ES2911285T3 - Sistema y método para la modulación y demodulación - Google Patents

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Stig Alnøe Lindemann
Dan Vinge Madsen
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Abstract

El sistema (2) para la modulación (4, 12, 104) y demodulación (6, 106) de una señal de entrada continua (8,108), donde dicho sistema (2) está configurado para recibir una entrada continua (8,108) y por un modulador (4,12,104) para generar una señal discontinua modulada, donde el sistema (2) comprende un demodulador (6, 106) para generar una salida continua (18, 118), donde el modulador (4, 12, 104) está formado como un modulador de fase compuesto (20), donde dicho modulador de fase compuesto (20) comprende al menos un bucle de realimentación (22), donde dicho bucle de realimentación (22) determina el ancho de una señal discreta discontinua de bajo nivel, caracterizado porque el modulador de fase compuesto (20) comprende al menos un bucle de alimentación directa (28), donde dicho bucle de alimentación (28) determina el ancho de una señal discreta discontinua de alto nivel en función de la entrada continua (8,108), donde la combinación del bucle de retroalimentación (22) y el bucle de alimentación directa (28) asegura un modulador de fase autooscilante, como un modulador PWM con una modulación PWM/frecuencia de muestreo estable, que es independiente del contenido de frecuencia y la amplitud de la señal de entrada continua (8,108).

Description

DESCRIPCIÓN
Sistema y método para la modulación y demodulación
Campo de la invención
La presente invención se refiere a un sistema y un método para la modulación y demodulación de una señal de entrada continua, donde dicho sistema está configurado para recibir una entrada continua y para generar una señal discontinua modulada por ancho de pulso (PWM) mediante un modulador de fase compuesto, donde dicho sistema comprende un demodulador PWM para generar una señal de salida continua, donde el convertidor de ancho de pulso continuo a discontinuo se forma como un modulador de fase compuesta, donde dicho modulador de fase compuesta comprende al menos un bucle de alimentación directa, donde dicho bucle de alimentación directa determina la longitud de tiempo de una señal discontinua de alto nivel.
Antecedentes de la invención
Los moduladores de ancho de pulso se usan ampliamente y son una técnica bien conocida que se utiliza para varios propósitos; uno de ellos es la conversión de una señal destinada a la transferencia de señales.
La patente nro. EP0077332 presentada el 28 de diciembre de 1981, describe un decodificador de modulación de ancho de pulso, que permite que una demodulación PWM tenga una corriente continua completa estableciéndose dentro de un período de la señal PWM. El requisito para el establecimiento completo dada la tecnología descrita en EP0077332 es que el circuito de demodulación coincida exactamente con la frecuencia PWM y, por lo tanto, proporcione el requisito de tener un modulador PWM cuya frecuencia de muestreo sea estable y no dependa de la señal de entrada continua.
El documento GB 2247 120 A se refiere a amplificadores de aislamiento y técnicas de modulación/demodulación para amplificadores de aislamiento.
Los documentos WO 2004/073161 A1, WO 2006/045147 A2, EP 2 221 964 A1 y WO 2008/007308 A1 se refieren a amplificadores de clase D autooscilantes.
Los diseños de PWM autooscilantes generalmente se enfrentan al desafío de no contar con una modulación/frecuencia de muestreo estable, ya que la frecuencia de muestreo depende en gran medida tanto de los componentes de frecuencia como de la amplitud de la señal de entrada continua, lo que puede provocar distorsión armónica y no linealidad debido a la distorsión del canal y falta de sincronización entre el modulador y demodulador PWM.
Objeto de la invención
El objeto de la solicitud de patente pendiente es utilizar un modulador de fase compuesto analógico cuya frecuencia estable, en combinación con la estabilización de CC instantánea dentro de un período de la frecuencia de muestreo, asegure que una señal continua pueda pasar de la etapa de entrada a una señal continua en la etapa de salida con un mínimo de no linealidades y distorsión a través de una barrera de aislamiento o a lo largo de una línea de transmisión digital.
Otro objeto de la solicitud de patente pendiente es lograr una conversión precisa a alta velocidad de señales continuas en señales discontinuas moduladas por ancho de pulso (PWM), cuyas señales PWM se transmitirán a un demodulador preciso de alta velocidad.
Un objeto adicional de la solicitud de patente pendiente es preservar la integridad de la señal con respecto a la precisión, la amplitud y la fase de la corriente continua, minimizando los efectos secundarios tanto de no linealidad como de distorsión en los procesos de modulación y demodulación.
Descripción de la invención
El objeto puede cumplirse mediante un sistema como se reivindica en la reivindicación independiente 1.
La presente patente describe una técnica que asegura una modulación PWM/frecuencia de muestreo estable, que es independiente del contenido de frecuencia y la amplitud de la señal continua.
De este modo se puede lograr que cualquier señal continua, incluso señales con frecuencias cercanas a la frecuencia de Nyquist (la mitad de la frecuencia de muestreo), pueda convertirse en señales moduladas por ancho de pulso, señales que representan el contenido de la señal de entrada continua. Esta señal modulada por ancho de pulso puede transmitirse a continuación a través de cualquier línea de comunicación. Esta señal PWM puede reiniciar la señal continua original mediante un demodulador eficiente de alta velocidad.
Esto puede ser muy importante si se utilizan señales continuas para la medición técnica, por ejemplo, en entornos hostiles, donde la influencia del ruido en las señales continuas a lo largo de largas líneas de transmisión tendrá un gran impacto en el contenido de las señales continuas. En este caso es muy importante que la señal se convierta en una señal modulada por ancho de pulso porque esta señal modulada por ancho de pulso se puede volver a convertir en la señal original mediante el procesamiento de la señal.
El modulador convierte una señal de entrada Ventrada(t) de ancho de banda limitado mediante el uso de una frecuencia portadora determinada por el diseño del modulador. Al convertir la señal de entrada continua en una señal PWM, la resolución de fase determina la integridad de CC de la señal. La distorsión de retardo de grupo afecta la precisión de CC y es la razón por la cual se debe evitar el cambio en la frecuencia de modulación para minimizar las no linealidades y la conversión descendente de la propia frecuencia de modulación en la banda de la señal de entrada (por ejemplo, CA a CC). La versión no inversora del concepto con la precisión de CC y la integridad de la señal se garantiza mediante el uso de un integrador.
En una realización preferida de la invención, el sistema puede comprender un aislamiento galvánico entre el modulador y el demodulador. Para proteger los sistemas técnicos, puede ser necesario transmitir las señales moduladas sobre un aislamiento galvánico porque las señales provenientes de la entrada de CC pueden medir señales provenientes de un entorno muy hostil donde pueden ocurrir pulsos de alto nivel, y, para reducir la influencia del ruido conducido por cables, es muy importante que se realice un aislamiento galvánico entre la parte receptora de un sistema técnico de medición y el sistema que realiza el tratamiento posterior de la señal, como un sistema informático. Los aislamientos galvánicos se utilizan a menudo en todos los sistemas de comunicación en los que se utilizan líneas largas y existe el riesgo de que diferentes cables se crucen entre sí y los cables de señal se coloquen en paralelo o crucen líneas de alta tensión que puedan tener alguna influencia en las señales continuas relativamente débiles. Otro riesgo es simplemente que el rayo pueda tener influencia en cualquier línea de señal donde la protección contra rayos se pueda realizar en varios otros sistemas de protección, pero terminando siempre en un aislamiento galvánico. Existen diferentes tipos de aislamientos galvánicos, por ejemplo, transformadores, optoacopladores y comunicación por fibra óptica.
Se puede aplicar un acondicionamiento de señal adicional en la ruta de retroalimentación para garantizar la integridad de la conversión de la señal. Un ejemplo podría ser el uso de una referencia de voltaje de alta precisión y temperatura estable con impedancia de salida adaptada de nivel alto y bajo. Esto contribuiría a un diseño con mínima no linealidad. De este modo, se puede lograr una conversión mucho más precisa y sin distorsiones de señales continuas a discontinuas. El acondicionamiento de la señal puede ser un filtro activo que filtre todas las frecuencias altas o, en otras situaciones, también es posible lo contrario cuando la condición de la señal filtre todas las frecuencias bajas. De esta manera, al tener influencia en la retroalimentación real, es posible obtener una influencia total en el bucle de retroalimentación, y al diseñar el circuito de condición de la señal, existirán muchas otras posibilidades no reveladas por este método para la modulación.
En otra realización preferida de la invención, una entrada negativa en un integrador puede formar un punto de suma para la entrada continua y el bucle de regulación de retroalimentación para formar un modulador PWM inversor. En este caso, el acondicionamiento de la señal también se utiliza como cambio de nivel y polaridad de pulso para proporcionar una señal Vsalida de salida PWM que tiene la polaridad opuesta a la señal de entrada.
En otra realización preferida de la invención, el circuito de condición de señal puede formarse mediante el uso de la señal de salida discontinua para controlar un interruptor, que cambia entre un nivel alto y un nivel bajo de una referencia de voltaje de alta precisión. De esta manera, se puede lograr la implementación del acondicionamiento de la señal en la ruta de retroalimentación, invirtiendo de esta forma la configuración del modulador. En este caso, se utiliza un interruptor SPDT continuo en combinación con una referencia de voltaje de alta precisión Vref. De esta manera, cuando la señal de salida discontinua real solo se usa para un control de conmutación, se logra que ninguna de las señales de ruido discontinuas pueda ocurrid, por ejemplo, la distorsión de alta frecuencia se evita por completo porque la señal de retroalimentación es un simple cambio entre dos niveles de CC muy precisos. De este modo, la retroalimentación será una representación casi totalmente correcta de la salida discontinua, pero ahora con una forma perfecta.
En otra realización preferida de la invención, la entrada continua puede pasar por un circuito de muestreo y retención. De este modo se puede lograr que se eliminen la distorsión y los armónicos elevados, que son inherentes a los moduladores PWM continuos. En el modulador de fase compuesto, la distorsión armónica se produce debido al cambio de la entrada Ventrada durante la generación del conjunto pulso-pausa. Un método para minimizar este tipo de distorsión armónica sería muestrear y mantener la entrada al modulador. Esta modificación del concepto del modulador garantiza que no se produzcan cambios en la señal de entrada al modulador de fase compuesta durante la generación de un pulso y una pausa, por lo que se minimiza la generación de armónicos.
En otra realización preferida de la invención, la circuitería de alimentación directa puede comprender una compensación de fase de trayectoria de alimentación directa del modulador inversor de fase compuesto. Mediante la misma, se puede introducir un medio continuo de compensación de fase entre el circuito de ancho de pulso y el circuito de ancho de pausa. Esta compensación de fase imita hasta cierto punto el efecto del muestreo discreto en el circuito de alimentación directa. Cambiando la fase de la entrada continua mediante la función de alimentación directa, es posible cambiar la temporización de la señal y de ese modo lograr el control de un retardo durante la alimentación directa. Puede ser necesario algún retraso en una regulación de alimentación directa para asegurar regulaciones adicionales en el caso de que la regulación de retroalimentación tenga un pequeño retraso para cada componente por el que pasa la señal. Por lo tanto, la señal de alimentación directa tiene que retrasarse de alguna manera; de lo contrario, la señal de retroalimentación influirá en la señal de salida antes de que cualquier señal de retroalimentación haya alcanzado la misma posición en la regulación lógica o continua.
En otra realización preferida de la invención, el bucle de regulación de retroalimentación puede comprender una compensación de fase de trayectoria del modulador inversor de fase compuesto. De este modo se puede lograr que se realice una compensación de fase de la entrada al punto de mezcla entre la corrección de fase de ancho de entrada y la señal de retroalimentación que se envía además a la entrada negativa del integrador. Este cambio de fase de la entrada continua al punto de suma puede generar un retraso para todo el bucle de retroalimentación donde las señales de entrada continua al bucle de alimentación directa no pasan por el dispositivo de compensación de fase.
En otra realización preferida de la invención, la circuitería de alimentación directa puede comprender una compensación de fase de trayectoria de alimentación directa del modulador de fase compuesto no inversor. Por lo tanto, es posible obtener al menos el mismo efecto que el descrito anteriormente donde la compensación de fase entre el circuito integrador y el circuito de ancho de pulso se puede ajustar mediante esta compensación de fase.
En otra realización preferida de la invención, el bucle de regulación de retroalimentación puede comprender una compensación de fase del trayecto de retroalimentación del modulador de fase compuesto no inversor. De este modo se puede lograr que se realice un cambio de fase de la entrada continua antes de que la entrada continua se envíe a la entrada positiva del integrador, donde la entrada negativa en este integrador es el circuito de retroalimentación tradicional. Esto conduce a una situación en la que se puede realizar la compensación de fase en la entrada de la parte integradora del convertidor.
En otra realización preferida de la invención, el bucle de retroalimentación puede comprender una puerta lógica SR como lógica de control para interpretar las señales de control de ancho de pulso y pausa, cuyo ancho de pulso se determina comparando la señal de entrada continua con un generador de rampa de voltaje de señal de pendiente constante, cuyo generador de rampa de voltaje es iniciado por el bucle de regulación de pausa cuando el valor de la pendiente coincide con el voltaje de entrada, y la salida del comparador se usa para finalizar el pulso y comenzar la pausa mientras también reinicia el generador de rampa de voltaje. De este modo, el ancho del pulso puede determinarse comparando la señal de entrada con la señal de pendiente constante del generador de rampa de voltaje que es iniciado por el bucle de regulación de pausa. Cuando el valor de la pendiente coincide con el voltaje de entrada, la salida del comparador se usa para finalizar el pulso e iniciar la pausa mientras también reinicia el generador de rampa. En este caso, el circuito de regulación de pausa se construye alrededor de un integrador en el que se usa una puerta lógica SR como lógica de control para interpretar las señales de control de ancho de pulso y pausa.
En otra realización preferida de la invención, un microprocesador puede realizar el control real de una pluralidad de fuentes de referencia de tensión. Por la presente, se pueden realizar medios para linealizar el modulador usando, por ejemplo, un microcontrolador en combinación con algún acondicionamiento de señal continuo adicional. Estas fuentes se pueden utilizar para la calibración de la compensación, la ganancia y la sintonización de la frecuencia de oscilación mediante la inserción de fuentes de tensión controlables o una combinación de varias fuentes. Esto se puede usar para una mayor optimización que compensa los efectos no ideales en los componentes que provocan un cambio en la frecuencia de modulación. Un método para esto sería una vigilancia regulada de la frecuencia de oscilación, por ejemplo, un bucle de enganche de fase (PLL).
En otra realización preferida de la invención, el demodulador se puede basar en un integrador y un circuito de retención de muestras para generar una señal de salida continua. Como ejemplo, el modulador se puede combinar con un demodulador basado en un integrador y un circuito de retención de muestras. Una ventaja de combinar este tipo de demodulador con el modulador de fase compuesto es que el circuito de retención de muestras del demodulador se engancha a la señal PWM y no a una frecuencia fija. Esto es importante con respecto a minimizar la generación de armónicos. El modulador convierte una señal continua en un conjunto de señales discontinuas de tipo discreto de una fase positiva y negativa, como un ancho de pulso y un ancho de pausa. El demodulador convierte la fase positiva y negativa coincidente. De esta manera se puede lograr que las señales utilizadas para la conversión de discontinuo a continuo sean señales que tienen una forma muy precisa simplemente porque solo se usa el tiempo para la modulación de ancho de pulso para que la conmutación sea perfecta en relación con la señal que se recibe, sin embargo, cualquier ruido que pueda ocurrir como parte de la modulación PWM se reduce de esta manera.
En otra realización preferida de la invención, el circuito de retención de muestras puede comprender un interruptor que cambia entre un nivel alto y un nivel bajo de una segunda referencia de voltaje de alta precisión.
En otra realización preferida de la invención, el circuito de retención de muestras puede comprender otro integrador desde el cual se conecta una señal de retroalimentación a la entrada negativa en el integrador, cuyo integrador tiene una salida conectada a un primer terminal de un interruptor, cuyo integrador tiene una entrada negativa conectada a un segundo terminal del interruptor, cuyo interruptor comprende un tercer terminal conectado a tierra a través de un condensador. De este modo se puede conseguir que, cuando la señal haya pasado por el primer integrador, esta señal se utilice para cargar el condensador. Después de cambiar el interruptor, la carga del condensador se usa como entrada negativa para el siguiente integrador. De este modo se consigue que no se puedan transmitir altas frecuencias porque la carga de un condensador no contiene frecuencias de CA. De la misma forma, se evita que exista alguna conexión entre el primer y el segundo integrador en el sentido de avance, y, en cambio, hay una retroalimentación común. De esta forma, se logra que la señal de salida continua se asiente al nivel de la señal PWM dentro de un período de la señal PWM.
En una realización preferida adicional para la invención, el modulador de fase compuesto se puede combinar con un circuito de potencia de clase D para implementar un amplificador de potencia de clase D autooscilante que presenta muy bajas no linealidades y baja distorsión.
La solicitud de patente divulga además un método para convertir una señal continua mediante una modulación de ancho de pulso en una señal discontinua, cuya señal discontinua se transmite a través de un aislamiento galvánico o medios de comunicación mediante el cual el método realiza además la conversión de una señal discontinua del aislamiento galvánico o los medios de comunicación mediante un circuito de demodulación en una señal de salida continua. De este modo, se puede lograr que una señal continua se pueda convertir en una señal modulada por ancho de pulso. Esta conversión se realiza de forma extremadamente rápida y muy precisa. Después de la transmisión por una línea de comunicación o por un aislamiento galvánico, esta señal modulada por ancho de pulso se puede demodular en una señal continua que es una copia exacta de la señal continua que se inició y se envió al modulador de fase compuesto. Mediante este método, es posible lograr la transmisión de señales continuas que funcionan extremadamente rápido, simplemente porque la modulación de ancho de pulso se realiza de forma asíncrona y la frecuencia de la modulación de ancho de pulso es independiente de la frecuencia de la señal continua. Este proceso se realiza con un ajuste de frecuencia automático también en la demodulación, por lo que también la demodulación se lleva a cabo como un sistema autooscilante donde la frecuencia es independiente del contenido de la señal a convertir.
En la solicitud de patente pendiente, la expresión "señal continua" se usa para denominar cualquier señal analógica, señal analógica que puede comprender cualquier señal de CC variable o cualquier señal de CA oscilante o una combinación de señales de CC y CA.
La expresión "discontinua" se utiliza para cualquier señal que tenga un primer nivel discreto bajo y un segundo nivel discreto alto, como las señales digitales.
Descripción de las figuras
La fig. 1 describe un sistema para la modulación y demodulación de señales.
La fig. 2 describe un modulador no inversor.
La fig. 3 describe una posible realización de un modulador no inversor con acondicionamiento de señal.
La fig. 4 describe un modulador no inversor con acondicionamiento de señal.
La fig. 5 describe un ejemplo del acondicionamiento de la señal de retroalimentación en combinación con el modulador inversor.
La fig. 6 describe una posible realización de una versión muestreada del modulador.
La fig. 7 describe una posible realización para una compensación de fase de trayectoria directa del modulador de fase compuesto de la invención.
La fig. 8 describe una compensación de fase de la trayectoria de retroalimentación del modulador de fase compuesto de la invención.
La fig. 9 describe una compensación de fase de trayectoria de alimentación directa del modulador de fase compuesto no inversor.
La fig. 10 describe una posible realización para una compensación de fase de trayectoria de retroalimentación del modulador de fase compuesto no inversor.
La fig. 11 describe una posible realización de un modulador inversor de fase compuesto.
La fig. 12 describe un modulador de fase compuesto no inversor.
La fig. 13 describe un modulador inversor de fase compuesto.
La fig. 14 describe una posible realización de un modulador de fase compuesto no inversor.
La fig. 15 describe un esquema de regulación y linealización.
La fig. 16 describe una posible realización de un demodulador.
La fig. 17 describe una posible realización para la linealidad optimizada en anchura del modulador y del demodulador. La fig. 18 describe la implementación de un demodulador con reloj automático.
La fig. 19 describe una posible implementación de la linealidad optimizada en anchura del demodulador autosincronizado. La fig. 20 describe una posible implementación de un amplificador de potencia de clase D autooscilante.
Descripción detallada de la invención
La fig. 1 muestra una posible realización para la modulación y demodulación de señales. La fig. 1 muestra además una primera curvatura que indica el ancho de banda de frecuencia de la señal de entrada continua. Se puede apreciar que la frecuencia superior es relativamente baja. En la siguiente curvatura, se indica que la curva de frecuencia relativamente baja se convierte en una curva de frecuencia mucho más alta. Además, en la tercera curvatura se indica que la curva de alta frecuencia se convierte en una señal continua de baja frecuencia que se indica claramente en la cuarta curvatura. Además, se indica un sistema 2 que comprende un modulador 4 y un demodulador 6 donde una línea de entrada continua se indica como 8, y donde la salida continua se indica como 18. Además, se indica una barrera de aislamiento 14.
En funcionamiento, la señal continua 8 se convertirá en el modulador 4 en una señal modulada por ancho de pulso. A continuación, esta señal se transmite quizás a través de una barrera de aislamiento 14 como se indica, no obstante, la transmisión se puede realizar en cualquier línea de comunicación discreta/digital en su lugar. La señal de recepción que podría provenir de una línea de comunicación o de la barrera de aislamiento 14 se demodula en el demodulador 6 de regreso a la señal continua 18.
La fig. 2 describe una primera realización posible para un modulador de fase compuesto 20. Este modulador 20 comprende una línea de entrada continua 8, cuya línea de entrada 8 está conectada a un bucle de alimentación directa 12 y a la entrada positiva de un amplificador operacional 25. Junto con un condensador de retroalimentación negativa 27, este amplificador operacional 25 forma un integrador. La salida de este integrador se transmite además a un comparador 29 desde el cual se envía una señal discontinua al circuito formador de pulsos 31. Por la línea de retroalimentación 22, la salida del circuito formador de pulsos 31 pasa por una resistencia 23 y se envía de vuelta a la entrada negativa del amplificador operacional 25. La entrada continua 8 se transmite al dispositivo formador de pulsos 33 colocado en el circuito de alimentación hacia adelante 12, donde la salida del dispositivo de formación de impulsos 33 de retroalimentación se envía adicionalmente al dispositivo de formación de impulsos 31. De este modo, se logra que el bucle de retroalimentación 22 genere el ancho de impulso bajo de la señal modulada por ancho de impulso que se genera donde el bucle de alimentación directa 12 genera el ancho de pulso del pulso positivo.
De este modo, se obtiene un circuito de modulación de ancho de pulso de funcionamiento extremadamente rápido.
La fig. 3 describe más o menos la misma realización que la que se muestra en la fig. 2. La única diferencia con la fig. 2, es que el bucle de retroalimentación 22 comprende en este caso un dispositivo de acondicionamiento de señal 34. La fig.
4 describe un modulador inversor con acondicionamiento de señales.
La fig. 4 es diferente, ya que en este caso tanto la señal de entrada como la de retroalimentación se combinan en un punto de suma entre las resistencias 21, 23 en la entrada negativa del amplificador operacional 25. De este modo, se logra un modulador inversor con acondicionamiento de señal, ya que el acondicionamiento de señal del dispositivo 34 todavía se indica en la fig. 4.
La fig. 5 describe un ejemplo del acondicionamiento de la señal de retroalimentación en combinación con el modulador inversor. La fig. 5 es diferente a la fig. 4, de manera que la condición de la señal se lleva a cabo por un interruptor SPDT continuo 39, cuyo interruptor 39 es forzado por una línea de control de interruptor 35 a cambiar entre dos niveles de voltaje de una fuente de alimentación de alta precisión 38. De esa manera, se puede lograr que la señal de retroalimentación sea una señal continua de forma cuadrada pura absoluta donde ningún ruido generado por la conversión puede tomar ninguna parte del bucle de retroalimentación.
La fig. 6 describe una versión muestreada de un modulador como se describe en las figuras anteriores. Al principio, la entrada continua 8 se envía a un circuito de muestreo y retención 44. Este circuito de muestreo y retención está controlado por una señal 37 que se genera directamente en la salida discontinua 32. De esa manera, se puede evitar que cualquier cambio en el voltaje de entrada continuo durante el proceso de digitalización tenga alguna influencia en la salida 32, y de esa manera no se pueden generar señales oscilantes rápidas que perturben el proceso de digitalización.
La fig. 7 describe una compensación de fase de trayectoria de alimentación directa del modulador inversor de fase compuesto. El bucle de alimentación directa 28 comprende en este caso un dispositivo de compensación de fase 48. Mediante el cambio de fase aplicado en el dispositivo de compensación de fase 48, es posible cambiar el retraso de las señales y compensar el hecho de que el bucle de alimentación directa 28 comprende más componentes para que pase una señal que el bucle de realimentación 22. Cambiando la fase por el dispositivo 48 es posible lograr un pequeño retraso en el bucle de avance 28.
La fig. 8 describe una compensación de fase de la trayectoria de retroalimentación del modulador de fase compuesto de la invención. El dispositivo de compensación de fase 49 se coloca en la línea de entrada continua 8 que se envía al punto de suma entre la resistencia 21 y la resistencia 23. El bucle de alimentación directa 28 recibe la entrada continua como se describió anteriormente.
La fig. 9 describe la compensación de fase de la ruta de alimentación directa del modulador de fase compuesto no inversor. En la fig. 9, el dispositivo de compensación de fase 48 se indica tal como se indica en la fig. 7.
La fig. 10 describe una compensación de fase de la trayectoria de retroalimentación 22 del modulador de fase compuesto no inversor 52. Por lo tanto, la fig. 10 describe casi la misma realización que la que se muestra en la fig. 8.
La fig. 11 describe un modulador inversor de fase compuesto. El bucle de alimentación directa 28 se coloca en este caso en una puerta lógica SR 54 que está conectada a un comparador 57, dicho comparador 57 tiene una entrada positiva que recibe la señal del dispositivo de compensación de fase 48. En cambio, la entrada negativa está conectada a un generador de rampa 56. Este generador de rampa está controlado por un pulso de reinicio 55 generado por la puerta lógica SR 54.
La fig. 12 describe casi la misma realización que la que se muestra en la fig. 11, pero ahora es un modulador de fase compuesto no inversor.
La fig. 13 describe un ejemplo de implementación de un modulador inversor de fase compuesto. La fig. 13 describe el control de conmutación como ya se ha descrito en la fig. 5 en combinación con la fig. 11.
La fig. 14 describe en cambio el modulador de fase compuesto no inversor. La fig. 14 es, por lo tanto, también una combinación de lo que ya se ha descrito en la fig. 5 y la fig. 11.
La fig. 15 describe la regulación y linealización del sistema como se describe en las figuras anteriores. Una unidad de procesamiento central CPU 82 controla varias fuentes de alimentación de CC para generar una polarización controlable. Por lo tanto, se conecta una fuente de alimentación 70 para proporcionar un nivel de CC controlable a la señal de entrada continua. Esta fuente de alimentación 70 está controlada por una línea 71 que proviene de la CPU 82. Además, se muestra la fuente de alimentación 38 (fig. 14) que genera el bucle de retroalimentación a dos fuentes de alimentación controlables independientemente 72 y 74 que ahora están separadas. Ambas fuentes de alimentación controlan las líneas 73 y 75. Además, se indica una fuente de CC 76, que proporciona una polarización de CC en la entrada positiva del amplificador operacional 25. Esta fuente de alimentación 76 está controlada por una línea de control 77. Además, se indica una fuente de CC controlable 78 que está controlada por una línea de control 79. La salida de esta fuente de alimentación 78 está conectada a un filtro continuo que comprende una resistencia 61, un condensador 63 y otra resistencia 65; la salida de este filtro está conectada a la entrada positiva del comparador 57. Además, se indica una fuente de CC 80 que está controlada por una línea 81, que controla el voltaje de referencia al generador de rampa 56. El generador de rampa 56 está conectado a la CPU a través de una línea 83, por lo que también el generador de rampa está bajo control desde la CPU. Además, se indica una línea de reinicio 85 que va desde la salida Q de la puerta lógica SR hacia el generador de rampa 56 y más hacia la CPU.
Es posible calibrar la compensación, la ganancia y la sintonización de la frecuencia de oscilación al insertar fuentes de voltaje controlables (70, 72, 74, 76, 78, 80). De esa manera, el circuito puede compensarse en componentes no lineales, porque la CPU puede contener un programa que puede permitir, por ejemplo, un cambio de temperatura o cambio de voltaje en los componentes, por lo que al cambiar los niveles de CC, un componente puede ser más lineal de lo que normalmente habría sido. De esta manera, se puede realizar una conversión continua a discontinua altamente eficiente.
La fig. 16 describe un demodulador que comprende en primer lugar una línea de entrada discontinua 134 que se envía al terminal positivo de un amplificador operacional 140, cuyo amplificador operacional 140 junto con un condensador de retroalimentación 142 forma un integrador. La salida del amplificador operacional 140 se envía a un circuito de retención de muestra 146 donde la salida de este circuito de retención de muestra forma 118 la salida continua. Además, se indica una retroalimentación 148 a una resistencia 150 a la entrada negativa del amplificador operacional 140. Además, se indica un control de conmutación que comienza en la entrada discontinua 134 y se envía al circuito de retención de muestra 146 para sincronización. De este modo se consigue una conversión discontinua a continua de funcionamiento rápido.
La fig. 17 describe una linealidad optimizada en anchura de modulador y demodulador. El modulador de la fig. 17 es más o menos idéntico al modulador visto en la fig. 5 donde el demodulador en cambio comprende un control de interruptor, una fuente de CC 151 y un interruptor 152 que cambia entre los niveles de CC de la fuente de CC 151 que forman la entrada en el amplificador operacional 140. De este modo, se logra que solo se use la conmutación de la señal que llega a la entrada discontinua 153. El contenido de datos de esta línea comprende los cambios de bajo a alto o de alto a bajo, los cuales se utilizan para el control de conmutación.
La fig. 18 describe un ejemplo de un demodulador con reloj automático. Un interruptor 154 cambia entre la salida del amplificador operacional 140 y permite que la salida de este amplificador operacional se envíe a un condensador 157. En la posición opuesta del interruptor 154, la carga del condensador 157 se envía a la entrada negativa del amplificador operacional 156. Se indica una retroalimentación con una resistencia 150 como se ha descrito anteriormente. De esta forma, se consigue que la única comunicación directa de señales se realice mediante la carga del condensador 157. De esta forma, se asegura que no se puedan enviar señales de alta frecuencia desde el primer integrador al segundo integrador.
La fig. 19 describe un demodulador con reloj automático con linealidad optimizada. La fig. 19 muestra una combinación de las dos tecnologías diferentes indicadas en la fig. 17 y la fig. 18 en combinación; por lo tanto, la fig. 19 no se describe adicionalmente en la presente.
La fig. 20 describe un modulador de fase compuesto similar al que se muestra en la fig. 13, que se combina con una etapa de potencia clase D (160, 161) para implementar un amplificador de potencia clase D autooscilante conectado a la salida analógica a través de un filtro continuo 162.

Claims (17)

REIVINDICACIONES
1. El sistema (2) para la modulación (4, 12, 104) y demodulación (6, 106) de una señal de entrada continua (8,108), donde dicho sistema (2) está configurado para recibir una entrada continua (8,108) y por un modulador (4,12,104) para generar una señal discontinua modulada, donde el sistema (2) comprende un demodulador (6, 106) para generar una salida continua (18, 118), donde el modulador (4, 12, 104) está formado como un modulador de fase compuesto (20), donde dicho modulador de fase compuesto (20) comprende al menos un bucle de realimentación (22), donde dicho bucle de realimentación (22) determina el ancho de una señal discreta discontinua de bajo nivel, caracterizado porque el modulador de fase compuesto (20) comprende al menos un bucle de alimentación directa (28), donde dicho bucle de alimentación (28) determina el ancho de una señal discreta discontinua de alto nivel en función de la entrada continua (8,108), donde la combinación del bucle de retroalimentación (22) y el bucle de alimentación directa (28) asegura un modulador de fase autooscilante, como un modulador PWM con una modulación PWM/frecuencia de muestreo estable, que es independiente del contenido de frecuencia y la amplitud de la señal de entrada continua (8,108).
2. El sistema (2) según la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema (2) comprende un aislamiento galvánico (14) entre el modulador (4, 12, 104) y el demodulador (6,106).
3. El sistema (2) según la reivindicación 1 o 2, caracterizado porque el bucle de retroalimentación (22) comprende un circuito de condición de señal (34).
4. El sistema (2) según la reivindicación 3, caracterizado porque una entrada negativa en un integrador (140) forma un punto de suma para la entrada continua (10) y el bucle de regulación de retroalimentación (22) para formar un modulador de ancho de pulso inversor (146).
5. El sistema (2) según la reivindicación 4, caracterizado porque el circuito de condición de señal (34) está formado por el uso de la señal de salida discontinua (32) para controlar un interruptor (39), cuyo interruptor (39) cambia entre un nivel alto y un nivel bajo de una referencia de voltaje de alta precisión (38).
6. El sistema (2) según la reivindicación 5, caracterizado porque la entrada continua (8,108) pasa por un circuito de muestreo y retención (44), eliminando no linealidades y distorsiones.
7. El sistema (2) según la reivindicación 5, caracterizado porque la circuitería de alimentación directa comprende una compensación de fase de la trayectoria de alimentación directa (48) del modulador inversor de fase compuesto.
8. El sistema (2) según la reivindicación 5, caracterizado porque el bucle de regulación de retroalimentación (22) comprende una compensación de fase de trayectoria del modulador inversor de fase compuesto (49).
9. El sistema (2) según la reivindicación 4, caracterizado porque el bucle de alimentación directa (28) comprende una compensación de fase de trayectoria alimentación directa (48) del modulador de fase compuesto no inversor.
10. El sistema (2) según la reivindicación 4, caracterizado porque el bucle de regulación de retroalimentación (22) comprende una compensación de fase de trayectoria de retroalimentación (52) del modulador de fase compuesto no inversor.
11. El sistema (2) según las reivindicaciones 3-5, caracterizado porque el bucle de alimentación directa (28) comprende una puerta lógica SR (54) como una lógica de control para interpretar las señales de control de ancho de pulso y pausa, cuyo ancho de pulso se determina comparando la señal de entrada continua (8) con un generador de rampa de voltaje de señal de pendiente constante (56), donde dicho generador de rampa de voltaje (56) es iniciado por el bucle de regulación de pausa cuando el valor de la pendiente coincide con el voltaje de entrada, y la salida del comparador se usa para terminar el pulso y comenzar la pausa mientras también reinicia el generador de rampa de voltaje (56).
12. El sistema (2) según una de las reivindicaciones 1-11, caracterizado porque un microprocesador (82) realiza el control real de una pluralidad de fuentes de referencia de tensión (70, 72, 74, 76, 78, 80).
13. El sistema (102) según una de las reivindicaciones 1-12, caracterizado porque el demodulador (106) se basa en un integrador (140) y un circuito de retención de muestra (146) para generar una señal de salida continua (118).
14. El sistema (2) según la reivindicación 13, caracterizado porque la circuitería demoduladora (106) comprende un interruptor (152), cuyo interruptor (152) conmuta entre un nivel alto y bajo de una segunda referencia de voltaje de alta precisión (151).
15. El sistema (2) según la reivindicación 13 o 14, caracterizado porque la circuitería de retención de muestras (146) comprende otro integrador (156), donde desde el integrador (156) se conecta una señal de retroalimentación (148) a la entrada negativa en el integrador (140), donde el integrador (140) tiene una salida conectada a un primer terminal de un interruptor (154), donde el integrador tiene una entrada negativa conectada a un segundo terminal del interruptor (154), donde el interruptor (154) comprende un tercer terminal conectado a través de un condensador (157) a tierra.
16. El sistema (2) según las reivindicaciones 1-10, caracterizado porque el modulador de fase compuesto que facilita la señal modulada por ancho de pulso se combina con un circuito de conmutación de potencia (160, 161) para formar un amplificador de clase D autooscilante (160, 161, 162).
17. El método para convertir una señal continua a una modulación de ancho de pulso basada en la señal de entrada continua, utilizando el sistema de la reivindicación 2 y una de las reivindicaciones 3-12, y para transmitir el ancho de pulso para convertir la señal de ancho de pulso de la barrera de aislamiento por el demodulador en una señal de salida continua, usando el sistema de las reivindicaciones 13-16.
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