JP4434557B2 - 電力増幅回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、自励式D級増幅器等の電力増幅回路に用いられるPWM変調回路及び電力増幅回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図10は従来のPWM変調回路を用いた電力増幅回路を示す構成図である。この図において、信号源31より入力された音声信号等の入力信号は、抵抗32を介してPWM変調回路33に加えられてPWM変調される。PWM変調回路33から出力されるPWM信号によりスイッチング回路34が駆動され、そのスイッチング出力はLCフィルタ35を通じてスピーカ36に加えられる。
【0003】
PWM変調回路33は、演算増幅器37、コンデンサ38で構成される積分器39と、演算増幅器40、抵抗41、42から構成されヒステリシス特性を有するコンパレータ43を有し、コンパレータ43から出力されるPWM信号は、抵抗44を介して積分器39に帰還されるようになされている。また、スイッチング回路34は、N型フィールドエフェクトトランジスタ45とP型フィールドエフェクトトランジスタ46で構成され、LCフィルタ35は、インダクタンス47とコンデンサ48で構成されている。
【0004】
PWM変調回路33は、入力信号が入力されないときはデューティ比50%のパルス信号が出力される。入力信号が入力されると、図11に示すような積分器39の積分出力が得られ、この積分出力がヒステリシス特性を有するコンパレータ43に加えられることにより、このコンパレータ43より上記パルス信号が入力信号に応じてパルス幅変調されたPWM信号が出力される。このPWM信号によりスイッチング回路34のトランジスタ45、46が交互にオン・オフされることにより、PWM信号が増幅され、この増幅されたPWM信号によりLCフィルタ35を介してスピーカ36が駆動される。
【0005】
スピーカ36をPWM信号で直接駆動すると、PWM信号のキャリア成分がスピーカに流れ込み、効率を悪化させたり、スピーカを破壊することがあるので、LCフィルタ35を設けてPWM信号のキャリア成分を除去するようにしている。
【0006】
上述した従来のPWM変調回路を用いた電力増幅回路は、自励式D級増幅回路として動作し、一般に図12に示すような平坦な周波数特性を得ることができる。図示のように、積分器の特性や次数によりカーブの傾斜は異なるが、多次のローパスフィルタに近い急峻な特性が得られ、キャリア成分を有効に除去することができる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
オーディオ用電力増幅回路は、音質への影響をなくすために低い歪率と低出力インピーダンスが要求される。従来、電力増幅回路に通常のリニア増幅器を用いる場合は、増幅器の出力側から負帰還をかけているので、出力側における歪み及び出力インピーダンスを非常に小さくすることができる。電力増幅回路にPWM変調回路を用いる場合も同様に負帰還をかけたいが、入力信号はアナログ信号であり、PWM信号はディジタル信号なので直接、負帰還をかけることはできないが、そのため、PWM信号をアナログ信号に変換するローパスフィルタとしてLCフィルタを使用し、そのLCフィルタの出力を負帰還することが考えられる。しかし、LCフィルタの出力を負帰還すると、そのLCフィルタが歪みや出力インピーダンスの増大の原因になる。
【0008】
また、LCフィルタは、インダクタンス1個とコンデンサ1個からなる2次、又はそれ以上の次数を持っており、仮に2次としても高域で180°の位相回転が生じてしまう。さらに、PWM変調回路は積分器によるローパスフィルタ特性を持っているので、LCフィルタを通った信号には180°以上の位相回転が発生するために、LCフィルタを通ったアナログ信号を入力信号に負帰還させることができないという問題があった。
【0009】
さらに、図10に示す電力増幅回路には、次の問題がある。すなわち、コンパレータ43の入力端Pからスイッチング回路34の出力端Qまでの間の利得Gは、入力端Pに入力される積分出力の最大値をVP、最小値をVMとし、スイッチング回路34の電源電圧をVPX(+電源)、VMX(−電源)とすると、入力端Pの信号の振幅が(VP−VM)、出力端Qの信号の振幅が、(VPX−VMX)となることから、
G=(VPX−VMX)/(VP−VM)・・・(1)
となる。ここで、電源電圧VPX、VMXは各々変動する可能性がある。そして、電源電圧VPX、VMXが変動すると、上述した利得Gが変動してしまい、この結果、系としての安定度が変わり、安定度を必要以上にとらなければならなくなる。
【0010】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、位相回転を低減し、安定な負帰還を行うことができるPWM変調回路及び電力増幅回路を提供することにある。また、この発明の他の目的は、回路利得の変動を押さえることができ、したがって、安定した動作を得ることができる電力増幅回路を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】
本発明は、PWM信号を積分する積分器と、この積分器の出力と入力信号とを比較することにより前記PWM信号を出力すると共に、このPWM信号が正帰還され、ヒステリシス特性を持つように構成されたコンパレータとを有するPWM変調回路と、前記PWM変調回路の出力信号により駆動され、増幅されたPWM信号を出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路から出力されるPWM信号が入力されるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力を前記コンパレータに負帰還する負帰還回路と、前記スイッチング回路の正電源電圧および負電源電圧をそれぞれ、前記コンパレータの出力に応じて切り換えて前記コンパレータの入力端へ入力する電圧入力回路とを設けたことを特徴とする。
上記電力増幅器において、前記電圧入力回路は、前記スイッチング回路の正電源端子および前記コンパレータの入力端間に介挿された第1の抵抗および第1のスイッチ手段による第1の直列接続回路と、前記スイッチング回路の負電源端子および前記コンパレータの入力端間に介挿された第2の抵抗および第2のスイッチ手段による第2の直列接続回路とから構成され、前記第1のスイッチ手段は、前記第1の抵抗を介して前記正電源電圧に接続された第1のコモン端子と、前記コンパレータの非反転入力端子に接続された第1の接点と、接地端子に接続された第2の接点とから構成され、前記コンパレータの出力が前記正電源電圧に対応したものである場合には前記第1のコモン端子を前記第1の接点に接続し、前記コンパレータの出力が前記負電源電圧に対応したものである場合には前記第1のコモン端子を前記第2の接点に接続し、前記第2のスイッチ手段は、前記第2の抵抗を介して前記負電源電圧に接続された第2のコモン端子と、前記コンパレータの非反転入力端子に接続された第1の接点と、接地端子に接続された第2の接点とから構成され、前記コンパレータの出力が前記負電源電圧に対応したものである場合には前記第2のコモン端子を前記第1接点に接続し、前記コンパレータの出力が前記正電源電圧に対応したものである場合には前記第2のコモン端子を前記第2の接点に接続することを特徴とする。
【0015】
上記電力増幅回路において、前記ローパスフィルタはLCフィルタによって構成され、このLCフィルタの出力が負荷に供給されることを特徴とする。
【0016】
本発明の関連発明は、第1の入力端に入力信号が入力され、第2の入力端にPWM信号が帰還される増幅手段と、前記増幅手段の出力端と前記第2の入力端との間に介挿されたコンデンサとからなる積分器と、この積分器の出力をスイッチ手段を介して入力される電圧と比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力信号により駆動され、増幅されたPWM信号を出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路から出力されるPWM信号が入力されるローパスフィルタとを具備してなり、前記スイッチ手段は、前記スイッチング回路の正電源電圧を一定の分圧比で分圧した電圧および負電源電圧を該一定の分圧比で分圧した電圧をそれぞれ、前記コンパレータの出力に応じて切り換えて前記コンパレータの入力端へ入力することを特徴とする電力増幅回路である。
【0017】
上記関連発明に係る電力増幅回路において、前記スイッチング回路の正電源電圧を一定の分圧比で分圧した電圧および負電源電圧を該一定の分圧比で分圧した電圧をそれぞれ最大値および最小値とする三角波を出力する三角波生成回路と、前記三角波生成回路の出力または前記スイッチ手段の出力を選択的に前記コンパレータの入力端へ供給する切替手段を設けたことを特徴とする。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
図1は本発明の第1の実施の形態によるPWM変調回路を示す回路図である。図1において、PWM変調回路10は、演算増幅器からなりヒステリシス特性を有するコンパレータ11、抵抗12及び積分器13で構成されている。コンパレータ11の出力信号(PWM信号)は、出力端子14から出力されると共に、抵抗12を介してコンパレータ11に正帰還されるようになされている。また、積分器13の積分出力は増幅器15の一方の入力端子に入力され、この増幅器15の他方の入力端子には、信号源16からの入力信号が入力されるようになされている。増幅器15の出力は抵抗17を介してコンパレータ11の一方の入力端子に加えられ、コンパレータ11の他方の入力端子は接地されている。尚、増幅器15は、ループゲインを得るためのリニア増幅器に構成されている。
【0019】
図2は本発明の第2の実施の形態によるPWM変調回路を示す構成図である。本実施の形態によるPWM変調回路10は、図示のように演算増幅器からなりヒステリシス特性を有するコンパレータ11、抵抗12、及び、抵抗18、コンデンサ19からなる積分器20により構成されている。積分器20の積分出力はコンパレータ11の一方の入力端子に入力され、コンパレータ11の他方の入力端子には、信号源16からの入力信号が抵抗17を介して入力されるようになされている。
【0020】
上記第1、第2の実施の形態によるPWM変調回路10によれば、コンパレータ11から出力されるPWM信号と積分器13、20の積分出力とが、抵抗12を介して正帰還のかかったヒステリシス特性を有するコンパレータ11で比較されることにより、入力信号を微分した特性を持つPWM信号が出力される。すなわち、PWM変調回路10は、+6dB/octの傾斜で周波数応答が増加する微分特性を有し、PWM信号の位相はPWM変調回路10の入力信号に対して90°位相が進むこととなる。
【0021】
図3は本発明の第3の実施の形態による電力増幅回路を示すもので、図2と同様のPWM変調回路10を用いて自励式D級増幅回路に構成された電力増幅回路である。
図3において、PWM変調回路10から出力されるPWM信号は、インバータ30を介してスイッチング回路21のトランジスタ22、23を交互にスイッチングすることにより、例えば±50Vまで増幅されたPWM信号が得られる。このPWM信号は、インダクタンス24、コンデンサ25からなるLCフィルタ26を介してスピーカ27に加えられる。また、LCフィルタ26の出力は抵抗28を介して増幅器15(反転バッファ)に負帰還される。この増幅器15には信号源16からの入力信号が抵抗29を介して加えられ、その増幅出力が抵抗17を介してコンパレータ11に入力されるようになされている。
【0022】
図4は本実施の形態による電力増幅回路の周波数特性を示す。図4において、特性aは、PWM変調回路10の周波数特性を示すもので、図示のように+6dB/octの傾斜を持つ高域上昇特性が得られており、進み位相特性となっている。特性bは、LCフィルタ26の周波数特性を示すもので、カットオフ周波数fc (例えば50KHz)の−12dB/octの傾斜を持つ遅れ位相特性となっている。特性cは、特性a、bの傾斜を合わせた全体の特性であり、周波数f1 (例えば500KHz)で0dBとなる−6dB/octの傾斜を持つものとなっている。
【0023】
即ち、本実施の形態による電力増幅回路においては、PWM変調回路10により、LCフィルタ26のカットオフ周波数fc の10倍(20dB)位の周波数で+6dB/octの微分特性を得ることができる。そして、この1次進み系となるPWM変調回路10と2次遅れ系となるLCフィルタ26とを組み合わせることにより、位相回転が軽減され、安定に負帰還をかけることができる。
尚、本実施の形態においては、図2のPWM変調回路10の構成を用いたが、図1のPWM変調回路10の構成を用いてもよい。
【0024】
ところで、上述した第3の実施形態には、前述したように、スイッチング回路21の電源電圧VPX、VMXが変動すると、コンパレータ11の入力端Pからスイッチング回路21の出力端Qまでの間の利得が変動してしまう。この利得変動を押さえるには、スイッチング回路21の電源として高安定化電源を用いればよいが、それでは電源回路が複雑かつ高価になってしまう。次の第4の実施形態は、高安定化電源を使用せずに、利得変動を防止した回路である。
【0025】
図5は、この発明の第4の実施形態を示す回路図である。この図に示す回路が図3に示す回路と異なる点は、スイッチング回路21の正電源電圧VPXが抵抗52を介してスイッチ53のコモン端子に接続され、スイッチ53の第1接点がコンパレータ11の非反転入力端子に、第2の接点が接地端子に接続され、スイッチング回路21の負電源電圧VMXが抵抗55を介してスイッチ54のコモン端子に接続され、スイッチ54の第1接点がコンパレータ11の非反転入力端子に、第2の接点が接地端子に接続されている点である。この場合、スイッチ53はコンパレータ11の出力によって駆動され、同出力が”H”の時コモン端子と第1接点が接続され、”L”の時コモン端子と第2接点が接続される。また、スイッチ54はコンパレータ11の出力を反転するインバータ56の出力によって駆動され、同出力が”H”の時コモン端子と第1接点が接続され、”L”の時コモン端子と第2接点が接続される。
【0026】
上記の構成によれば、コンパレータ11の入力端Pへ入力される信号の最大値VP、最小値VMが各々、スイッチング回路21の電源電圧VPX、VMXに比例した電圧となる。この結果、コンパレータ11の入力端Pからスイッチング回路21の出力端Qまでの間の利得は電源電圧VPX、VMXに無関係な定数となり(前記(1)式参照)、電源電圧VPX、VMXに基づく回路利得の変動を防止することができる。
【0027】
図6はこの発明の第5の実施形態の構成を示す回路図である。この図において、61はアナログ入力信号が入力される入力端子、62は演算増幅器63およびコンデンサ64から構成される積分回路、65はコンパレータ、66はスイッチである。このスイッチ66はコンパレータ65の非反転出力端R2の信号によって駆動されるもので、その非反転出力端R2の信号が”H”の時コモン端子が第1接点に接続され、”L”の時はコモン端子が第2接点に接続される。このスイッチ66のコモン端子はコンパレータ65の非反転入力端子に接続され、第1の接点には電圧VM3が、第2の接点には電圧VP3が各々供給されている。この場合、電圧VM3、VP3は各々次の電圧である。
VM3=VMX/a・・・(2)
VP3=VPX/a・・・(3)
但し、aは正の定数
【0028】
67はスイッチング回路であり、コンパレータ65の反転出力端R1の信号によってオン/オフ制御されるスイッチ68と、コンパレータ65の非反転出力端R2の信号によってオン/オフ制御されるスイッチ69とを直列接続して構成され、スイッチ68の一端に正電源電圧VPXが供給され、スイッチ69の一端に負電源電圧VMXが供給されている。そして、このスイッチング回路67の出力端Qの信号がインダクタンス24、コンデンサ25からなるLCフィルタ26を介してスピーカ27に加えられると共に、抵抗70を介して積分回路62に帰還されている。抵抗70と抵抗71とで帰還量を決めている。また、コンデンサ72は直流遮断のためのコンデンサである。そして、上述した積分回路62、コンパレータ65、スイッチ66、抵抗70,71、コンデンサ72がPWM変調回路10bを構成している。
【0029】
このような構成において、コンパレータ65の出力端R1、R2の信号が反転する毎にスイッチング回路67のスイッチ68,69がオン/オフを繰り返し、このスイッチ68,69のオン/オフに応じて積分回路62のコンデンサ64が充放電を繰り返す。図7は、入力信号が「0」の状態における積分回路62の出力端(コンパレータ11の入力端)Pの信号およびコンパレータ65の出力端R1、R2の信号波形を示す図である。ここで、入力信号が入力端子61に入力されると、コンデンサ64の充放電時間が入力信号に応じて変化し、この結果、コンパレータ65の出力端R1、R2の信号のパルス幅が入力信号に応じて変化する。
【0030】
上述した回路において、スイッチング回路67の出力端Qからコンパレータ65の入力端Pまでの間の利得G1は、
G1=(1/2πf・Cf)/Rf・・・(4)
但し、Cf;コンデンサ64の容量
Rf;抵抗70の抵抗値
となる。また、コンパレータ65の入力端Pからスイッチング回路67の出力端Qまでの間の利得Gは、前記(1)、(2)、(3)式を参照すると、
G=(VPX−VMX)/(VP3−VM3)
=(VPX−VMX)/(VPX/a−VMX/a)
=a・・・(5)
となり、スイッチング回路67の電源電圧VPX、VMXに影響されない値となる。
【0031】
図8はこの発明の第6の実施形態の構成を示すブロック図である。この図に示す実施形態が図6に示す実施形態と異なる点は、PWM変調回路10cの構成である。すなわち、コンパレータ65の非反転入力端は手動切替スイッチ75のコモン端子に接続され、スイッチ75の第1接点がスイッチ66のコモン端子に接続され、スイッチ75の第2接点が三角波生成回路74の出力端に接続されている。
【0032】
このような構成において、手動切替スイッチ75を第1接点側に投入すると、図6の回路と同一の動作となり、PWM変調回路10cが自励型PWM変調回路として動作する。また、手動切替スイッチ75を第2接点側に投入すると、三角波生成回路74の出力がコンパレータ65の非反転入力端へ入力され、これにより、PWM変調回路10cが他励型PWM変調回路として動作する。ここで、三角波生成回路74の出力三角波の最大値および最小値がスイッチング回路67の電源電圧VPX、VMXに応じて決まるようにすれば、図6の回路と同様に、スイッチング回路67の電源電圧VPX、VMXの影響を受けない回路とすることができる。
【0033】
図9はこの発明の第7の実施形態の構成を示すブロック図である。この図に示す実施形態は前述した図10に示す回路を改良したもので、図10に示す回路と異なる点は次の通りである。まず、スイッチング回路34の正電源電圧VPXが抵抗81を介してスイッチ82のコモン端子に接続され、スイッチ82の第1接点がコンパレータ40の非反転入力端子に、第2の接点が接地端子に接続され、スイッチング回路34の負電源電圧VMXが抵抗83を介してスイッチ84のコモン端子に接続され、スイッチ84の第1接点がコンパレータ40の非反転入力端子に、第2の接点が接地端子に接続されている。この場合、スイッチ82はコンパレータ40の出力によって駆動され、同出力が”H”の時コモン端子と第1接点が接続され、”L”の時コモン端子と第2接点が接続される。また、スイッチ84はコンパレータ40の出力を反転するインバータ85の出力によって駆動され、同出力が”H”の時コモン端子と第1接点が接続され、”L”の時コモン端子と第2接点が接続される。
【0034】
また、コンパレータ40の出力がインバータ86を介してトランジスタ45,46の各ゲートへ入力され、また、スイッチング回路34の出力端Qの信号が抵抗87を介して積分回路39へ帰還されている。
【0035】
上記の構成によれば、前述した図5の回路と同様に、コンパレータ40の入力端Pへ入力される積分出力(三角波)の最大値VP、最小値VMが各々、スイッチング回路34の電源電圧VPX、VMXに比例した電圧となる。この結果、コンパレータ40の入力端Pからスイッチング回路34の出力端Qまでの間の利得は電源電圧VPX、VMXに無関係な定数となり(前記(1)式参照)、電源電圧VPX、VMXに基づく回路利得の変動を防止することができる。
【0036】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、PWM信号の積分出力と入力信号とを比較すると共に、このPWM信号が正帰還され、ヒステリシス特性を持つように構成されたコンパレータをPWM変調回路に設けたことにより、PWM変調回路が位相進み回路となるので、このPWM変調回路と後段のLCフィルタ等のローパスフィルタの特性を合わせることにより、位相回転を低減することができる。従って、ローパスフィルタの出力を安定に負帰還することができ、電力増幅回路の出力側における歪み及び出力インピーダンスを小さくすることができる。
【0037】
また、この発明によれば、前記スイッチング回路の正電源電圧および負電源電圧をそれぞれ、前記コンパレータの出力に応じて切り換えて前記コンパレータの入力端へ入力する電圧入力回路を設けたので、スイッチング回路の電源電圧変動に基づく回路利得の変動を押さえることができ、したがって、安定した動作を得ることができる。
【0038】
また、この発明によれば、スイッチング回路の正電源電圧を一定の分圧比で分圧した電圧および負電源電圧を該一定の分圧比で分圧した電圧をそれぞれ、コンパレータの出力に応じて切り換えてコンパレータの入力端へ入力するようにしたので、スイッチング回路の電源電圧変動に基づく回路利得の変動を押さえることができ、安定した動作を得ることができる。
【0039】
また、この発明によれば、スイッチング回路の正電源電圧を一定の分圧比で分圧した電圧および負電源電圧を該一定の分圧比で分圧した電圧をそれぞれ最大値および最小値とする三角波を出力する三角波生成回路と、三角波生成回路の出力またはスイッチ手段の出力を選択的にコンパレータの入力端へ供給する切替手段を設けたので、自励型、他励型両タイプの電力増幅器として動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1の実施の形態によるPWM変調回路を示す構成図である。
【図2】 本発明の第2の実施の形態によるPWM変調回路を示す構成図である。
【図3】 本発明の第3の実施の形態による電力増幅回路を示す構成図である。
【図4】 第3の実施の形態による電力増幅回路の特性図である。
【図5】 本発明の第4の実施の形態による電力増幅回路を示す構成図である。
【図6】 本発明の第5の実施の形態による電力増幅回路を示す構成図である。
【図7】 図6の電力増幅回路の動作を説明するための波形図である。
【図8】 本発明の第6の実施の形態による電力増幅回路を示す構成図である。
【図9】 本発明の第7の実施の形態による電力増幅回路を示す構成図である。
【図10】 従来のPWM変調回路を用いた電力増幅回路を示す構成図である。
【図11】 従来のPWM変調回路を用いた電力増幅回路の動作を示す波形図である。
【図12】 従来のPWM変調回路を用いた電力増幅回路の周波数特性図である。
【符号の説明】
10…PWM変調回路、11、65…コンパレータ、12…抵抗、13、62…積分器、15…増幅器、16…信号源、20…積分器、21…スイッチング回路、26…LCフィルタ、27…スピーカ、52,55、81,83…抵抗、53,54、66、82,84…スイッチ、74…三角波生成回路。
Claims (2)
- PWM信号を積分する積分器と、この積分器の出力と入力信号とを比較することにより前記PWM信号を出力すると共に、このPWM信号が正帰還され、ヒステリシス特性を持つように構成されたコンパレータとを有するPWM変調回路と、
前記PWM変調回路の出力信号により駆動され、増幅されたPWM信号を出力するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路から出力されるPWM信号が入力されるローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力を前記コンパレータに負帰還する負帰還回路と、
前記スイッチング回路の正電源電圧および負電源電圧をそれぞれ、前記コンパレータの出力に応じて切り換えて前記コンパレータの入力端へ入力する電圧入力回路と
を設け、
前記電圧入力回路は、前記スイッチング回路の正電源端子および前記コンパレータの入力端間に介挿された第1の抵抗および第1のスイッチ手段による第1の直列接続回路と、前記スイッチング回路の負電源端子および前記コンパレータの入力端間に介挿された第2の抵抗および第2のスイッチ手段による第2の直列接続回路とから構成され、
前記第1のスイッチ手段は、前記第1の抵抗を介して前記正電源電圧に接続された第1のコモン端子と、前記コンパレータの入力端に接続された第1の接点と、接地端子に接続された第2の接点とから構成され、前記コンパレータの出力が前記正電源電圧に対応したものである場合には前記第1のコモン端子を前記第1の接点に接続し、前記コンパレータの出力が前記負電源電圧に対応したものである場合には前記第1のコモン端子を前記第2の接点に接続し、
前記第2のスイッチ手段は、前記第2の抵抗を介して前記負電源電圧に接続された第2のコモン端子と、前記コンパレータの入力端に接続された第1の接点と、接地端子に接続された第2の接点とから構成され、前記コンパレータの出力が前記負電源電圧に対応したものである場合には前記第2のコモン端子を前記第1接点に接続し、前記コンパレータの出力が前記正電源電圧に対応したものである場合には前記第2のコモン端子を前記第2の接点に接続することを特徴とする電力増幅回路。 - 前記ローパスフィルタはLCフィルタによって構成され、このLCフィルタの出力が負荷に供給されることを特徴とする請求項1に記載の電力増幅回路。
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US20070139109A1 (en) * | 2005-12-21 | 2007-06-21 | Jun Honda | Class d amplifier with start-up click noise elimination |
US7471144B2 (en) * | 2006-03-22 | 2008-12-30 | O2 Micro International Limited | Low distortion class-D amplifier |
US7501886B2 (en) * | 2006-12-20 | 2009-03-10 | O2Micro, Inc. | Low distortion class-D amplifier |
TWM312857U (en) * | 2006-11-20 | 2007-05-21 | Princeton Technology Corp | Speaker system of utilizing pulse width modulation signals for saving power consumption |
US8022756B2 (en) * | 2007-05-15 | 2011-09-20 | Qualcomm, Incorporated | Output circuits with class D amplifier |
US8098726B2 (en) * | 2007-07-27 | 2012-01-17 | Intel Corporation | Subranging for a pulse position and pulse width modulation based transmitter |
KR100899106B1 (ko) * | 2007-08-21 | 2009-05-27 | (주)제이디에이테크놀로지 | 직류/직류 변환장치 |
TWI349228B (en) | 2007-10-17 | 2011-09-21 | Ind Tech Res Inst | Speed-level calculator and calculating method for dynamic voltage scaling |
KR101568128B1 (ko) * | 2008-11-14 | 2015-11-12 | 삼성전자주식회사 | 모션 센서 기반의 ui 운용 방법 및 이를 이용한 단말기 |
TWI381626B (zh) * | 2008-11-27 | 2013-01-01 | Inventec Corp | 風扇控制電路 |
TWI385911B (zh) * | 2008-11-27 | 2013-02-11 | Inventec Corp | 風扇控制電路 |
WO2010067823A1 (ja) * | 2008-12-10 | 2010-06-17 | ローム株式会社 | D級電力増幅器 |
GB2490930A (en) * | 2011-05-19 | 2012-11-21 | Warwick Audio Technologies Ltd | A switching amplifier arrangement providing both signal drive and a high bias voltage for an electrostatic loudspeaker |
US9071136B2 (en) * | 2012-03-30 | 2015-06-30 | Qualcomm Incorporated | System and method for suppression of peaking in an external LC filter of a buck regulator |
US9130575B2 (en) * | 2013-03-14 | 2015-09-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Communication system with charge pump mechanism and method of operation thereof |
US9143373B2 (en) * | 2013-08-30 | 2015-09-22 | Silicon Laboratories Inc. | Transport of an analog signal across an isolation barrier |
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KR101888079B1 (ko) * | 2017-03-24 | 2018-08-13 | 주식회사 이오테크닉스 | 삼각파 위상 제어 회로 및 이를 포함하는 pwm 드라이버 |
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US5218315A (en) * | 1992-01-06 | 1993-06-08 | Infinity Systems, Inc. | Switching amplifier |
US5767740A (en) | 1996-09-27 | 1998-06-16 | Harris Corporation | Switching amplifier closed loop dual comparator modulation technique |
US5838193A (en) * | 1996-11-26 | 1998-11-17 | Motorola, Inc. | Time-delay compensating wideband class-s modulator and method therefor |
KR100226227B1 (ko) * | 1997-03-18 | 1999-10-15 | 윤덕용 | 자려발진형 델타변조 d급 음향증폭기 |
US6188187B1 (en) * | 1998-08-07 | 2001-02-13 | Nidec America Corporation | Apparatus and method of regulating the speed of a DC brushless motor |
US6107875A (en) * | 1998-10-15 | 2000-08-22 | Intersil Corporation | Variable frequency class D modulator with built in soft clipping and frequency limiting |
US6118336A (en) * | 1998-10-30 | 2000-09-12 | Intersil Corporation | Start-up circuit for self oscillating class D modulator |
US6249182B1 (en) * | 1998-11-18 | 2001-06-19 | Intersil Corporation | Class D amplifier with bandwidth independent of load impedance |
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