CN1618168A - 采用脉宽调制负反馈的数字脉宽调制输入d类放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开的是一种采用PWM负反馈的数字PWM输入D类放大器。该放大器包括：数字调制部分，用于将输入音频的PCM信号调制成PWM信号；脉冲宽度生成和校正部分，用于将PWM信号与负反馈输出信号之间的差和PWM斜波信号作比较，以生成PWM开关信号；输出部分，其响应于脉冲宽度生成和校正部分的PWM开关信号，以生成放大的输出音频信号；以及电压负反馈回路，用于负反馈输出部分的信号并减少谐波分量，以将该信号提供给脉冲宽度生成和校正部分。因此，本发明将负反馈信号和正/负(+/－)锯齿PWM斜波信号作比较，以控制开关晶体管的开/关时间周期以及PWM脉冲宽度，从而提高输出PWM的线性。

Description

采用脉宽调制负反馈的数字脉宽调制输入D类放大器
技术领域
本发明涉及一种在数字脉宽调制(PWM)中进行切换的D类放大器，尤其涉及一种采用PWM负反馈的数字脉宽调制D类放大器，在该放大器中，开关信号的脉冲宽度由PWM斜波信号相对于输出信号的脉冲边缘的连续延迟进行校正，其中所述输出信号和作为输入的数字PWM一起被放大。
背景技术
通常，放大器电路分为A类、B类和AB类等。当前使用的大多数放大器属于这些类型。例外，A类、B类和AB类放大器有高线性，但当实现为高输出放大器时，由于出现大功率损失，所以它们需要散热片，因此其体积增加而效率降低。
由于这些局限性，出现一种趋势，即正积极研究和开发采用开关操作而不是通过线性操作来执行放大的放大器。
预期D类放大器有大约90％的效率，且相应地由于减少热发散量而显著地减小散热片的尺寸，由此减少产品尺寸，这点上有明显优势。
图1是基本D类放大器的电路图。
参照图1，D类放大器包括谐方波振荡器11，用于获得信号的恒定周期；积分器12，用于将谐方波振荡器11输出的方波信号转换为三角波形；差分放大器13，用于将音频输入信号和反馈信号放大；加法放大器14，用于将差分放大器13的输出信号与积分器12的输出信号的差值放大；施密特触发器驱动部分15，用于互补操作开关晶体管Q1、Q2；滤波器，用于对开关晶体管Q1、Q2的输出信号进行滤波；以及扬声器17。
上述构造的D类放大器通过输入为负反馈的输出信号到差分放大器13来生成PWM信号，且通过使用所生成的PWM信号切换晶体管来执行信号放大。按如此做法，D类放大器10获得高线性。
另外，传统D类放大器可通过负反馈输出滤波器16的模拟输出信号而用在模拟输入D类放大器中，但它不能应用于接收数字输入(PCM信号)的放大器，这成为降低传统D类放大器性能的因素。因此，当前非常需要进行改进接收数字输入信号的D类放大器的研究和开发。
发明内容
因此，本发明把注意力集中在采用PWM负反馈的数字PWM输入D类放大器，其极大消除由有关技术的局限性和缺点所引起的一个或多个问题。
本发明的一个目的是提供一种采用PWM负反馈的数字PWM输入D类放大器，其中数字PWM输入用于采用D类放大器的数字调制开关方式的放大器中，且制造负反馈回路以引入完全数字式概念(complete digital concept)。
本发明的其他优点、目的和特征在下面的描述中部分阐明，且对本技术领域人员而言，通过查阅下面内容将部分地变得清楚，或可从本发明的实施中可以学到。
为实现上述目的和其它优点，这里提供一种采用PWM负反馈的数字PWM输入D类放大器。该放大器包括：数字调制部分，用于将输入音频的PCM信号调制成PWM信号；脉冲宽度生成和校正部分，用于将数字调制部分的PWM信号与负反馈输出信号之间的差和PWM斜波信号作比较，以生成PWM开关信号；输出部分，其响应于脉冲宽度生成和校正部分的PWM开关信号，以生成放大的输出音频信号；以及电压负反馈回路，用于负反馈输出部分的信号并减少谐波分量，以将该信号提供给脉冲宽度生成和校正部分。
应当理解，本发明的上述一般描述和下面详细描述都是示例性的和解释性的，且其目的是提供对所声明的发明的进一步解释。
附图说明
图1是基本D类放大器的电路图；
图2是根据本发明的、采用PWM负反馈的数字PWM输入D类放大器的电路结构图；
图3是根据本发明实施例的、详细表示图2中的滤波器、电压放大器和电压负回路的电路图；
图4是根据本发明实施例的、图2的PWM-斜波转换部分的电路图；
图5是表示图4的数字调制部分、PWM-斜波转换部分和比较部分的信号波形的图。
具体实施方式
现在参考附图，将对本发明的优选实施例进行详细的描述。
图2是根据本发明的、采用PWM负反馈的数字PWM输入D类放大器的电路结构图。参照图2，本发明的D类放大器包括数字调制部分110、脉冲宽度生成和校正部分120、输出部分130、扬声器140以及电压负反馈回路150。
数字调制部分110将输入音频的PCM信号Vi调制成PWM信号Vr，以将所调制的PWM信号提供给脉冲宽度生成和校正部分120。
脉冲宽度生成和校正部分120包括低通滤波器122，用于控制整个系统的频率特性并且同时抑制数字调制部分110的PWM信号Vr的谐波分量；电压放大部分124，用于放大在通过低通滤波器122的PWM信号与电压负反馈回路150的信号Vp1之间的差值；PWM-斜波转换部分126，用于接收数字调制部分110的PWM信号Vr以生成PWM斜波信号Vm；以及比较部分128，用于将电压放大部分124的输出信号Vp2和PWM-斜波转换部分126的PWM斜波信号Vm作比较以生成PWM开关信号Vc。
输出部分130包括栅极驱动器132，用于放大脉冲宽度生成和校正部分120的PWM开关信号Vc；MOSFET开关晶体管134(Q1、Q2)，它们由栅极驱动器132的输出信号切换；LC滤波器136，用于将开关晶体管134的信号解调为输出音频信号，且输出所解调的输出音频信号、以及扬声器140，用于将LC滤波器136的输出音频信号输出到外部。这里，LC滤波器136是低通滤波器，用作数模转换器。
电压负反馈回路150负反馈输出部分130的开关晶体管134的放大信号Vp，且降低谐波分量，以将该信号提供给电压放大部分124。
图3是表示图2所示的滤波器、电压放大器和电压负回路的电路图。
参照图3，脉冲宽度生成和校正部分120的滤波器122是由电阻R1和电容C1组成的低通滤波器，并且将在数字调制部分110中调制的PWM信号Vr传送给电压输出部分124。
电压放大部分124包括运算放大器1240，该运算放大器的负(-)输入端接收滤波器122的输出信号，而正(+)输入端接收电压负反馈回路150的信号Vp1。运算放大器1240放大两个输入信号之间的差值，且输出放大的信号Vp2。因为电压负反馈回路150的信号Vp1是从输出开关晶体管Q1、Q2输出的方波信号，它表现出与滤波器122输出的PWM信号Vr相同的脉冲形状，但信号波形的幅值被放大且相位有一定程度的延时。
电压放大部分124的运算放大器1240的负(-)输入端连接到电阻R2，且电阻R3和电容C3并行连接在电阻R2和运算放大器1240的输出端之间。这里，电阻R2和R3决定运算放大器1240的增益(R3/R2)，并行连接且负反馈运算放大器1240的输出的电阻R3和电容C3在电压负反馈回路150中增加一个极点，从而消除相位余量(phase margin)和输入到运算放大器1240的频率的波动(riffle)，且提高性能和音频波段(audible band)的直流稳定性。最好是，将电阻R3和电容C3的半功率点频率(comer frequency)设置在几KHz到几十KHz的范围内。二极管D1、D2和电阻R7、R8连接到运算放大器1240的输出端，且它们用来限制电压放大部分124的输出信号Vp2，使其不超过±几伏(V)。
电压负反馈回路150由电阻R4、R5、R6和电容C4组成。电阻R5、R6用来将开关晶体管134的输出电压Vp降到一相近的电平上。此时，将增益确定为具有比率
Figure A0282786800062
电容C4和电阻R4用作两极点补偿器以在负反馈回路中增加一个极点。按如此做法，电压放大部分124的输出电压Vp2的谐波分量被衰减。这里，电阻R4和电容C4的时间常数RC被设置为在20KHz以内稍大于滤波器122的时间常数。
图4是根据本发明实施例的、图2PWM-斜波转换部分的电路图；
参照图4，PWM-斜波转换部分126生成正/负(+/-)锯齿信号，且它包括反相器INV；恒流源1260；第一电容器C5和第二电容器C6；第一MOSFET开关晶体管Q3和第二MOSFET开关晶体管Q4，用于互补切换以对第一电容器C5和第二电容器C6充电和放电；以及差分放大器1262，用于将经由第一晶体管Q3和第二晶体管Q4输出的信号作差分放大以生成PWM-斜波信号Vm。
这里，将数字调制部分110中调制的PWM信号Vr发送到第二开关晶体管Q4的栅极上，且将通过反相器INV反相的PWM信号Vr发送到第一开关晶体管Q3的栅极上。
恒流源1260包括I1和I2。恒流源1260的各个输出连接到晶体管Q3，Q4的漏极，以及电容器C5、C6并且它们的节点通过电阻R17、R18连接到差分放大器1262的正/负(+/-)端。
PWM-斜波转换部分126的增益和增益1/K成正比，K是正/负(+/-)锯齿斜波信号Vm的斜率。如果使K的值小，就可以容易地控制差分放大器1262的增益。
参照图2到图4，描述本发明中的数字PWM输入D类放大器的操作。
首先，通过数字转换部分110将输入音频的PCM信号Vi转换为PWM信号Vr。
之后，将PWM信号Vr和通过电压负反馈回路150负反馈的信号Vp1输入到脉冲宽度生成和校正部分120以生成PWM开关信号Vc，所述PWM开关信号的脉冲宽度通过滤波器122、电压放大部分124、PWM-斜波转换部分126、以及比较部分128进行脉宽调制。脉宽调制过程如下：
首先，PWM信号Vr通过滤波器122滤波以消除其中的谐波分量，且改变其频率特性与系统匹配。将滤波后的PWM信号Vr提供给电压放大部分124。电压放大部分124的运算放大器1240放大在PWM信号(Vr)与电压负反馈回路150的信号Vp1之间的差值，且输出放大的信号Vp2。
PWM-斜波转换部分126接收PWM信号Vr以生成锯齿斜波信号Vm，所述锯齿斜波信号在与零(0)相对的正(+)方向和负(-)方向上大与PWM脉冲宽度成正比地增大。此时，差分放大器1262通过放大由电容器所生成的信号以生成正/负(+/-)锯齿信号Vm，其中所述电容正通过晶体管Q3、Q4，由恒流源1260充电或放电。
比较部分128将差分放大器1262生成的正/负(+/-)锯齿信号Vm和电压放大部分124的放大器1240的输出信号Vp2作比较以生成PWM开关信号Vc。换言之，如果放大器1240的输出信号Vp2大于正/负(+/-)锯齿信号Vm，比较部分128输出高电平的PWM开关信号Vc，而如果放大器1240的输出信号Vp2不大于正/负(+/-)锯齿信号Vm，则它输出低电平的PWM开关信号Vc。结果，PWM开关信号Vc是其脉冲宽度被调制的方波。
将比较部分128生成的PWM开关信号Vc通过输出部分130输出到扬声器。下文描述其详细操作。
因为PWM开关信号Vc是不能切换开关晶体管Q1和Q2的可忽略小信号，所以它由栅极驱动器132放大，并且之后提供给开关晶体管Q1和Q2的栅极。如果栅极驱动器132的输出是低电平，则晶体管Q1导通且将高电平信号通过晶体管Q1输出到开关晶体管Q1和Q2的输出端。反之，如果栅极驱动器132的输出是高电平，则晶体管Q2导通且将低电平信号通过晶体管Q2输出到开关晶体管Q1和Q2的输出端。这里，开关晶体管Q1和Q2的开关频率是几百KHz且所获得的方波信号是PWM波形，其宽度和输入Vc相同，但幅度要大于Vc。将通过开关晶体管Q1和Q2生成的PWM信号输入到用作模数转换器的LC滤波器136。PWM信号有放大的音频信号和射频开关信号，其中所述射频开关信号和音频信号混合且其频率是音频信号的十倍或更大。LC滤波器136让音频信号通过，但过滤了开关信号。按如此做法，最后获得放大的输出音频信号Vo。
因此，通过本发明的脉宽调制和开关方法将PCM信号Vi放大成具有高电平的信号Vo，且通过扬声器140输出所放大的信号，其中所述PCM信号是具有低电平的初始输入音频。
与此同时，本发明的PWM输入D类放大器可负反馈并通过脉冲宽度生成和校正部分120校正输出信号。参照图5描述其操作。
图5显示图4中的数字调制部分、PWM-斜波转换部分和比较部分的信号波形。
参照图3到图5，本发明的数字调制部分110生成具有脉冲宽度Tw的PWM信号Vr。当PWM信号Vr为高电平时，PWM-斜波转换部分126生成具有负(-)斜率(K)的锯齿波斜波信号Vm，而当PWM信号Vr为低电平时，它生成具有正(+)斜率(K)的锯齿波斜波信号Vm。此时，正/负锯齿波斜波信号具有与PWM信号Vr相同的脉冲宽度。
参照图4，如果信号Vr以高电平状态输入，则第二开关晶体管Q4导通以将第二电容器C6放电，且同时第一开关晶体管Q3由通过反相器INV反相的信号Vr的低电平来截止，以由恒流源I1对第一电容器C5充电。电容器C5的充电电压形成近似线性上升的直线。因此，差分放大器的输出Vm线性增加，且当PWM信号Vr从高电平转换到低电平时，第一开关晶体管Q3导通以将第一电容器C5放电。因此，差分放大器1262的输出Vm立即下降到零(0)伏，从而通过PWM-斜波转换部分126获得负锯齿斜波信号。
当PWM信号Vr处于低电平时，第一开关晶体管Q3由在反相器INV中反相的信号Vr的高电平导通，以将第一电容器C5放电。同时，第二开关晶体管Q4截止，以由恒流源I2对第二电容器C6充电。因此，差分放大器1262的输出Vm在正(+)斜率方向上线性增加，且当PWM信号Vr从低电平转换到高电平时，第二开关晶体管Q4截止以将第二电容器C6放电。因此，差分放大器1262的输出Vm立即下降到零(0)伏，从而从PWM-斜波转换部分126中获得正锯齿斜波信号。
将第一开关晶体Q3和第二开关晶体管Q4的漏极电压分别输入到正输入端和负输入端。此时，如果差分放大器1262的阻抗平衡，即“R20/R17＝R19/R18”，则将差分放大器1262设计成感应其两个输入端上施加的两个电压信号之间的差，将该差乘以“R20/R17”的值，且使所得到的电压Vm出现在输出端。
PWM-斜波转换部分126在PWM信号Vr的每个周期上重复上述操作，以生成正/负(+/-)锯齿斜波信号Vm。将该斜波信号输入到比较部分128，并在比较部分128中所述斜波信号和电压放大部分124的输出信号Vp2作比较，以生成PWM开关信号Vc，所述PWM开关信号具有相对于基准PWM电压Ve延长了一个转换时间的脉冲宽度。结果，栅极驱动器132的输入脉冲宽度改变，因此改变开关晶体管Q1和Q2的开/关时间以使得能够校正输出音频信号Vo的误差。另外，因为在PWM-斜波转换部分126中始终生成锯齿斜波信号，而不管输入音频信号Vi的脉冲宽度如何，所以在调制指数(modulationindex)上没有限制。还有，因为校正的PWM开关信号Vc的脉冲宽度从零变化到整个开关周期，所以在校正输出音频信号Vo的误差的脉冲宽度尺寸上没有限制，从而允许通过电压负反馈的精确控制输出补偿。
工业应用性
如前所述，本发明的数字PWM输入负D类放大器通过使用PWM信号本身进行信号放大以及输出信号校正，从而不需要D/A转换器和数字化传统的各种模拟电路函数，其中在所述PWM信号中，输入音频被脉冲调制。
同样，本发明以使用PWM信号的斜波生成部分取代在传统D类放大器中使用的脉宽调制载波三角波发生器，从而简化了电路复杂性，节省了产品成本，且有利于保证高开关频率工作时的线性。换言之，在使用传统载波三角波发生器的传统技术的情况下，同时应提高载波频率以进行高频切换，这造成实现载波三角波线性较困难。然而，本发明预先接受高频的PWM作为输入，且实现低斜率的斜波，这使得可以容易地实现线性。
另外，本发明通过增加校正电路的增益，可获得和传统模拟放大器相媲美的性能，因此提高了回路增益，且然后采用负反馈。
另外，本发明D类放大器的输出信号工作在脉宽调制状态，因此输出设备具有开或关状态。最后，具有较小的能量损失。实质上，在D类放大器的输出端，当开关状态从开状态变成关状态或从关状态变成开状态时，产生开关损失。当开关状态处于开状态时，由于输出设备的内部阻抗而存在能量损失，因此，在现实环境中，出现90％或以上的高效率。
同样，本发明有节能效果。通常，D类放大器具有出众的效率，但它也有性能差的不足。然而，本发明数字化输出信号的负反馈校正过程，使得易于制造单个芯片。因此，如果用本发明的D类放大器取代所有的传统模拟放大器，可保证性能超过同级放大器，且节能成为可能。另外，在本发明的放大器中，散热片的尺寸和电源单元的电容比传统模拟放大器小30-40％，但其优点是仍能获得和传统模拟放大器相同的输出，因此整体上小型化是可能的，且也提供降低制作成本的效果。
对本技术领域人员而言，很明显本发明中可做各种修改和变化。因此，本发明覆盖在所附权利要求书和其等价物的范围之内的、该发明的修改和变化。

Claims (5)

1.一种在使用PWM开关的负反馈D类放大器中的数字PWM输入D类放大器，包括：
数字调制部分，用于将输入音频的PCM信号调制成PWM信号；
脉冲宽度生成和校正部分，用于将所述数字调制部分的PWM信号与负反馈输出信号之间的差值和PWM斜波信号作比较，以生成PWM开关信号；
输出部分，其响应于所述脉冲宽度生成和校正部分的PWM开关信号，以生成放大的输出音频信号；以及
电压负反馈回路，用于负反馈所述输出部分的信号并减少谐波分量，以将所述信号提供给所述脉冲宽度生成和校正部分。
2.根据权利要求1所述的数字PWM输入D类放大器，其中所述脉冲宽度生成和校正部分包括：电压放大器，用于放大所述数字调制部分的PWM信号与所述负反馈输出信号之间的差值；PWM-斜波转换部分，用于接收所述数字调制部分的PWM信号以生成PWM斜波信号；和比较部分，用于比较所述电压放大器的输出信号和所述PWM-斜波转换部分的PWM斜波信号以生成PWM开关信号。
3.根据权利要求2所述的数字PWM输入D类放大器，其中所述脉冲宽度生成和校正部分还包括滤波器，用于通过低通频段对所述数字调制部分的PWM信号滤波，以将所滤波的PWM信号传送给所述电压放大器。
4.根据权利要求2所述的数字PWM输入D类放大器，其中所述PWM-斜波转换部分包括：恒流源，用于生成正/负锯齿波；第一电容器和第二电容器，所述电容器和所述恒流源的输出连接；第一开关晶体管和第二开关晶体管，所述第一开关晶体管和第二开关晶体管被互补切换以对第一电容器和第二电容器充电或放电；和差分放大器，用于对经由所述第一晶体管和所述第二晶体管输出的信号进行差分放大。
5.根据权利要求1或2所述的数字PWM输入D类放大器，其中所述输出部分包括：栅极驱动器，用于由所述脉冲宽度生成和校正部分的PWM开关信号生成开关驱动信号，且放大所生成的开关驱动信号；开关晶体管，所述开关晶体管由所述栅极驱动器的信号切换；和滤波器，用于将所述开关晶体管的信号解调成输出音频信号，并且输出所解调的输出音频信号。
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