
8.如权利要求7的音频放大器，其中，电源控制电路包括：
第一比较器电路，用于整流第一和第二输入音频信号以产生整流信号并选择整流信号中较大的一个；
包络检波器，用于从整流信号中被选择的一个产生包络信号；
比较器电路，用于选择正电源轨和负电源轨之中较小的一个；以及
差分放大器，用于生成电源控制电压，电源控制电压是包络信号和正电源轨与负电源轨之中被选择的一个电源轨之间的差值。
9.如权利要求7的音频放大器，还包括预处理电路，该预处理电路用于：
将第一输入音频信号滤波为第一高频信号和第一低频信号；
将第二输入音频信号滤波为第二高频信号和第二低频信号；
组合第一低频信号和第二低频信号以产生总低频信号；以及
将总低频信号累加到第一高频信号和第二高频信号以产生修正的第一输入音频信号和第二输入音频信号。
10.如权利要求1的音频放大器，第一输入音频信号的第一形式包括第一放大的输出音频信号的一种形式，音频放大器进一步包括：
差分放大器，用于产生第二级输入信号，第二级输入信号为第一放大的输出音频信号和第二放大的输出音频信号之间的差值；以及
求和器，用于产生第一放大的输出音频信号的所述形式，第一放大的输出音频信号的所述形式为第一输入音频信号和第二级输入信号的和。
11.如权利要求1的音频放大器，其中，第一输入音频信号的第一形式包括第一输入音频信号的反转形式，
并且其中电源控制电路包括：
绝对值块，用于将第一输入音频信号转化为整流的输入音频信号；
包络检波器，用于从整流的输入音频信号产生包络信号；以及
差分放大器，用于生成电源控制电压，电源控制电压是包络信号和正电源轨之间的差值。
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