JP2006517367A - キャリア基準信号対称性変調を用いるひずみの低いｄ級増幅器 - Google Patents

Abstract

入力信号の導関数に比例する三角波キャリア基準信号の傾きの変調を用いる、本質的に低いひずみをもつ電子Ｄ級増幅器である。ひずみの否定は、増幅器の閉ループ位相及びゲインを補償するために、この導関数信号の位相及びゲインがシフトされる場合に最も上手くいく。増幅器は、少なくとも１つの積分器を有する発振器（５）と、第１コンパレータ（６）と、少なくとも１つのサーボループ増幅器（３）と、入力増幅信号を処理し、変調する入力信号プロセッサ（４）とを含むパルス幅変調器を含む。発振器の出力信号は、少なくとも正及び負の時間導関数成分を含むキャリア基準信号（１３）を生成し、それは入力信号プロセッサ（４）の出力によって変調され、発振器（５）の変調入力に適用され、それにより少なくともキャリア基準信号の対称性が変調される。出力スイッチング・ステージの出力（１１）が、負のフィードバック・パス（１５）を介してサーボループ増幅器（３）の入力にフィードバックされる。

Description

本発明は、Ｄ級アナログ電力増幅器、特に可聴周波数増幅器の特定の用途を有するＤ級スイッチング増幅器に関する。

以下の説明は、本発明者が知っている回路の分析をどのように進めたかについての読者の理解を助けるために、及び読者が回路の発明の関連性を理解する一助とするために与えられる。しかしながら、これらの言及は、それら自体が、新規性又は自明性の評価のために要求されるので公表される出願人による何らかの承認を与えることを意図するものではなく、又は世界中のいずれかの特定の国の法律に従う共通の一般知識でもない。

Ｄ級増幅器を含む市販のスイッチング増幅器の幾つかのモデルが知られている。ほとんどは、出力がパルス幅変調器の変調入力に接続された一次サーボループ増幅器を含むシステムを用いる。パルス幅変調器の出力は、出力スイッチング・ステージの入力に接続される。負のフィードバック・パスは、出力スイッチング・ステージの出力をサーボループ増幅器の入力に接続し、増幅器入力はまた、サーボループ増幅器の入力に接続される。このシステムは、概念的には、エラー信号の積分であるサーボループ増幅器の出力として見ることができ、エラー信号は、出力スイッチング・ステージのスケーリングされた出力信号と増幅器の入力信号との間の差に比例する。この積分されたエラー信号は、前述の変調入力に送られたものである。
幾つかのシステムのパルス幅変調器は三角波発振器を含み、その出力信号は、コンパレータの入力に加えられるキャリア基準信号として働く。あまり一般的ではない幾つかのシステムにおいては、キャリア基準信号は、三角波ではなく鋸歯状波である。サーボループ増幅器の出力はまた、コンパレータの入力に加えられる。コンパレータ及び三角波発振器は、前述のパルス幅変調器として働き、コンパレータの出力は、パルス幅変調器の出力として働く。サーボループ増幅器は、多くの場合、電流対電圧積分器であるフォワード伝達関数を有する。

このシステムは、ひずみを減少させる、すなわち精度を向上させるために、負のフィードバックを用いる。しかしながら、このシステムは、本質的にひずみをもたらすことが知られている。すなわち、このシステムは、完全に近い電子部品であっても、言い換えれば、数学的に理想化された部品であってもひずみをもたらす。
さらに、例えば、実際の電力出力スイッチング・ステージにおいては顕著な電子的欠陥が、さらなるエラーをもたらす。
ここで説明したこれらの基本的機能を用いるシステムの詳細は、Ｍｏｔｏｒｏｌａのアプリケーション・ノートＡＮ１０４２において与えられる。
負のフィードバック又はサーボループ増幅器をもたず、パルス幅変調器の入力信号変調を指図する、より簡単なＤ級増幅器は、Ｚｅｔｅｘ集積回路ＺＸＣＤ１０００によって用いられる。こうしたシステム概念において全ての部品が理想的なものであると仮定すると、この理想化されたシステムは、前述のサーボループシステムとは対照的に、ひずみをもたらさないことが知られている。しかしながら、実際のこの直接変調システムは、サーボループ手法と比べて幾つかの問題を有することが知られている。

出力ノイズは、典型的には、フィードバックがないために高い。
理想的であるとは言えない実際の電子部品の欠陥からもたらされるひずみは、低い周波数においては高く、サーボループシステムの負のフィードバックはそれを助長する。
直接変調システムの出力信号は、出力ステージ供給レールに比例し、それによりこれらのレールの変化によって変調される。負のフィードバックのために、この影響は、特により負のフィードバックが存在する低い周波数のサーボループシステムにおいては減少される。

Ｄ級増幅器は、Ｂａｎｇ及びＯｌｕｆｓｅｎによって開発されており、その会社ではそれを「ＩＣＥｐｏｗｅｒ」製品と呼んでいる。このシステムの原理は、多くのオーディオ技術学会の刊行物及び米国特許第６，２９７，６９２号において説明されている。これは、全体的な増幅器主電極が、フォワード・サーボループ増幅器パス、そしてまた負のフィードバック・パスの両方における要素によって設定されるアナログスイッチング増幅器を開示している。
説明を試みることができた幾つかのＢａｎｇ及びＯｌｕｆｓｅｎ ＩＣＥｐｏｗｅｒモデル２５０Ａ、５００Ａ、２５０ＡＳＰ及び５００ＡＳＰは、少なくとも以下の性能結果であった。例えば、高電力であるが４オームへのクリッピングを下回る２０ｋＨｚにおけるひずみは、１％に近づくように思われた（１００ｋＨｚ測定帯域幅）。この結果が正確であれば、これは、典型的な良好に設計された慣習的なアナログ増幅器よりおよそ２オーダーの大きさで悪い。本発明者のこの分野の知識から、ＩＣＥパワー・ユニットは、幾つかの他のブランドのＤ級増幅器製品に比べて比較的良好に機能すると思われる。

市販の特定のＤ級増幅器に言及してきたが、ユニットは多種多様であり、したがってそれらの結果は、必ずしも確認としてとられる必要はないが、それらはこうした増幅器に幾つかの困難があることを示す。
ＩＣＥパワー基本原理を用いる回路は、「Ｒａｄｉｏ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ」１２月号、２００２年、ｐ５８−６４において公表されている。
同刊行物のｐ１４０−１４４においても、二次サーボループシステムとして設計された一次積分器であるサーボループ増幅器の代わりに共通サーボループシステムを開示している。これは、低い周波数においてより多くのフィードバックを与える。逆説的に言えば、一次システムに対し小さい付加的な負のフィードバックが利用可能なより高い周波数においては、ひずみは、サーボループ増幅器の出力における信号の形状のために本質的に悪化する。
したがって、本発明の目的は、ひずみを減少させる一助となるか又は少なくとも有用な代替を有するパブリックを与える増幅器の改良を提供することである。

本発明の１つの形態においては、
増幅器入力信号が適用される増幅器入力と、
増幅器出力信号をもたらす増幅器出力と、
出力スイッチング・ステージと、
発振器及び第１コンパレータを含むパルス幅変調器と、
少なくとも１つのサーボループ増幅器と、
増幅器入力信号を処理し、変調する入力信号プロセッサと、
を含み、発振器の出力が、少なくとも正及び負の時間導関数成分を含むキャリア基準信号をもたらし、それらが、発振器の変調入力に適用される入力信号プロセッサの出力信号によって変調され、キャリア基準信号の少なくとも対称が変調される、電子Ｄ級増幅器であって、
発振器が、少なくとも１つの積分要素を含み、
増幅器入力が、サーボループ増幅器の入力に接続されており、サーボループ増幅器はまた、少なくとも１つの積分要素を含み、
増幅器入力はまた、入力信号プロセッサの入力に接続されており、
サーボループ増幅器の出力は、パルス幅変調器の変調入力に接続されており、
パルス幅変調器の出力は、出力スイッチング・ステージの入力に接続されており、
出力スイッチング・ステージの出力は、増幅器出力に接続されており、
負のフィードバック・パスは、出力スイッチング・ステージの出力をサーボループ増幅器の入力に接続する、電子Ｄ級増幅器が提供される。

好ましくは、本発明はさらに、発振器の積分要素のフォワード伝達関数が少なくとも二次であり、サーボループ増幅器の積分要素のフォワード伝達関数が少なくとも二次であるという点で特徴付けられる。
好ましくは、本発明はさらに、入力信号プロセッサが、少なくとも時間に関する導関数を含むフォワード伝達関数を含むという点で特徴付けられる。
好ましくは、本発明はさらに、キャリア基準信号のピークが、出力スイッチング・ステージを供給する電力供給レール間の電位差に追従するように適合された出力スイッチング・ステージを供給する電力供給レールを含むことで特徴付けられる。
好ましくは、本発明はさらに、サーボループ増幅器の出力が前述の第１コンパレータの入力に接続され、発振器のキャリア基準出力信号がコンパレータの入力に送られ、コンパレータの出力がパルス幅変調器の出力であるという点で特徴付けられる。
好ましくは、本発明はさらに、出力スイッチング・ステージのフォワード・ゲイン、サーボループ増幅器のフォワード・ゲイン、発振器及び入力信号プロセッサの変調フォワード・ゲイン、キャリア基準出力信号の平均周波数、及び負のフィードバック・パスのゲインが、増幅器入力に適用された信号に対し増幅器出力における信号のひずみを低下させるように選択されるという点で特徴付けられる。

好ましくは、本発明はさらに、発振器が少なくとも１００ＭＨｚより高い単位利得帯域幅を有する広帯域増幅器を含むという点で特徴付けられる。
好ましくは、本発明はさらに、平均出力キャリア基準信号周波数、出力スイッチング・ステージの出力からのピーク信号、及びこのステージ内に流れるポテンシャル電流が、Ｄ級電力音響増幅と一致するという点で特徴付けられる。
本発明のさらなる形態は、増幅されるべき信号を上記で特徴付けられたような増幅器に導入するステップを含む増幅方法にあると言える。
良好な理解のために、ここで、図面を参照しながら更なる説明がなされる。

経験上、この分野における多くのテキストは、扱いにくいことが多い比較的難解な数学を用いて単に解答を与えるだけである。さらに経験上、Ｄ級増幅器の分野の当業者であると自称する研究者の中には、どのようにしてひずみが引き起こされるのかの有用な機械論的モデルを念頭においているようには見えない者もいる。従来のＤ級増幅器においてひずみが引き起こされる機構と、本発明において開示された解決策の効果を読者が理解する一助とするために、その動作をより容易に理解することができる機械論的モデルが提供される。
したがって、幾つかの以下の説明は、有用な機械論的モデルを通じて理解の単なる一助となるものであって、厳密な科学的説明と同じ意味でとられるべきではない。

一般的な従来のＤ級増幅システムのゲイン及び周波数においては、Ｄ級増幅器は、一次近似を含む非線形非スイッチングアナログ増幅器の近似と考えることができる。
サーボループ増幅器は、出力信号と入力信号との間の差に等しいエラー信号を積分するＤ級サーボループと、すなわち積分器と同じ方法で配線され、出力バッファステージは、Ｄ級増幅器の出力スイッチング・ステージに対しアナログとして働くが、積分サーボループ増幅器の出力と出力バッファステージの入力との間の可変時間周期前進要素を含む。
この可変時間周期前進要素を含む理由は、図４において最も容易に思い描くことができる。これは、サーボループ増幅器の出力１０９と、直流入力信号の三角波キャリア基準信号１００との両方を示す。これらの信号は、図５に示されるような従来のＤ級回路から発生する。分析を簡単にするために、この回路の出力１１１は、＋／−ｕボルト間で切り替え、発振器１１２の出力における三角波のピークはまた＋／−ｕボルトである。

三角波発振器１１２は、コンパレータ・出力スイッチング・ステージ１１６の反転入力に接続された出力１１４を有する。１１４における三角波信号は、基本周期Ｔを有する。コンパレータ・出力スイッチング・ステージ１１６の出力１１１が、Ｄ級増幅器の出力である。図５のＤ級増幅器の入力１１０が、回路信号である。これは、サーボループ作動増幅器１１５の反転入力であるＤ級増幅器の反転入力を与える。サーボループ作動増幅器１１５の非反転入力は、大地１２０を基準とする。値Ｃのキャパシタ１１９が、サーボループ作動増幅器１１５の出力１１７とその反転入力との間に接続される。出力１１７は、コンパレータ・出力スイッチング・ステージ１１６の非反転入力に接続される。値Ｒのレジスタ１１８が、コンパレータ・出力スイッチング・ステージ１１６の出力１１１とサーボループ増幅器１１５の反転入力との間に接続される。これは、出力からＤ級増幅器の入力への負のフィードバック・パスを形成する。この回路においては、サーボループ増幅器は、積分器として接続される。１１５と１１９の組み合わせを、サーボループ増幅器と考えることができる。

１１０における直流入力信号が、図４に示された信号をもたらす。この直流入力信号は、値−ｉの直流電流であり、サーボループ増幅器１１５の出力１１７における値ｘボルトの平均オフセット１０４をもたらし、その近辺でサーボループ作動増幅器１１５の出力信号１０９が振動する。（ｆ_in及びｆ_mへの参照は、後の記述で述べる。）サーボループ増幅器の出力信号１０９は、出力１１１が−ｕボルトであるとき（ｉ＋ｕ／Ｒ）／Ｃボルト／秒の正の傾き、及び出力１１１が＋ｕボルトであるとき（ｉ−ｕ／Ｒ）／Ｃボルト／秒の負の傾きを有する。三角波キャリア基準信号１１０は、１０２における＋ｕ、１０３における−ｕのピークを有し、１０１の０Ｖに関して対称である。この信号は、三角波発振器１１２の出力１１４において現れる。サーボループ増幅器の出力電圧１０９が三角波電圧１００に等しい、すなわち時刻ｔ１における１０５及び時刻ｔ３における１０７のときに、１１１においてスイッチング遷移が起こる。三角波のピーク１０２に対する時刻ｔ１及びｔ３の非対称性から前進周期がもたらされる。対称な時刻は、同じデューティサイクルにおいては１０６、ｔ２及び１０８、ｔ４となるであろう。１０４が、１０２における＋ｕをほんの少し下回る限度まで増加する場合には、前進周期は０秒である。
前進周期＝ｔ２−ｔ１＝ｔ４−ｔ３＝Ｔ（１−（ｘ／ｕ）²）／（１６ＲＣ） （ｉ）
この非線形前進関数は、固有のひずみの主要因である。

以下の分析を容易にするために、入力信号は、振幅ｖ及び周波数ｆ_inの正弦波であり、サーボループ増幅器の出力における平均信号とほぼ同相であり、それに比例すると仮定する（これは高い周波数における単なる近似である）。非線形関数（ｉ）の挙動は、結果としてこのシステムの幾つかの特徴をもたらす。

１．出力信号レベルに対するひずみは、ほぼ（ｖｆ_in）²に比例する。式（ｉ）の２乗から得られたｖ²及び位相前進の百分率からの係数ｆ_inから得られたｆ_in ²は、周波数ｆ_inと、積分器のフォワード・ゲインに起因する１／周波数として減少する開ループフォワードゲインに比例するフィードバック係数から得られる別の係数ｆに比例する。
２．対称性のために、理想化された高調波の、ほとんどは比較的滑らかな非線形伝達関数（ｉ）に起因する第３高調波のひずみは奇数のみである。対称性はまた、出力スイッチング・ステージの出力において測定されたときに、正弦入力信号の基本波に対し第３高調波の位相を直交状態にする。この第３高調波の符号は、ピーク付近で僅かに遅延されるように見える基本正弦波と一致する。
３．サーボループ増幅器の出力は、サーボループの出力における基本周波数ｆ_inがノッチ・アウトされた場合であっても、基本波のピークに対し本質的に非対称である。

入力信号の導関数に比例する三角波キャリア基準信号の傾きを変調することができることが見出された。ひずみの否定は、増幅器の閉ループ位相及びゲインを補償するために、この導関数信号の位相及びゲインがシフトされる場合に最も上手くいく。変調の例は、正の傾きが増加し、次の負の傾きの負の度合いが小さくなり、それにより周波数がほぼ一定のままとなることである。

本質的にひずませられた非変調システムに比べて、変調システムにおいて生じたひずみの打消しの理由の理解を助けるために、従来の非変調システムに比べて、傾き変調キャリア基準システムの種々の機構を強調する。増幅されたときに、クリッピングの寸前で出力をもたらす正弦入力を考えるのが最も容易である。これらの状況の下では、出力信号の振幅がそのピークに非常に近いときには、切り替えられた出力のデューティサイクルは、０％に近く、１つのピークに近く、及び反対符号のピークの１００％に近く、傾き変調はほぼゼロである。したがって、これらのピークの出力において変調された波形と変調されていない波形は類似している。三角波と正弦波との両方のピークが、変調されたシステムと変調されていないシステムとの両方の基準点となると考える、すなわち、両方のシステムにおいて、１１１及び１１４における出力信号が理解のためにそのピークにおいて一致すると考える。変調されたシステムと変調されていないシステムとの両方についての出力振幅及び平均キャリア周波数が、同一となるように調節されると仮定する。傾き変調度がｍである場合には、以下のようになる。

ａ．切り替えられた出力がそのピークの近傍にある時間の間、前述のように変調ｍはほぼゼロであるが、ｄｍ／ｄｔはそのピーク値付近であり、それは、同様にそのピーク値付近であるサーボループ出力信号に対し増加したキャリア基準周波数として三角波を出現させる。したがって、変調されたシステムにおいては、ピーク付近の出力スイッチング遷移は、変調されていないシステムに比べてピークに近づくようにシフトされる。対称性のために、サーボループの出力信号の平均が０ボルトを通るときには、変調されたシステムと変調されていないシステムとの両方についてほぼ同じ時刻にスイッチング遷移が起こる。
ｂ．変調は、サーボループ増幅器の出力信号が、ピーク以外の、変調されていないシステムに対し平均して前進されるようにする。この前進は、次第に蓄積される効果のためにゼロと接近するピークとの間で最も強調される。

これは、上記の点２と一致する。非線形効果の変化の観点から、三角波キャリア基準信号が変調されるという事実は、非線形の本質的な打消しをもたらす。キャリア基準信号の変調の影響をさらに説明するために、変調されたシステムの出力信号の振幅周波数スペクトルのグラフである図６の参照がなされる。垂直軸は、対数尺で振幅を表し、一方、横軸は、線形尺で周波数を表す。示されたスペクトルは、変調されたシステムの出力に関するものであり、周波数ｆ_inの正弦波の入力信号と、三角波発振器の変調入力１１３に送られる周波数ｆ_mの正弦信号及び振幅ｍを有する。ｆ_inの第３高調波の振幅は、周波数３ｆ_inの柱１３３によって示される。周波数ｆ_mの変調信号の振幅は、柱１３５によって示される。周波数ｆ_in−（ｆ_m−ｆ_in）の側波帯の振幅が、柱１３４によって示される。周波数３ｆ_in−（ｆ_m−ｆ_in）の別の側波帯の振幅が、柱１３６によって示され、その振幅は、ほぼｍ（ｆ_inｖ）²に比例する。

したがって、選択された値ｋ及びｆ_inとｆ_mとの間の相対位相のとき、周波数ｆ_m＝ｆ_in及び振幅ｍ＝ｋｖである場合には、柱１３３及び１３６によって表される信号を打ち消すことができる。選択された位相は、ｆ_inがｆ_mとほぼ直交するときに起こる。実際には、最適な打消しのためには、相対位相はまた、増幅器の閉ループ位相に関して補償されるべきである。

本発明を用いる電子Ｄ級増幅器の例のブロック図を示す図１においては、増幅器入力１は、サーボループ増幅器３の入力と、入力信号プロセッサ４の入力とを送る。発振器５の出力信号は、１３においてキャリア基準信号をもたらす。キャリア基準信号は、少なくとも有限の正及び負の時間導関数成分、例えば、三角波の正及び負の傾きを含む。入力信号プロセッサ４の出力信号は、発振器５の変調入力に適用される。正及び負の時間導関数成分は、前述の４の出力によって変調され、それによりキャリア基準信号の少なくとも対称性が変調される。この変調は、或る程度までのキャリア基準信号の周波数変調を含むことができる。１３におけるキャリア基準信号は、第１コンパレータ回路６の入力に接続される。サーボループ増幅器３の出力はまた、第１コンパレータ６の入力に送られる。発振器５と第１コンパレータ６との組み合わせは、機能的にパルス幅変調器を形成する。パルス幅変調器の出力として働くコンパレータ６の出力が、ドライバ７を制御し、それが次に出力スイッチ８を制御する。出力スイッチ８は、電力供給レール９及び１０によって供給される。出力スイッチング・ステージの出力１１は、負のフィードバック・パスを介してサーボループ増幅器３の入力にフィードバックされる。電力供給レールによる増幅器のゲイン変調を減少させるために、発振器のキャリア基準信号の出力振幅が、電力供給レール９及び１０の間の電位差に比例するように制御される。出力スイッチング・ステージの出力１１は、時に復調フィルタ１２と呼ばれるキャリア周波数・高調波フィルタに接続することができる。このフィルタの出力は増幅器出力２に接続される。ドライバ７と出力スイッチ８との組み合わせは、機能的に出力スイッチング・ステージを形成し、それはまた、この定義内で１２を含むことができる。更なる実施形態においては、更なる負のフィードバック・パスを、増幅器出力２とサーボループ増幅器の入力３との間に接続することができる。

入力信号プロセッサ及び発振器変調機構の関数に加えて、このシステムは、前述の一般的なタイプと同じである。しかしながら、発振器変調機構は、後述するように精度を実質的に改善する。
キャリア基準信号の対称性の変調の特定のタイプは、改善された増幅器精度をもたらす。例えば、少なくとも時間に関する導関数を含む入力信号プロセッサのフォワード伝達関数は、発振器キャリア基準信号の対称性の変調、及び或る程度は発振器キャリア基準信号の周波数の変調に適している。特定の変調ゲインの入力信号時間差の出力に直接的に比例し、システムの残りにおけるゲインを与える変調によって、本質的にゼロに近いひずみ、すなわち、理想的な電子部品がシステムにあると仮定したときに数学的にゼロに近いひずみがもたらされる。
しかしながら実際には、こうしたシステムに固有の潜在的に低いひずみは、出力スイッチング・ステージにおいて典型的に最も鋭い電子欠陥によって減少され、それは可聴電力増幅器においては、数十アンペアの過渡ピーク電流をもたらし、スイッチングのデッドタイムに起因するクロスオーバーひずみをもたらすことが多い。

電子欠陥の影響を大きく減らす１つの方法は、より高次のサーボループ（すなわち、共通システムの一次より高い）によって負のフィードバックの量を増加させることである。しかしながら、この機構は、前述のようにより高い周波数において実際には本質的により多くのひずみを加える。これを否定するために、発振器とサーボループ増幅器との両方における積分要素のフォワード伝達関数は、少なくとも二次となることが要求される。これらは、キャリア基準信号がサーボループ増幅器の伝達関数を補償するように選択される。これは、電子部品における欠陥に起因するそのひずみを、キャリア基準信号の変調を用いてゼロに近いレベルまで本質的に減少させることができるようにする。

出力キャリア基準信号及び出力スイッチング・ステージの出力からのピーク信号の平均周波数並びにこのステージ内を流れる潜在的な電流の全ては、Ｄ級可聴電力増幅と一致し、これらの技術を用いて、一般的な良好に設計されたＡ級、Ｂ級又はＡＢ級アナログ増幅器と同様の性能をもつ可聴電力増幅器を製造することができる。
図２は、こうしたシステムの例を与える。増幅器の入力信号は、増幅器入力２１に適用され、出力信号は、増幅器出力２２において利用可能である。増幅器のアースは、レール２３にある。レジスタ２５を介した増幅器入力２１は、レジスタ３０、キャパシタ２７及び２８、並びに作動増幅器２４からなるサーボループ増幅器に接続される。これらの同じ成分は、サーボループ増幅器積分要素を形成し、これらは二次フォワード伝達関数をもたらすように構成され、すなわち、２１における入力信号と２９における出力信号との間の比は、
−［１＋Ｒ３０（Ｃ２７＋Ｃ２８）ｓ］／（Ｒ２５Ｒ３０Ｃ２７Ｃ２８ｓ²） （ｉｉ）
ｓは、ラプラス変数（＝正弦波ｃｗのとき「−ｊｗ」）
値Ｃ２７＝Ｃ２８である場合には、
ｓ＝２／（Ｒ２５Ｃ２７）
のときに６ｄＢ／オクターブから１２ｄＢ／オクターブまでの遷移が起こる。

増幅器入力２１はまた、入力信号プロセッサ、この例においてはレジスタ３２、３５、３７及び３９、キャパシタ３１及び３６、作動増幅器３３及び３８からなる非反転微分器に接続される。第１のこれらの作動増幅器３３は、共通反転微分器として配線されるが、増幅器入力２１と出力スイッチング・ステージ７０及び７１の出力との間の（可聴）高周波数フォワード閉ループ伝達関数をほぼ補償する高周波数（可聴）位相及びゲイン補償（Ｒ３５Ｃ３６及びＲ３２Ｃ３１）を有する。この低く比較的小さい位相補償を無視すると、この反転微分器の伝達関数は、ほぼ
−Ｒ３５Ｃ３１ｓ （ｉｉｉ）
となる。

この反転微分器の出力は、レジスタ３７及び３９と作動増幅器３８とからなる反転器によって反転される。入力信号プロセッサの出力である微分器の非反転出力４０は、レジスタ４２、４５、５１、５３及び５６と、キャパシタ４３及び４４（並びに８７及び９６）と、随意的な増幅器４１と、第２コンパレータ５０と、アナログ・スイッチ５４とからなる発振器の変調入力に送られる。発振器の「積分要素」は、レジスタ４２、４５、及び５６と、キャパシタ４３及び４４と、随意的な増幅器４１とからなり、それはまた、二次フォワード伝達関数をもたらすように構成される。２つの独立した観点からこれを考えるのが最も簡単である。

第１に、出力４０が０Ｖに保たれる場合には、５５における入力に対する「積分要素」の出力４６の間のフォワード伝達比は、サーボループ増幅器と同じ形態、すなわち式（ｉｉ）を有する。
−［１＋Ｒ４５（Ｃ４３＋Ｃ４４）ｓ］／（Ｒ５６Ｒ４５Ｃ４３Ｃ４４ｓ²） （ｉｖ）
第２に、５５における信号が０Ｖとなるように制約された場合には、４０における入力に対する「積分要素」の出力４６の間のフォワード伝達比は、
−［１＋｛Ｒ４５（Ｃ４３＋Ｃ４４）＋（Ｒ４２Ｃ４４）｝ｓ］／（Ｒ４２Ｒ４５Ｃ４３Ｃ４４ｓ²） （ｖ）
増幅器入力信号に関しては、５５において０Ｖに制約される４６におけるフォワード伝達は、
−Ｒ３５Ｃ３１Ｒ３９／（Ｒ３７Ｒ４２Ｒ４５Ｃ４３Ｃ４４ｓ）−Ｒ３９Ｒ３５Ｃ３１［Ｒ４５（Ｃ４３＋Ｃ４４）＋Ｒ４２Ｃ４４］／（Ｒ３７Ｒ４２Ｒ４５Ｃ４３Ｃ４４） （ｖｉ）
（また、Ｒ３２Ｃ３１及びＲ３５Ｃ３６の位相補償の影響は、考慮に入れない。）

出力４６は、レジスタ５１を介して第２コンパレータ５０の入力５２に送られる。第２コンパレータ５０の出力は、５８及び５７における電圧間で切り替えるアナログ・スイッチ５４を制御する。スイッチ５４の出力５５はまた、正のフィードバック・パスとしてレジスタ５３を介して第２コンパレータ５０の入力５２を、負のフィードバック・パスとしてレジスタ５６を介して「積分要素」の入力を送る。スイッチ５４の出力５５は、そのデューティサイクルが増幅器入力信号の微分によって変調され、その周波数が同じく僅かに変調されたほぼ方形波の信号を放出する。発振器出力４６は、キャリア基準信号を放出し、該キャリア基準信号は、ほぼ三角波であるが、発振器の積分要素の二次フォワード伝達関数に起因する全ての次数の非ゼロ傾き時間導関数を有する。言い換えれば、三角波の傾きは、指数関数により僅かに「曲がる」。さらに、正及び負の傾き、又は正及び負の時間導関数、並びにキャリア基準信号の周波数は、増幅器入力信号の微分によって小さい程度まで変調される。この機構は、伝達関数及び種々の回路要素の種々のパラメータの特定の選択肢についての増幅器の本質的なひずみを補償する。こうした伝達関数は、例えば、出力スイッチング・ステージのフォワード・ゲイン、サーボループ増幅器のフォワード・ゲイン、並びに発振器及び微分器の変調フォワード・ゲイン、キャリア基準出力信号の平均周波数、及び増幅器のゲインである。

発振器の出力４６は、レジスタ６２を介したサーボループ増幅器の出力２９と同様に、レジスタ６１を介して第１コンパレータ６０の入力に送られる。発振器（部品４１、４２、４３、４４、４５、４６、５０、５１、５２、５３、５４、５５、５６及び電力供給レール追従システムからなる）とコンパレータ（部品６０、６１、６２、６３からなる）の組み合わせはパルス幅変調器として働き、第１コンパレータ６０の出力はパルス幅変調器の出力として働き、入力は２９にある。第１コンパレータの出力は、出力スイッチ７１のドライバ７０を制御する。電力は、電力供給レール７２及び７３によって出力スイッチに供給される。出力スイッチ７１の出力７４は、レジスタ７６を介した負のフィードバック・パスとしてサーボループ増幅器の入力にフィードバックされる。出力スイッチ７１の出力７４はまた、時には復調フィルタ７５と呼ばれるキャリア周波数プラス高調波を減衰させるフィルタに送られる。復調フィルタの出力は増幅器の出力２２である。スイッチドライバ７０及び出力スイッチ７１は、出力スイッチング・ステージを形成すると言われており、復調フィルタ７５は、出力スイッチング・ステージの定義の中に含まれると考えることができる。

電力供給レール７２及び７３間の電位差は、作動増幅器８０、レジスタ８１、８２、８５及び８８、並びにキャパシタ８６及び８７からなる微分増幅器によって測定される。この微分増幅器の出力５７は、キャパシタの動作及び局所的な負のフィードバックのために全ての周波数において低インピーダンスである。キャパシタ８６は、安定性のために局所的主電極を形成する必要がある。５７における信号は、レジスタ９２、９４及び９５と、キャパシタ９３及び９６と、作動増幅器９０とからなる反転増幅器によって反転される。この反転器の出力５８はまた、全ての周波数において低いインピーダンスである。したがって、５７及び５８は、７２及び７３間の電力供給レール電圧における平均差に追従し、それは次に、発振器キャリア基準信号の出力ピークが、出力スイッチング・ステージを供給する電力供給レール間の電位差に追従するようにする。この機構は、電力供給変化及び変調を補償する。

上記の式、特に（ｉｉ）、（ｉｖ）及び（ｖｉ）を実装する多くの異なる方法があり、それにより図２は、１つのこうした方法の単なる例であることに注目されたい。さらに、三角波は、キャリア基準信号の単なる一例であり、例えば別のものは、二次ループ積分要素を用いる前述のキャリア基準信号である。
式（ｉｉ）、（ｉｖ）及び（ｖｉ）を実装する別の方法は、レジスタ３７及び３９と作動増幅器３８からなる微分器の反転ステージを除くことによるものであり、それにより入力信号プロセッサは、反転微分器である。こうしたシステムはまた、本質的に低いひずみをもたらすが、前述の非反転微分システムに比べて、微分器ゲイン及び発振器の二次積分要素の時間定数、すなわちＲ４５（Ｃ４３＋Ｃ４４）の異なる値を有する。

今後の電子部品の改善に伴って間違いなく増加するであろう典型的なキャリア基準信号（＞＝５００ｋＨｚ）の比較的高い周波数のために、キャリア基準信号周波数及びその高調波におけるこうしたデバイスの比較的高いゲインに起因する積分要素内の広帯域作動増幅器を用いることは、キャリア信号、それにより増幅器全体の精度のために有益である。例えば、１００ＭＨｚより高い単位利得帯域幅をもつ広帯域増幅器が有用である。
図３は、非変調キャリア基準システムとここで説明された変調システムとの間の差異の例を示す。ここでは、信号は、変調システムを非変調システムと比較する上記の説明において示されたように設定された。この図面においては、入力信号は、キャリア基準信号（およそ５００ｋＨｚ）に対して比較的高い周波数（およそ３５ｋＨｚ）に設定され、そしてまた差異が増すようにオーバーロードレベル付近に設定される。ここで開示された二次変調システムのキャリア基準波形は波形９５として示され、非変調システムは波形９６として示される。非変調システムのサーボループ増幅器（図２の２９）の出力は、波形９８として与えられ、一方、ここで開示された変調システムは、波形９７によって示される。以上のように、サーボループ波形の導関数不連続性に対応する出力ステージスイッチング時間は、変調システム（９５、９７）及び非変調システム（９６、９８）の異なる時刻において生じる。スイッチング時間に対応する局所ピークは、この時刻が変調システムより遅い場合の「Ｌ」か、又は早い場合の「Ｅ」のいずれかによって非変調システムに関して示される。時間差が無視できる場合には、表示は与えられない。この例においては、非変調システムのスイッチング時間は、最初は比較的遅く、次いで早くなる。これは、前述のようにサーボループ信号がゼロボルトを通るときの時刻にほぼ起こる。
この明細書を通して、説明の目的は、本発明を解説することであって、これを制限することではない。

本発明の機能ブロック図である。 本発明のシステムの例示的な回路である。 従来の二次サーボループシステムの波形と比べた、本発明のシステムの波形の例を示す図である。 三角波キャリア基準信号と直流入力信号のサーボループ増幅器出力の波形を示す図である。 本発明に係るキャリア基準信号変調入力を含むＤ級増幅器の基本要素を含む回路を示す図である。 周波数ｆ_inの正弦波入力信号のＤ級出力における周波数スペクトルと、周波数ｆ_mの別の正弦波信号によって傾き変調された三角波キャリア基準信号である。

Claims (9)

1. 電子Ｄ級増幅器であって、
   増幅器入力信号が与えられる増幅器入力と、
   増幅器出力信号をもたらす増幅器出力と、
   出力スイッチング・ステージと、
   発振器及び第１コンパレータを含むパルス幅変調器と、
   少なくとも１つのサーボループ増幅器と、
   増幅器入力信号を処理し、変調する入力信号プロセッサと、
   を含み、発振器の出力信号が、少なくとも正及び負の時間導関数成分を含むキャリア基準信号をもたらし、それらが、発振器の変調入力に適用される入力信号プロセッサの出力信号によって変調され、それによりキャリア基準信号の少なくとも対称性が変調され、
   前記発振器は、少なくとも１つの積分要素を含み、
   前記増幅器入力は、サーボループ増幅器の入力に接続されており、前記サーボループ増幅器はまた、少なくとも１つの積分要素を含み、
   前記増幅器入力はまた、入力信号プロセッサの入力に接続されており、
   サーボループ増幅器の出力は、パルス幅変調器の入力に接続されており、
   パルス幅変調器の出力は、出力スイッチング・ステージの入力に接続されており、
   出力スイッチング・ステージの出力は、増幅器出力に接続されており、
   負のフィードバック・パスは、出力スイッチング・ステージの出力をサーボループ増幅器の入力に接続する、
   ことを特徴とする電子Ｄ級増幅器。
2. 前記発振器の積分要素のフォワード伝達関数が少なくとも二次であり、前記サーボループ増幅器の積分要素のフォワード伝達関数が少なくとも二次であることを特徴とする請求項１に記載の電子Ｄ級増幅器。
3. 前記入力信号プロセッサが、少なくとも時間に関する導関数を含むフォワード伝達関数を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電子Ｄ級増幅器。
4. 出力スイッチング・ステージを供給する電力供給レールをさらに含み、前記キャリア基準信号のピークが、前記出力スイッチング・ステージを供給する前記供給レール間の電位差に追従することを特徴とする請求項１、請求項２又は請求項３に記載の電子Ｄ級増幅器。
5. 前記サーボループ増幅器の出力が前記第１コンパレータの入力に接続され、前記発振器のキャリア基準出力信号が前記コンパレータの入力に接続され、前記コンパレータの出力がパルス幅変調器の出力であることを特徴とする上記請求項のいずれかに記載の電子Ｄ級増幅器。
6. 前記出力スイッチング・ステージのフォワード・ゲイン、前記サーボループ増幅器のフォワード・ゲイン、前記発振器及び入力信号プロセッサの変調フォワード・ゲイン、前記キャリア基準出力信号の平均周波数、及び前記負のフィードバック・パスのゲインが、前記増幅器入力に適用された信号に対し前記増幅器出力における信号のひずみを低下させるように選択されることを特徴とする上記請求項のいずれかに記載の電子Ｄ級増幅器。
7. 前記発振器が少なくとも１００ＭＨｚより高い単位利得帯域幅を有する広帯域増幅器を含むことを特徴とする上記請求項のいずれかに記載の電子Ｄ級増幅器。
8. 前記平均出力キャリア基準信号周波数、前記出力スイッチング・ステージの出力からのピーク信号、及び前記ステージ内に流れるポテンシャル電流が、Ｄ級電力音響増幅と一致することを特徴とする上記請求項のいずれかに記載の電子Ｄ級増幅器。
9. 実質的に付属の図面の１つ又はそれ以上を参照しながら明細書に説明された、及び付属の図面の１つ又はそれ以上によって示された電子Ｄ級増幅器。

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