TWI796348B - 誤差放大器及脈波寬度調變電路 - Google Patents

誤差放大器及脈波寬度調變電路 Download PDF

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Abstract

描述一種用於脈波寬度調變電路之誤差放大器。該放大器包括一運算放大器，其構造成一積分器；以及一反饋迴路，其耦合於該運算放大器之信號輸出與該運算放大器之反相輸入之間。該反饋迴路包括一耦合至該信號輸出之反饋電容器、一耦合至該反饋電容器之反饋電阻器以及一耦合至該反饋電阻器及該運算放大器之反相輸入的積分器電阻器。該反饋電阻器與該積分器電阻器之間的接點係構造成接收一輸入信號，而該反饋電容器與該反饋電阻器之間的接點係構造成從該脈波寬度調變電路接收一反饋信號。

Description

誤差放大器及脈波寬度調變電路
本發明係有關於一種誤差放大器。具體地，本發明係有關於一種用於脈波寬度調變電路之誤差放大器及一種包括該誤差放大器之脈波寬度調變電路。
第1圖說明音頻脈波寬度調變(PWM)放大器2之實例。音頻PWM放大器係一種切換放大器，其切換頻率超過音頻信號的最高音頻頻率之2倍且在音頻信號的最高音頻頻率之20至40倍的範圍內。放大器2包括誤差放大器，其配置成將放大器的切換輸出與音頻輸入信號進行比較，以確保輸出係輸入信號的線性比例版本且補償因有限且變動負載配置及匯流排電壓的變化所造成之匯流排輸出電壓相對於輸入信號的變化。在所述圖式中，誤差放大器配置成包括運算放大器(op-amp)4，運算放大器與前饋電容器6構造成一個積分器。運算放大器4在其反相輸入處經由輸入電阻器8接收音頻信號，並且經由反饋電阻器10接收來自放大器的切換級之輸出信號。運算放大器4的音頻信號輸出耦合至比較器12，比較器12將音頻信號輸出與由信號發生器14產生 的三角形或鋸齒形調變波形組合。
放大器包括功率級16。功率級16包括閘極驅動器或切換控制器18，其輸出包含具有變動寬度及間隔之固定振幅的方形脈波之信號。可以理解的是，閘極驅動器18產生由保護延遲或控檔時間(protective delay or dead time)隔開之一個信號以及這個信號的位準移位且反相版。閘極驅動器18接收來自比較器12之調變信號。接收的調變信號之低頻部分係要放大的音頻信號，而高頻部分係三角形或鋸齒形波形，三角形或鋸齒形波形用於在與低頻音頻信號組合時產生數位信號(亦即，在兩個不同的預定匯流排電壓之間切換的信號)。
功率級16包括兩個切換裝置20、22。閘極驅動器18的輸出以推挽(push-pull)或圖騰柱(totem-pole)配置耦合至這兩個切換裝置。在第1圖所示的電路中，開係係場效電晶體(FET)20、22。在這個圖式中，上FET22由驅動器18輸出的信號來驅動，而下FET 20由這個信號的位準移位且反相版來驅動。兩個開關20、22配置成完全導通或完全斷開，使得切換裝置的輸出處於+Vcc或-Vcc(亦即，匯流排電壓)。這種類型的配置利用這樣的特性：如果推挽輸出裝置完全導通或完全斷開，則它們消耗其最小功率，從而導致高的放大器效率。如上所述，功率級16的輸出(亦即，來自放大器的切換級之輸出)被反饋至誤差放大器。
使用被動式濾波器24對功率級16的輸出進行低通濾波，以濾除切換頻率，以允許放大器2的揚聲 器負載30僅看到音頻信號。用於被動式濾波器24的標準且常用濾波器係雙極點電感器-電容器(LC)濾波器。被動式濾波器24的常用組件值係20μH的串聯電感器26及分流至接地之470nF的電容器28。
關於圖1所述的實例係一個音頻實例，但是可以理解的是，誤差放大器可以與其他應用(例如，旋轉或扭矩產生電動機及發光二極體)結合來使用。
由於邏輯閘的時序及溫度相關的電路電容，PWM功率輸出級的信號路徑可能造成過量的相移。這是因為電容值係與溫度相關的，並且相移亦可能與溫度相關的，這可能導致誤差放大器不穩定、信號退化及電路損壞的可能性。對於要使用的整體負反饋(global negative feedback)，誤差放大器實際上應該對在切換頻率及其諧波下的過量相移具有彈性。
這些考慮因素通常基於多重反饋、Sallen-Key或狀態變數拓撲濾波器分成單獨的區塊(blocks)。然而，增加的區塊數會增加電路複雜性，這本身可能導致過量的相移及降低的性能。當減少電路區塊時，應該考慮運算放大器及所使用高頻的選擇，因為在誤差放大器電路中需要顯著的增益帶寬乘積(GBP)，以避免不受控制的行為(例如，在電源軌處的輸出鎖定、振盪、因沒有提供預期的濾波功能而沒有切換頻率的拒斥、比運算放大器部分所規定還高的信號失真)。
因此，需要考量上述考慮因素來提供一種簡化誤差放大器。
依據本發明的第一實施例，提供一種用於脈波寬度調變電路之誤差放大器，該誤差放大器包括一運算放大器，其構造成一積分器；以及一反饋迴路，其耦合於該運算放大器之信號輸出與該運算放大器之反相輸入之間，該反饋迴路包括一耦合至該信號輸出之反饋電容器、一耦合至該反饋電容器之反饋電阻器以及一耦合至該反饋電阻器及該運算放大器之反相輸入的積分器電阻器，其中該反饋電阻器與該積分器電阻器之間的接點係構造成接收一輸入信號，而該反饋電容器與該反饋電阻器之間的接點係構造成從該脈波寬度調變電路接收一反饋信號。因此，誤差放大器具有在不使用多電路區塊的情況下考慮上述設計要求之單級電路。
該反饋電容器可以配置成補償在切換頻率下的過量相移。
該積分器電阻器配置成將該誤差放大器的積分功能與反饋求和功能分開。
該誤差放大器可以包括一第一低通濾波器，該第一低通濾波器耦合至該反饋電容器與該反饋電阻器之間的接點，並且配置成從該脈波寬度調變電路接收該反饋信號，其中該第一低通濾波器構造成衰減該反饋信號的調變分量。
該誤差放大器可以包括一第二低通濾波器，該第二低通濾波器耦合至該反饋電阻器與該積分器電阻器之間的接點，並且配置成接收該輸入信號，其中該第 二低通濾波器係構造成衰減該輸入信號的混疊頻率分量。
該誤差放大器可以包括一並聯電容器，該並聯電容器配置在該誤差放大器的信號輸入處，藉此與該第二低通濾波器構成一pi輸入濾波器，其中該pi輸入濾波器構造成防止來自該反饋信號的切換能量被傳導至一信號驅動分量。
該積分器可以包括一耦合於該運算放大器的信號輸出與反相輸入之間的前饋電容器。
依據本發明的第二實施例，提供一種脈波寬度調變電路，該脈波寬度調變電路包括一驅動電路，其構造成輸出一調變信號；一切換裝置，其配置成從該驅動電路接收該調變信號；以及依據該第一實施例之誤差放大器，其具有上述任選特徵中之一個以上的特徵。該切換裝置的輸出信號係該反饋信號，並且其中該運算放大器的信號輸出耦合至該驅動電路。
該脈波寬度調變電路可以包括以推挽式配置來構造之兩個切換裝置。
該脈波寬度調變電路可以耦合至一揚聲器或一電動機。
一種設計成用於PWM放大器的誤差放大器通常包括求和以及一積分器或一前饋路徑濾波器，並且可以任選地包括一反饋路徑濾波器。當設計誤差放大器電路級時，應該考慮幾個要求，這將在下面作論述。
一種用於PWM放大器的誤差放大器通常以 一運算放大器、積體或離散電路為基礎，該電路應該包括適當高的「增益×帶寬」乘積，以線性地操作直至最大感興趣頻率(例如，400kHz或音頻信號的最高音頻、切換頻率及其諧波的20至40倍高)。該誤差放大器應該在音頻信號頻率範圍內具有高性能，因為該誤差放大器將界定PWM電路之信號品質的極限。再者，該誤差放大器的電源軌應該與PWM電路電壓切換位準相匹配或包括信號調節，以確保低壓軌運算放大器在其輸入端看不到超過其電源軌的電壓，因為這會導致運算放大器的破壞及降低電路的可靠性。
一個預調節電路區塊構造成為從調變信號的反饋比例版本濾除或衰減匯流排電壓位準PWM電路取樣頻率。輸出電壓軌至軌切換位準可能超過信號位準電壓的電源及誤差放大器級的電源。一個用於輸入音頻信號的預濾波電路區塊確保饋入至PWM電路的輸入音頻信號不包含例如超過PWM電路之取樣(亦即，切換)頻率的一半之混疊頻率分量。這是因為超過PWM電路之取樣(亦即，切換)頻率的一半之頻率將被有效地引回至輸入信號中，導致信號失真，並且因帶內折返(in-band foldback)而不可能被移除。
該電路的PWM高壓切換閘極驅動器18及輸出功率切換裝置20、22插在該誤差放大器的輸出與反饋之間，以允許高功率輸送至輸出負載(例如，揚聲器30)。
如在典型的反饋控制電路之情況中，在該誤差放大器內需要求和操作，以便能夠使用負反饋，因為 負反饋降低非線性且亦降低輸出阻抗。對於低PWM放大器輸出失真，可以應用整體負反饋，以允許該誤差放大器校正PWM功率輸出級的輸出之任何非線性。
下面呈現的誤差放大器構造成考慮上述所有的要求。下面描述的誤差放大器電路已設計成為適用於PWM切換放大器的新型專業級濾波器，其結合上述設計考慮因素成單級電路。這種配置使用單個運算放大器級來提供改善的電路性能。再者，當使電阻值最佳化時，這個配置針對施加至誤差放大器端子的過電壓條件提供固有的可靠性。
2‧‧‧音頻脈波寬度調變(PWM)放大器
4‧‧‧運算放大器
6‧‧‧前饋電容器
8‧‧‧輸入電阻器
10‧‧‧反饋電阻器
12‧‧‧比較器
14‧‧‧信號發生器
16‧‧‧功率級
18‧‧‧閘極驅動器或切換控制器
20‧‧‧切換裝置
22‧‧‧切換裝置
24‧‧‧被動式濾波器
26‧‧‧串聯電感器
28‧‧‧電容器
30‧‧‧揚聲器負載
40‧‧‧誤差放大器
42‧‧‧端子或接點
44‧‧‧端子或接點
46‧‧‧端子或接點
48‧‧‧端子或接點
50‧‧‧運算放大器
52‧‧‧前饋電容器
54‧‧‧反饋電容器
56‧‧‧第一反饋電阻器
58‧‧‧積分器電阻器
60‧‧‧輸入電阻器
62‧‧‧第三反饋電阻器
64‧‧‧低通電容器
66‧‧‧第二反饋電阻器
70‧‧‧誤差放大器
72‧‧‧第一並聯電容器
74‧‧‧第二並聯電容器
76‧‧‧第二串聯電阻器
80‧‧‧音頻脈波寬度調變(PWM)放大器
82‧‧‧誤差放大器
100‧‧‧DC或AC電動機控制電路
102‧‧‧誤差放大器
104‧‧‧功率級
106‧‧‧閘極驅動器或切換控制器
108‧‧‧切換裝置
110‧‧‧切換裝置
112‧‧‧被動式濾波器
114‧‧‧串聯電感器
116‧‧‧電容器
118‧‧‧電動機
120‧‧‧替代DC或AC電動機控制電路
122‧‧‧誤差放大器
124‧‧‧閘極驅動器或切換控制器
126‧‧‧開關
128‧‧‧電動機
參考下面闡述的實施例之敘述並結合所附圖式可以理解本發明，其中：上面描述的第1圖說明音頻脈波寬度調變(PWM)放大器的一個實例；第2圖說明依據本發明的第一態樣之誤差放大器；第3圖說明依據本發明的第二態樣之誤差放大器；第4圖說明依據本發明的第三態樣之音頻脈波寬度調變(PWM)放大器；第5圖說明依據本發明的第四態樣之DC或AC電動機控制電路；以及第6圖說明依據本發明的第五態樣之DC或AC電動機控制電路。
第2圖說明依據本發明的第一態樣之誤差放 大器40。放大器40在端子或接點42處接收輸入音頻信號，並且在端子或接點48處產生輸出音頻信號。端子或接點44耦合至接地。端子或接點46耦合至PWM放大器之功率級的輸出。
誤差放大器40包括針對期望帶寬及信號失真特性所選擇的運算放大器50，例如，AD8651，其耦合至與PWM放大器(未顯示)的切換級相同之匯流排電壓供應線(亦即，+Vcc及-Vcc)。運算放大器50構造成積分器，其具有耦合於運算放大器50的信號輸出與運算放大器50的反相輸入之間的前饋電容器52，以及積分器電阻器58。放大器亦包括耦合於運算放大器50的信號輸出與運算放大器50的反相輸入之間的反饋迴路。反饋迴路包括耦合至運算放大器50的信號輸出之反饋電容器54、耦合至反饋電容器54的第一反饋電阻器56及積分器電阻器58。積分器電阻器58通常大於或等於100歐姆以及將運算放大器配置的積分功能與運算放大器配置的反饋求和功能分開，並且提供積分器頻率的極點倍增。
音頻信號經由輸入電阻器60饋送至誤差放大器40。輸入電阻器60耦合至積分器電阻器58及第一反饋電阻器56。確切地說，輸入電阻器60耦合至積分器電阻器58與第一反饋電阻器56的/之間的接點或端子。從PMW放大器的切換級經由第二反饋電阻器66來反饋信號。
低通濾波器配置在誤差放大器的反饋輸入46處。低通濾波器包括第三反饋電阻器62及分流至接 地的低通電容器64。通常在FSwitching/10的範圍中將低通電容器64調諧至電路的-3dB頻率，以允許迴路減少來最小化混疊。
可以根據下面表達式來選擇低通電容器64：C Low-pass capacitor 64 =1/(2π*R Third feedback resistor 62 *F)
其中F係電路的-3dB頻率。
低通電容器64具有雙重功能，除了提供迴路增益減少之外，這種電容器還提供開迴路零點(open-loop zero)，以允許由放大器的PWM功率輸出級輸出的切換信號之相移校正。應該進行設計評估，以按優先順序處理在低通電容器64充當可給出20dB的拒斥之切換頻率濾波器來預調節反饋信號中存在的切換頻率與對提供給誤差放大器輸入端的反饋信號之相位校正貢獻之間的功能。從針對-3dB頻率=fs/10所計算出的數值增加電容器64的數值，因而增加反饋信號的相位超前。
使用下面表達式來決定誤差放大器40的增益：AV=-((R First feedback resistor 56 +R Second feedback resistor 66 +R Third feedback resistor 62 )/R Input resister 60 )。
根據下面表達式來選擇前饋或積分器電容器52：C Feed forward capacitor 52 =1/(((AV*R Integrator resistor 58 )+R First feedback resistor 56 +R Second feedback resistor 66 +R Third feedback resistor 62 )*2π*F Integrator )
其中F Integrator =F Switching /a x 。對於具有20kHz的最 大頻率及400kHz的切換頻率(F Switching )之音頻應用，ax=3π提供最佳的濾波器塑形(shape)及滾降(roll off)。
添加反饋電容器54，以對在切換頻率及其倍數處的任何過量相移提供局部補償。這可以改善穩定性且降低可能由放大器的PWM功率輸出級引起的相移影響。反饋電容器54有效地在誤差放大器的閉迴路頻率響應中添加極點及零點。
下面表達式可用於根據一個期望極點位置的頻率來決定反饋電容器54的電容值：C Feedback capacitor 54 =1/(2π*(R Second feedback resistor 66 +R Third feedback resistor 62 )*F Pole )
其中F Pole =F Switcking /b x 。
下面表達式可用於決定由反饋電容器54的電容值提供的零頻率：F Zero =1/(2π*R First feedback resistor 56 *C Feedback capacitor 54 )。
誤差放大器在切換頻率處的增益應該較佳地限制在大約6dB。對於具有20kHz的最大頻率及400kHz的切換頻率(F Switching )之音頻應用，bx=2π提供最佳濾波器塑形及滾降。在不影響信號頻率範圍內的線性之情況下，反饋電容器54降低在切換頻率下誤差放大器電路之「增益×帶寬」乘積的要求。
上面論述的表達式提供i)在切換頻率處大於20dB的增益減少，以及ii)在20kHz處具有最小相移的平坦通帶響應達到20kHz(亦即，音頻在信號頻率範圍的 上限)。根據應用，誤差放大器之組件值的最佳化可以提供期望的誤差放大器增益及相位特性。
在一個實例中，選擇10.4的增益(AV)，並且選擇下面組件值：R Input resister 60 =1,000R；R Integrator resistor 58 =100R；R First feedback resistor 56 =1,000R；R Second feedback resistor 66 =4,700R；R Third feedback resistor 62 =4,700R；F Switching =400,000Hz。
根據上面提供的表達式及42,441Hz的積分器頻率(亦即，F Integrator =400,000/3π)，可以決定下面的電容值：C Low-pass capacitor 64 =1/(2π*4,700R*400,000Hz)=847pF
C Feed forward capacitor 52 =1/(((10.4*100R)+1,000R+4,700R+4,700R)*2π*42,441Hz)=327pF
C Feedback capacitor 54 =1/((4,700R+4,700R)*400,000Hz)=266pF。
可以理解的是，將使用接近理論值的電容器。
第3圖說明依據本發明的第二態樣之誤差放大器70。在第3圖中使用相同的元件符號來標記第2圖所描述的組件及特徵。第3圖所示的誤差放大器70在其輸入端包括π輸入濾波器。在這個圖式中，π輸入濾波器在端子42處接收音頻輸入信號且耦合至輸入電阻器 60。π輸入濾波器包括第一並聯電容器72及第二並聯電容器74，它們由第二串聯電阻器76隔開。π輸入濾波器的添加可以保護PWM放大器免受呈現給誤差放大器輸入的混疊頻率分量之影響。值得注意的是，第3圖中的第二串聯電阻器76及輸入電阻器60之組合等效於第2圖中的單個輸入電阻器60。亦可以包括電感器與端子42串聯或與串聯電阻器76串聯，以改善拒斥。再者，第一並聯電容器72的包含係任選的，使得在其不存在的情況下可以形成低通濾波器。
第4圖說明依據本發明的第三態樣之音頻脈波寬度調變(PWM)放大器80。放大器80包括誤差放大器82，其可以是第2圖所描述的誤差放大器40或第3圖所描述的誤差放大器70。第4圖的其他編號組件與第1圖所示的相同編號組件相同。在放大器80中，在端子或接點42處接收輸入音頻信號，並且端子或接點48經由比較器12耦合至閘極驅動器18。開關20、22的輸出耦合至誤差放大器82的端子或接點46。
第5圖說明依據本發明的第四態樣之DC或AC電動機控制電路100。電路100包括誤差放大器102，其可以是第2圖所描述的誤差放大器40或第3圖所描述的誤差放大器70之形式。誤差放大器40及誤差放大器70中的每一者已經與音頻放大器結合在一起來描述，但是這些放大器的形式可以用作DC或AC電動機控制電路的一部分，並且如何根據那些誤差放大器的一般敘述選擇適當的組件值對於熟悉技藝者來說將是顯而易見的。 誤差放大器102的輸出經由比較器12饋送至功率級104，功率級104包括閘極驅動器或切換控制器106，其輸出包含具有變動寬度及間隔的固定振幅之方形脈波的信號。可以理解的是，閘極驅動器106產生由保護延遲或控檔時間(protective delay or dead time)隔開之一個信號以及這個信號的位準移位且反相版。功率級104包括兩個切換裝置108、110(例如，場效電晶體(FET))。兩個開關108、110配置成完全導通或完全斷開，使得切換裝置的輸出處於+Vcc或-Vcc(亦即，匯流排電壓)。這種類型的配置利用這樣的特性：如果推挽輸出裝置完全導通或完全斷開，則它們消耗其最小功率，從而導致高的放大器效率。如上面關於音頻放大器所述，功率級104的輸出被反饋至誤差放大器102。
使用被動式濾波器112對功率級104的輸出進行低通濾波，以濾除切換頻率，然後將其饋送至電動機118。被動式濾波器112係雙極點電感器-電容器(LC)濾波器，其包括串聯電感器114及分流至接地的電容器116。串聯電感器114及並聯電容器116的組件值可以使用表達式-F-3dB=1/2π*
Figure 107127466-A0101-12-0013-8
(LSeries*CShunt)來決定，其中LSeries係串聯電感器114的電壓，而CShunt係並聯電容器116的電容，並且F-3dB通常是切換頻率的2個至10個之間的劃分。
第6圖說明依據本發明的第五態樣之替代DC或AC電動機控制電路120。電路120包括誤差放大器122，其係第5圖所描述的誤差放大器102之形式。 誤差放大器122的輸出被饋送至閘極驅動器或切換控制器124，閘極驅動器或切換控制器124輸出包含具有變動寬度及間隔的固定振幅之方形脈波的信號。在這個實例中，單個開關126(例如，場效電晶體(FET)與電動機128串聯使用，電動機128配置在電壓電源(亦即，+Vcc或-Vcc)之間，並且控制器124的輸出信號被饋送至開關126的控制輸入(亦即，閘極)。
可以理解的是，前面的論述係有關於特定實施例。然而，在其他實施例中，可以組合各種態樣及實例。

Claims (8)

  1. 一種用於脈波寬度調變電路之誤差放大器，其包括：一運算放大器，其構造成一積分器；以及一反饋迴路，其耦合於該運算放大器之信號輸出與該運算放大器之反相輸入之間，該反饋迴路包括一耦合至該信號輸出之反饋電容器、一耦合至該反饋電容器之反饋電阻器以及一耦合至該反饋電阻器及該運算放大器之反相輸入的積分器電阻器，其中該反饋電阻器與該積分器電阻器之間的接點係構造成接收一輸入信號，而該反饋電容器與該反饋電阻器之間的接點係構造成從該脈波寬度調變電路接收一反饋信號，以及其中該積分器包括一耦合於該運算放大器的信號輸出與反相輸入之間的前饋電容器。
  2. 如請求項1之誤差放大器，其中該反饋電容器配置成補償在切換頻率下的過量相移。
  3. 如請求項1或2之誤差放大器，其中該積分器電阻器配置成將該誤差放大器的積分功能與反饋求和功能分開。
  4. 如請求項1或2之誤差放大器，其包括一第一低通濾波器，該第一低通濾波器耦合至該反饋電容器與該反饋電阻器之間的接點，並且配置成從該脈波寬度調變電路接收該反饋信號，其中該第一低通濾波器係構造成衰減該反饋信號的調變分量。
  5. 如請求項1或2之誤差放大器，其包括一第二低通濾波器，該第二低通濾波器耦合至該反饋電阻器與該積分器電阻器之間的接點，並且配置成接收該輸入信號，其中該第二低通濾波器係構造成衰減該輸入信號的混疊頻率分量。
  6. 如請求項5之誤差放大器，其包括一並聯電容器，該並聯電容器配置在該誤差放大器的信號輸入處，藉此與該第二低通濾波器構成一pi輸入濾波器，其中該pi輸入濾波器構造成防止來自該反饋信號的切換能量被傳導至一信號驅動分量。
  7. 一種脈波寬度調變電路，其包括：一驅動電路，其構造成輸出一調變信號；一切換裝置，其配置成從該驅動電路接收該調變信號；以及如請求項1至6中任一項之誤差放大器，其中該切換裝置的輸出信號係該反饋信號，並且其中該運算放大器的信號輸出耦合至該驅動電路。
  8. 如請求項7之脈波寬度調變電路，其包括以推挽式配置來構造之兩個切換裝置。
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