CN101369802B - 闭环d类功率放大器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了D类功率放大器及其控制方法。在原有的模拟自适应调制(AAM)技术的基础上，本发明可以把输出节点的信号反馈到比较器反相输入端，同时给比较器同相输入端提供一个高频三角波信号。另外，本发明也可以在比较器的同相输入端接偏置电压，在反相输入端接一个固定频率的方波信号、从输出级得到的反馈信号和放大器输入信号。本发明可以在保持自适应调制控制技术优点的同时，保证开关频率基本固定，从而减小电磁干扰(EMI)对系统的影响，同时控制电路结构简单，一些器件可以集成化。

Description

闭环D类功率放大器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种D类功率放大器，尤其是一种闭环固定频率的D类功率放大器及其控制方法。

背景技术

目前有很多不同种类的功放，如A类、B类、AB类、D类等，其中D类功放与其他功放的不同在于基本是一个开关功放或者是脉冲调制功放，在这种D类功放中，器件要么完全导通，要么完全关断，大幅度减少了输出器件的功耗，音频信号是用来调制脉宽调制(PWM)载波信号，载波信号驱动输出功率级得到高频PWM方波，最后通过低通滤波器输出音频信号到负载。目前人们设计D类功率放大器非常重视提高其功率密度同时降低成本。从电路结构来说，D类功率放大器可以被视为传统的逆变器，输入直流电源，根据参考信号产生放大的音频信号。因此，所有传统的闭环控制方法，诸如瞬态电压模式反馈控制或电压电流双反馈环控制等都可以运用在D类功率放大器当中。这种控制方法所采用的一个典型器件就是误差放大器。通常这种电路结构不仅复杂而且成本较高。MPS公司所有的、受专利保护的“模拟自适应调制(AAM)”技术是一种实现D类功率放大器闭环控制的比较简便的方法。

如图1，在“AAM”电路结构中，电阻R1和R2组成一个分压器，通过节点A给比较器的同相输入端Pin提供一个等于1/2Vcc的偏压。比较器有内部滞环。比较器在节点B的输入信号与1/2Vcc±dV进行比较，其中dV代表比较器滞后电压，比较器的输出PWM波经过驱动电路控制晶体管M1和M2交替导通，晶体管M1的源极连接到输出节点C，而晶体管M2的源极接地。晶体管M1的漏极连接到电源Vcc，而晶体管M2的漏极连接到输出节点C。晶体管M1和M2起着开关的作用，它们构成D类功率放大器电路的输出级的一部分，以便当在开关模式下使用输出级时，在输出节点C产生方波输出。输出节点C处的波形SW经电感L和电容C1组成的滤波电路，以及隔直电容C2之后恢复成被放大的音频信号输送到负载(如扬声器)。同时SW信号通过电阻Rf向电容Cint充/放电，从而实现自适应控制。

如图2所示，当输出节点C的输出PWM方波为高电平时，电容Cint被充电，Nin，即节点B上的电压升高直至到达滞环的上限，从而关断上面的晶体管M1而开通下面的晶体管M2，导致输出PWM方波变为低电平。输出节点C的输出PWM方波为低时，Cint放电，Nin上的电压下降直至达到滞环的下限，从而关断下面的晶体管M2而开通上面的晶体管M1，导致输出PWM方波变为高电平。如此重复产生节点C的高频PWM方波，滤波器再对此高频载波信号进行滤波以便得到一定增益放大的输出音频信号。反馈网络反馈节点C的信号到比较器的反相输入端，从而控制输出音频信号跟随输入音频信号，并实现一定的放大增益。“AAM”技术允许给放大器设置不同的增益，在单端和桥式结构中都能取得较好的控制效果。然而，使用“AAM”技术的电路在工作过程中开关频率变化很大，其频谱容易与FM/AM等信号波段重叠，从而影响这些信号的接收质量，造成了此控制技术在汽车电子、音频广播等应用场合的局限性。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种D类功率放大器的闭环控制方法，使放大器的开关频率保持固定不变，从而易于避开某些重要信号的波段，同时控制电路结构简单，一些器件可以集成化。

按照本发明的一个方案，提供一种闭环D类功率放大器，包括：输入级，用以接收输入信号，所述输入级包括比较器和三角波发生器或矩形波发生器，所述比较器接收所述输入信号和所述三角波发生器生成的高频三角波或所述矩形波发生器生成的高频矩形波，并输出第一信号；输出级，连接到所述输入级，响应所述第一信号而产生第二信号；滤波器，连接到所述输出级的输出节点，用以对所述第二信号进行滤波以便得到输出信号；以及反馈网络，连接在所述输出级的输出节点与所述输入级的输入节点之间，所述反馈网络对所述第二信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号负反馈到所述输入级，以便从所述输入信号减去所述反馈信号。

根据上述的功率放大器，优选地，所述比较器的同相输入端加载所述高频三角波，反相输入端加载所述输入信号和所述反馈信号，所述比较器通过将所述高频三角波与所述输入信号减去所述反馈信号后得到的信号进行比较得到所述第一信号。

根据上述的功率放大器，优选地，所述比较器的同相输入端加载直流偏置电压，反相输入端加载所述输入信号、所述反馈信号和所述高频矩形波，所述比较器通过将所述直流偏置电压与所述输入信号减去所述反馈信号后再叠加所述高频矩形波后得到的信号进行比较得到所述第一信号。

根据上述的功率放大器，优选地，所述反馈网络包括电容，所述电容的第一端同时连接至所述输入信号、所述放大器的反相输入端以及所述第二信号，第二端接地或者接直流偏置电压。

根据上述的功率放大器，优选地，所述反馈网络连接在所述电容的第一端与所述第二信号之间的反馈电阻。

根据上述的功率放大器，优选地，所述高频三角波或所述高频矩形波比所述第二信号对所述电容的充放电能力大。

根据上述的功率放大器，优选地，所述输入级具有一个所述比较器；所述输出级包括：驱动电路，连接至所述比较器；一个半桥开关电路，连接至所述驱动电路，根据驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以对应产生一个第二信号。

根据上述的功率放大器，优选地，所述输入级具有一个所述比较器；所述输出级包括：驱动电路，连接至所述比较器；两个半桥开关电路，连接至所述驱动电路，根据驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以对应产生两个第二信号，并反馈其中的一个第二信号。

根据上述的功率放大器，优选地，所述输入级具有两个所述比较器；所述输出级包括：驱动电路，与两个所述比较器分别连接；两个半桥开关电路，与所述驱动电路分别连接，根据驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以产生两个所述第二信号，并分别反馈至对应的比较器。

按照本发明的另一个方案，提供一种闭环D类功率放大器的控制方法，包括以下步骤：第一步骤，接收输入信号和三角波发生器生成的高频三角波或矩形波发生器生成的高频矩形波，并输出第一信号；第二步骤，响应所述第一信号而产生第二信号；第三步骤，对所述第二信号进行滤波得到输出信号；以及第四步骤，对所述第二信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号负反馈到接收所述输入信号的输入端，以便从所述输入信号减去所述反馈信号。

根据上述的控制方法，优选地，在第二步骤，响应所述第一信号而产生两个所述第二信号；在第四步骤，将两个所述第二信号中的至少一个进行噪声整形后负反馈到所述输入端。

本发明的D类功率放大器电路采用一个滞环足够小以至可以忽略的比较器替代了“AAM”电路结构中的滞环比较器。在比较器的输入端使功率级输出信号的低频部分与音频输入信号抵消，高频部分送入比较器，从而在输出端得到调制的输出音频信号。

可以在比较器的同相输入端接一个固定频率的三角波信号，在反相输入端接从输出级得到的反馈信号和放大器输入信号。

也可以在比较器的同相输入端接偏置电压Vdd，在反相输入端接一个固定频率的方波信号、从输出级得到的反馈信号和放大器输入信号。

附图说明

图1示出公知的“AAM”D类功率放大器驱动电路示意图。

图2示出公知的“AAM”D类功率放大器的工作波形图。

图3示出根据本发明的第一种实施例的运用于单端D类功率放大器的电路示意图。

图4示出图3电路的音频输入信号和音频输出信号的波形。

图5示出图3电路的SW信号、同相输入端Pin的信号和反相输入端Nin的信号的波形。

图6示出根据本发明的第二种实施例的运用于单端D类功率放大器的电路示意图。

图7示出图6电路的音频输入信号和音频输出信号的波形。

图8示出图6电路的方波、SW信号、同相输入端Pin的信号和反相输入端Nin的信号的波形。

图9示出根据本发明的第三种实施例的运用于桥式D类功率放大器的电路示意图。

图10(a)和图10(b)示出图9电路的部分波形。

图11示出根据本发明的第四种实施例的运用于桥式D类功率放大器的电路示意图。

图12(a)和图12(b)示出图11电路的部分波形。

图13为根据本发明的闭环D类功率放大器的控制方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。其中，为了清楚和简明，与图1相似的元件采用相似的附图标记表示。

图3示出根据本发明系统的一个实施例，该系统包括D类功率放大器和负载。一个具有Vcc/2直流偏置的、频率约几百千赫兹的高频三角波加到了比较器的同相输入端Pin(A)，比较器的反相输入端Nin(B)通过一个电容Cint接地，输入音频信号经过电容Cin和电阻Ri向电容Cint充/放电。比较器的输出PWM波经过驱动电路控制晶体管M1和M2交替导通，晶体管M1的源级连接到输出节点C，而晶体管M2的源极接地。晶体管M1的漏极连接到电源Vcc，而晶体管M2的漏极连接到输出节点C。晶体管M1和M2起着开关的作用，它们构成D类功率放大器电路的输出级的一部分，以便当在开关模式下使用输出级时，在输出节点C产生方波输出。输出节点C处的波形SW经电感L和电容C1组成的滤波电路，以及隔直电容C2之后恢复成被放大的音频信号输送到负载(如扬声器)。同时SW信号通过电阻Rf向电容Cint充/放电。理想情况下，音频信号对电容Cint的充/放电效应与输出节点C处的SW信号的低频分量Vsw_low对Cint的充/放电效应能恰好抵消，也就是说，比较器反相输入端Nin在Vsw_low和音频输入的共同作用下会保持跟随比较器同相输入端的电压。即，当比较器输出高电平时，晶体管M1导通，晶体管M2关断，比较器反相输入端电压V_Nin与比较器同相输入端Pin电压与滞环电压之和V_Pin+dV比较(其中dV代表比较器滞后电压)，此时SW信号呈高电平，反馈后导致Nin端电压上升直至大于电压V_Pin+dV，比较器输出跳变为低电平，晶体管M1关断，晶体管M2导通，此时反相输入端电压V_Nin与V_Pin-dV比较，SW低电平信号反馈导致Nin端电压下降直至小于电压V_Pin-dV，比较器输出跳变为高电平，导致SW信号呈高电平，如此循环，如图5所示。所以，为了实现此定频反馈控制并保证系统稳定工作，Nin端电压上升下降速度都应小于Pin端给定三角波的变化斜率。所以设计Cint电容、Rf反馈电阻时要考虑Pin端给定三角波的变化速度。SW信号的高频分量就会在同相输入端Pin的高频三角载波的调制下得到晶体管M1和M2的栅极驱动信号。放大器的增益由电阻Rf和Ri的比值确定。

图4、图5给出了图3电路的主要工作波形。从图5中可以清楚地看到本发明采用的开关控制方法。所以通过反馈调制，当输入音频信号改变时，此系统会自适应调制SW信号，使得反相输入端Nin端电压始终跟随同相输入端Pin，从而达到控制输出的目的。当然开关频率并非保持绝对恒定，而是在几百赫兹的范围内做微小的变化。导致这种微小变化的原因是比较器反相输入端出现的小的音频正弦信号，这个信号也会对Cint进行充/放电，导致Nin电压的变化。但由于这种变化相对于开关频率来说非常小，所以这种控制方法仍然可以被视为定频控制。

图6为根据本发明的另一实施例，控制电路的基本结构与图1相似，只是图1中加在Pin上的三角波被一个通过电阻Rs加在反相输入端Nin上的、具有1/2Vcc直流偏置的方波所取代。该方波对电容Cint的充/放电效果与直接在比较器的同相输入端Pin上接三角波相似。而同相输入端Pin上则直接接1/2Vcc直流偏置。上一实施例中，要求给定三角波的斜率要始终大于反相输入端Nin端电压即积分电容Cint上高频充放电纹波的斜率，三角波对电容Cint的充放电效果也要强于反馈信号SW信号对电容Cint的充放电效果。同样，要求此实施例中的给定方波对电容Cint的充放电效果也要强于反馈信号SW信号对电容Cint的充放电效果。

图7、图8给出了图6电路的主要工作波形。请参见图8，可以将一个工作周期分为5个阶段：

第一阶段(t0-t1)：在t0时刻，方波由高变低，SW信号和方波信号同时对电容Cint进行放电，Cint上的电压Vcint持续下降；

第二阶段(t1-t2)：在t1时刻，Vcint＜1/2Vcc，比较器输出翻转，SW信号由低变高。SW信号对Cint进行充电同时方波继续对Cint进行放电。由于放电的效果更为强烈，所以Vcint以一个较小的速率下降；

第三阶段(t2-t3)：在t2时刻，方波由低变高，SW信号和方波同时对Cint进行充电，Vcint上升；

第四阶段(t3-t4)：在t3时刻，Vcint＞1/2Vcc，比较器输出再次翻转，SW信号由高变低，SW信号对Cint进行放电同时方波继续对Cint进行充电，由于充电的效果更为强烈，所以Vcint以一个较小的速率上升；

第五阶段(t4-t5)：在t4时刻，方波由高变低，SW信号和方波同时对Cint进行放电，Vcint下降。

如上所述，要实现此实例的定频反馈控制，要求Nin端电压在第二阶段SW信号由低变高时持续下降，在第四阶段持续上升。即要求设计反馈电阻Rf、具有1/2Vcc直流偏置的方波电压V_方波、SW信号V_sw和电阻Rs时满足下式：

也就是，要求此实施例中的给定方波对电容Cint的充放电效果强于反馈信号SW信号对电容Cint的充放电效果。由于方波对电容的充/放电效果要大大强于反馈的SW信号的充/放电效果，所以虽然有几百赫兹的变化，总体上SW信号的频率还是固定的，由方波的频率决定。

与上文提到的单端(SE)D类功率放大器相类似的，本发明也可以应用在桥接负载(BTL)的功率放大器中。桥式拓扑的固有差分输出结构可以消除谐波失真和直流偏置。图9是根据本发明的另一实施例，H桥具有两个半桥开关电路，通常由单电源Vcc供电，对于给定的Vcc，H桥电路的差分方式提供的最大输出信号幅值是单端方式的两倍，并且输出功率是其四倍。这里只使用一个比较器，其输出经过驱动电路控制晶体管S1、S2、S3和S4，使S1、S4和S2、S3交替导通，从而得到相位相反的SW1和SW2信号。SW1和SW2又分别经过L1、C1和L2、C2整流滤波送到负载的两端。在SW1和SW2两者之间只需反馈其中一个用于反馈控制环即可，图9中采用SW2作为反馈控制信号。图10(a)给出了图9电路的音频输入和音频输出波形，图10(b)是工作波形的局部放大，可以看到将SW2信号反相后就可以得到SW1信号。

另一种本发明在桥式放大器系统中的实施例如图11所示，该实施例中每个半桥都有自己专用的比较器，从而可以独立控制两个驱动电路。每个桥臂的开关频率都由加在节点A的同一个外部三角波设定，所以它们的频率是一样的。除了没有隔直电容(参见图3、图6中的电容C2)之外，每一个桥臂的控制电路结构和单端放大器一致，增益也可以用Rf/Ri计算得到。输入的音频信号是差分信号，相位相反，分别加在两个比较器的反相输入端B1和B2，同时和三角波进行比较。图12(a)给出了图11电路的音频输入和音频输出波形，图12(b)是工作波形的局部放大。

本领域普通技术人员应知图3、图6、图9以及图11中所示的驱动电路可以由栅极驱动电路或其它能够完成同样功能的电路来实现。另外，图3、图6、图9以及图11中所示的驱动电路的个数仅为示意性的，表示只要驱动电路的数量使得其可以受上述图中各自的比较器控制，并驱动相应的晶体管即可，并不意图将驱动电路的个数限制为与上述图中代表驱动电路的方框的个数相等。

请参见图13，根据本发明的闭环D类功率放大器的控制方法包括以下步骤：

第一步骤，接收输入信号和三角波发生器生成的高频三角波或矩形波发生器生成的高频矩形波，并输出第一信号；

第二步骤，响应第一信号而产生第二信号，即SW信号；

第三步骤，对SW信号进行滤波得到输出信号；以及

第四步骤，对SW信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号负反馈到接收所述输入信号的输入端，以便从所述输入信号减去所述反馈信号。与公知的“AAM”驱动相比，本发明只需要增加一个1/2Vcc的直流偏置电源和一个合适的三角波或方波。在将这些部分都集成化之后，就能相当简便地实现对D类功率放大器的闭环定频控制。

Claims (14)

1.一种闭环D类功率放大器，包括：

输入级，用以接收输入信号，所述输入级包括比较器和三角波发生器，所述比较器接收所述输入信号和所述三角波发生器生成的高频三角波，并输出第一信号；

输出级，连接到所述输入级，响应所述第一信号而产生第二信号；

滤波器，连接到所述输出级的输出节点，用以对所述第二信号进行滤波以便得到输出信号；以及

反馈网络，连接在所述输出级的输出节点与所述输出级的输入节点之间，其中所述反馈网络包括电容，所述电容的第一端同时连接至所述输入信号、所述放大器的反相输入端以及所述第二信号，第二端接地，所述反馈网络对所述第二信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号负反馈到所述输入级，以便从所述输出信号减去所述反馈信号；

其中所述高频三角波比所述第二信号对所述电容的充放电能力大。

2.如权利要求1所述的功率放大器，其中所述比较器的同相输入端加载所述高频三角波，反相输入端加载所述输入信号和所述反馈信号，所述比较器通过将所述输入信号减去所述反馈信号后得到的信号与所述高频三角波进行比较得到所述第一信号。

3.如权利要求1所述的功率放大器，其中所述反馈网络还包括连接在所述电容的第一端与所述第二信号之间的反馈电阻。

4.如权利要求1所述的功率放大器，其中：

所述输入级具有一个所述比较器；

所述输出级包括：驱动电路，连接至所述比较器；

一个半桥开关电路，连接至所述驱动电路，根据所述驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以对应产生一个所述第二信号。

5.如权利要求1所述的功率放大器，其中：

所述输入级具有一个所述比较器；

所述输出级包括：

驱动电路，连接至所述比较器；

两个半桥开关电路，连接至所述驱动电路，根据所述驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以对应产生两个所述第二信号，并反馈其中的一个第二信号。

6.如权利要求1所述的功率放大器，其中：

所述输入级具有两个所述比较器；

所述输出级包括：

驱动电路，与两个所述比较器分别连接；

两个半桥开关电路，与所述驱动电路分别连接，根据所述驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以产生两个所述第二信号，并分别反馈至对应的比较器。

7.一种闭环D类功率放大器，包括：

输入级，用以接收输入信号，所述输入级包括比较器和矩形波发生器，所述比较器接收所述输入信号和所述矩形波发生器生成的高频矩形波，并输出第一信号；

输出级，连接到所述输入级，响应所述第一信号而产生第二信号；

滤波器，连接到所述输出级的输出节点，用以对所述第二信号进行滤波以便得到输出信号；以及

反馈网络，连接在所述输出级的输出节点与所述输出级的输入节点之间，其中所述反馈网络包括电容，所述电容的第一端同时连接至所述输入信号、所述放大器的反相输入端以及所述第二信号，第二端接直流偏置电压，所述反馈网络对所述第二信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号负反馈到所述输入级，以便从所述输出信号减去所述反馈信号；

其中所述高频矩形波比所述第二信号对所述电容的充放电能力大。

8.如权利要求7所述的功率放大器，其中所述比较器的同相输入端加载直流偏置电压，反相输入端加载所述输入信号、所述反馈信号和所述高频矩形波，所述比较器通过将所述输入信号减去所述反馈信号后再叠加所述高频矩形波后得到的信号与所述直流偏置电压进行比较得到所述第一信号。

9.如权利要求7所述的功率放大器，其中所述反馈网络还包括连接在所述电容的第一端与所述第二信号之间的反馈电阻。

10.如权利要求7所述的功率放大器，其中：

所述输入级具有一个所述比较器；

所述输出级包括：驱动电路，连接至所述比较器；

一个半桥开关电路，连接至所述驱动电路，根据所述驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以对应产生一个所述第二信号。

11.如权利要求7所述的功率放大器，其中：

所述输入级具有一个所述比较器；

所述输出级包括：

驱动电路，连接至所述比较器；

两个半桥开关电路，连接至所述驱动电路，根据所述驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以对应产生两个所述第二信号，并反馈其中的一个第二信号。

12.如权利要求7所述的功率放大器，其中：

所述输入级具有两个所述比较器；

所述输出级包括：

驱动电路，与两个所述比较器分别连接；

两个半桥开关电路，与所述驱动电路分别连接，根据所述驱动电路产生的驱动信号而交替导通，以产生两个所述第二信号，并分别反馈至对应的比较器。

13.一种闭环D类功率放大器的控制方法，包括以下步骤：

第一步骤，接收输入信号和三角波发生器生成的高频三角波，并输出第一信号；

第二步骤，响应所述第一信号而产生第二信号；

第三步骤，对所述第二信号进行滤波得到输出信号；以及

第四步骤，对所述第二信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号采用电容负反馈至接收所述输入信号的输入端，以便从所述输入信号送去所述反馈信号；

其中，所述高频三角波比第二信号对电容的充放电能力大。

14.一种闭环D类功率放大器的控制方法，包括以下步骤：

第一步骤，接收输入信号和矩形波发生器生成的高频矩形，并输出第一信号；

第二步骤，响应所述第一信号而产生第二信号；

第三步骤，对所述第二信号进行滤波得到输出信号；以及

第四步骤，对所述第二信号进行噪声整形后得到反馈信号，并且将所述反馈信号采用电容负反馈至接收所述输入信号的输入端，以便从所述输入信号送去所述反馈信号；

其中，所述高频矩形波比第二信号对电容的充放电能力大。

Images