JP6164541B2

JP6164541B2 - サイン−コサインモジュレータ

Info

Publication number: JP6164541B2
Application number: JP2015528881A
Authority: JP
Inventors: ウェマイアー，ステファン
Original assignee: コンタプロナットゲーエムベーハー
Priority date: 2012-09-04
Filing date: 2012-09-04
Publication date: 2017-07-19
Anticipated expiration: 2032-09-04
Also published as: JP2015532049A; CN104604127A; CN104604127B; EP2893636A1; US9287826B2; US20150236646A1; WO2014037017A1; EP2893636B1

Description

本発明は、少なくとも２個の比較器、２個の積分器、パワースイッチング段、ＬＣローパスフィルタならびに低周波信号入力または制御電圧入力および低周波信号出力またはＤＣ電圧出力を備えるサイン−コサインモジュレータに関する。

アナログ回路と比較して有意により高いレベルの熱効率を有するパルス幅変調方式増幅器またはスイッチモード電圧コンバータによって、音声周波数範囲内の低周波ＡＣ電圧のためのアナログパワーアンプまたは定電圧回路が従来技術での複数の応用において置換される。自己振動パルス幅変調方式増幅器は、外部発振器によって駆動されるクロック制御パルス幅変調方式増幅器と比べてより良い信号処理または音響品質を有する。

アナログパワーアンプと比較して有意により高いレベルの熱効率だけでなく、さらにより良い音響品質を有するこのタイプの自己振動パルス幅変調方式増幅器が、（特許文献１）内に記述される。欠点は、固有周波数ｆが関係ｆ＝ｆ_０＊（１−Ｍ^２）によって変調度に依存していることである。変調度または励振度は、それゆえに実際問題として約６０％に限定される。

ドイツ特許第ＤＥ１９８３８７６５Ａ１号明細書、名称「ＳｅｌｂｓｔｓｃｈｗｉｎｇｅｎｄｅｒＤｉｇｉｔａｌｖｅｒｓｔａｒｋｅｒ」［「自己振動デジタル帰還増幅器」］

本発明の課題は、自己振動パルス幅変調方式増幅器の固有周波数ｆを変調度Ｍに無関係にし、したがって最大変調度または励振度をほぼ１００％まで向上し、かつ音響品質を同時に更に向上させることである。

本課題は、パワースイッチング段を部分的に駆動する、サインおよびコサイン方形波電圧ならびにサインおよびコサイン三角波電圧を生成する２個の比較器および２個の積分器を備えたサインおよびコサイン振動の同時生成のための関数発生器を構成することによって本発明に従って解決される；ＬＣローパスフィルタと組み合わせられるパワースイッチング段の出力が、低周波信号出力またはＤＣ電圧出力を形成する。更なる有利な設計形態が、下位請求項内に見いだされることができる。

サイン−コサインモジュレータは、試験済みの形で、サインおよびコサイン振動の同時生成のための関数発生器から成る。関数発生器の課題のない振幅安定化が、これに関して用いられることができる。任意の関数発生器の三角波信号で始めて、代数符号の進路が比較器によって決定されてかつ方形波信号と比較して９０度位相変移される。この方形波信号は第２の三角波信号に変換されることができ、それが次いで第２の積分器の助けを借りて同様に９０度位相変移される。関数発生器のこの可能性で始めて、パワースイッチング段が関数発生器によって駆動され、ＬＣローパスフィルタと組み合わせられるパワースイッチング段の出力が、低周波信号出力を形成する。

比較器および積分器が、方形波または三角波電圧を生成するために用いられる；第１の比較器がサイン方形波電圧を生成するために用いられ、第１の積分器がサイン三角波電圧を生成するために用いられ、一方、第２の比較器がコサイン方形波電圧を生成するために用いられ、第２の積分器がコサイン三角波電圧を生成するために用いられる。コサイン方形波電圧を生成するための第２の比較器が、これに関してパワースイッチング段を駆動するために好んで用いられる。サイン−コサインモジュレータが、パワースイッチング段の出力からコサイン三角波電圧を生成するための第２の積分器の入力まで抵抗器経由で、ここで負帰還カップリングを有する。低周波信号入力が、コサイン三角波電圧を生成するための第２の積分器の入力と抵抗器経由で接続され、一方、ＬＣローパスフィルタが、パワースイッチング段の出力に接続されてかつ低周波信号出力を構成する。

本発明の更なる設計形態では、ＬＣローパスフィルタの減衰係数を低周波出力に接続される負荷と無関係にするために、コサイン三角波電圧を生成するための第２の積分器の入力と直列ＲＣ要素経由で接続されるべき低周波出力に対する準備がある。

たとえばサイン−コサインモジュレータが４００ｋＨｚの一定の固有周波数で作動することが記述された手順の助けを借りて状況が達成され、それでほぼ１００％の最大変調度または励振度が達成され、および非常にわずかな非直線歪だけが生じる。Ｋ２およびＫ３は、不可聴範囲にとどまり、一方、より高い歪み成分Ｋ５およびＫ７は
に従う従来技術とは対照的にもはや生じない。

サイン−コサインモジュレータは、一例として、パルス幅変調方式増幅器として低周波信号入力および低周波信号出力とともに用いられることができる。サイン−コサインモジュレータの固有周波数ｆは、第１の積分器および第１の比較器を備える「内部」方形−三角波発生器経由で変調度Ｍに無関係に一定に保持される。同時に、次にパワースイッチング段を駆動する、第２の比較器を「内部」方形−三角波発生器経由で駆動する第２の積分器が、第２の比較器およびパワースイッチング段と共に、パワースイッチング段の出力から第２の積分器の入力まで抵抗器Ｒ５経由で負帰還カップリングを有する「外部」方形−三角波発生器を形成し、一方、他方では抵抗器Ｒ６が、第２の積分器の入力で低周波信号電圧Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}のための入力抵抗として設けられる。出力信号Ｖ_{Ｏｕｔｐｕｔ}は、これに関してＬＣローパスフィルタの後で取り上げられる。電圧増幅度Ｖ_{Ｏｕｔｐｕｔ}割るＶ_{Ｉｎｐｕｔ}が、ここで抵抗比率−Ｒ５／Ｒ６で決定される。

代わりとして、スイッチモード電圧コンバータとしてサイン−コサインモジュレータを用いる可能性が存在する；制御が制御電圧入力経由で行われ、および所望の出力電圧がＤＣ電圧出力で利用可能である。これは、ＬＣ出力フィルタの減衰係数を接続される負荷と無関係にするために、抵抗器およびコンデンサ経由で追加的な負帰還カップリングがあるという利点を含む。抵抗器を経た「内部」負帰還カップリングならびに抵抗器およびコンデンサを経た「外部」負帰還カップリングのこの組合せは、非常にすばやい制御挙動に至る。

本発明は、それゆえにサイン−コサインモジュレータを含み、パワースイッチング段を部分的に駆動する、サインおよびコサイン方形波電圧ならびにサインおよびコサイン三角波電圧が比較器および積分器の助けを借りて生成され、ＬＣローパスフィルタと組み合わせられるパワースイッチング段の出力が、低周波信号出力を構成し、そしてコサイン方形波電圧を生成するための第２の比較器がパワースイッチング段を駆動し、ならびにサイン−コサインモジュレータが、パワースイッチング段の出力からコサイン三角波電圧を生成するための第２の積分器の入力まで抵抗器経由で負帰還カップリングを有し、ならびに低周波信号入力が、コサイン三角波電圧を生成するための第２の積分器の入力に抵抗器を経由で接続される。

この回路は、それ自体を特に低い非直線歪によって識別する；固有周波数ｆが変調度Ｍに無関係であるので、ほぼ１００％の最大変調度または励振度が達成される。サイン−コサインモジュレータは、それゆえに従来のパルス幅変調方式増幅器と比較して有意な改良を示す。

本発明が、図の助けを借りて再び下記で説明される：

従来技術に従う自己振動パルス幅変調器を示す、変調度に無関係に一定の固有周波数を備えた自己振動パルス幅変調方式増幅器の形のサイン−コサインモジュレータを示す、２つの相補出力を備えた第１の比較器に対する図２に従うサイン−コサインモジュレータの回路変形を示す、追加的な帰還を備えたスイッチモード電圧コンバータの形の図２に従うサイン−コサインモジュレータを示す、追加的な帰還を備えたスイッチモード電圧コンバータの形の図３に従うサイン−コサインモジュレータを示す、５ｋＨｚの入力正弦波信号の期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で従来技術に従う自己振動パルス幅変調器の振動挙動を示す、ＬＣローパスフィルタの後の従来技術に従う自己振動パルス幅変調器の周波数スペクトルを示す、Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}およびＶ_{Ｏｕｔｐｕｔ}とともに従来技術に従う自己振動パルス幅変調器の振動挙動を示す。５ｋＨｚの入力正弦波信号の半期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で図２に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの振動挙動を示す、５ｋＨｚの入力正弦波信号の全期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で図２に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの振動挙動を示す、ＬＣローパスフィルタの後の図２に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの周波数スペクトルを示す、Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}およびＶ_{Ｏｕｔｐｕｔ}と共に図２に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの振動挙動を示す、５ｋＨｚの入力正弦波信号の半期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの振動挙動を示す、５ｋＨｚの入力正弦波信号の全期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの周波数スペクトルを示す、ＬＣローパスフィルタの後の図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの周波数スペクトルを示す、およびＶ_{Ｉｎｐｕｔ}およびＶ_{Ｏｕｔｐｕｔ}と共に図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータの振動挙動を示す。

図１は、パルス幅変調方式増幅器の形の自己振動パルス幅変調器１の回路図を示す。パルス幅変調器１は、この場合積分器２および比較器３を備える；比較器３は、パワースイッチング段４を駆動するために設けられる。従来技術で公知である一例が、この場合含まれる。パルス幅変調器１は、三角波および方形波振動を同時に生成するために役に立って、かつパワースイッチング段４、負帰還カップリング、低周波信号入力、ＬＣローパスフィルタおよび低周波信号出力によって拡張された；これは従来技術と比較してサイン−コサインモジュレータの利点を例示するために、下記で「自己振動デジタル帰還増幅器」、略してＳＯＤＦＡと呼ばれる。

図２は、２個の積分器１１、１２および２個の比較器１３、１４、同じくパワースイッチング段１５を備えたパルス幅変調方式増幅器の形のサイン−コサインモジュレータ１０の例を示す。積分器１２は、信号Ｖ_Ｔｓｉｎを生成し、かつ信号Ｖ_Ｓｓｉｎを生成する比較器１３と共に、サイン−コサインモジュレータの固有周波数ｆを変調度Ｍに無関係に一定に保つ「内部」方形−三角波発生器を形成する。同時に、信号Ｖ_Ｔｃｏｓを生成する、および「内部」正方形−三角波発生器経由で信号Ｖ_Ｓｃｏｓを生成する、かつパワースイッチング段１５を駆動する、比較器１４を駆動する積分器１１が、比較器１４およびパワースイッチング段１５と共に、パワースイッチング段１５の出力から積分器１１の入力まで抵抗器Ｒ５経由で負帰還カップリングを有する「外部」方形−三角波発生器を形成し、一方、低周波信号電圧Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}に対して、他方では抵抗器Ｒ６が入力抵抗として設けられる。出力信号Ｖ_{Ｏｕｔｐｕｔ}は、これに関してＬＣローパスフィルタ１６の後で取り上げられる。電圧増幅度Ｖ_{０ｕｔｐｕｔ}割るＶ_{Ｉｎｐｕｔ}は、−Ｒ５割るＲ６である。

図３は、２個の積分器２１、２２および２個の比較器２３、２４、同じくパワースイッチング段２５を備えたパルス幅変調方式増幅器の形のサイン−コサインモジュレータ２０の代替回路例を示す。２つの相補出力を備えた第１の比較器２３が、この回路変形で用いられる；帰還のための出力および信号Ｖ_Ｓｓｉｎを生成するためのかつ信号Ｖ_Ｔｓｉｎを生成する積分器２２を駆動するための相補出力が、設けられる。

図４は、２個の積分器３１、３２および２個の比較器３３、３４、同じくパワースイッチング段３５によって再び作動される安定化スイッチモード電圧コンバータ（同期バックレギュレータ）の形の、サイン−コサインモジュレータ３０の例を示す。ＬＣ出力フィルタの減衰係数を接続される負荷と無関係にするために、図２に従う設計変形と比較して追加的な負帰還カップリングが抵抗器Ｒ７およびコンデンサＣ４経由でこの場合に設けられる。Ｒ５を経た「内部」負帰還カップリングならびにＲ７およびＣ４を経た「外部」負帰還カップリングのこの組合せは、負帰還カップリングの１つの場合だけによる従来のＰＩＤ（比例積分偏差）コントローラの調整挙動より優れている非常にすばやい制御挙動（積分偏差コントローラ）に至る。以下が、安定化出力電圧にあてはまる：Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ１＊（１＋Ｒ５／Ｒ６）

図５は、２個の積分器４１、４２および２個の比較器４３、４４、同じくパワースイッチング段４５を備えた図３に従う実施態様に基づいて作動される安定化スイッチモード電圧コンバータの形の、サイン−コサインモジュレータ４０の代替回路例を示す。追加的な負帰還カップリングが、さらに抵抗器Ｒ７およびコンデンサＣ４経由で直列ＲＣ要素と共にこの場合設けられる。この設計変形では、２つの相補出力を備えた比較器４３が、用いられる；１つの出力が、再び帰還のために設けられ、一方、相補出力は電圧Ｖ_Ｓｓｉｎを生成し、かつ信号Ｖ_Ｔｓｉｎを生成する積分器４２を駆動する。制御挙動は、さらにこの場合従来のＰＩＤコントローラと比較して有意に改善され、および、以下が安定化出力電圧にあてはまる：Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ１＊（１＋Ｒ５／Ｒ６）

図６は、５ｋＨｚの入力正弦波信号の期間にわたって固有周波数ｆ＝４００ｋＨｚ＊（１−Ｍ^２）およびＭ_ｍａｘ＝０．７９で自己振動パルス幅変調器１（ＳＯＤＦＡ）の信号形状Ｖ_{ＩＮＰＵＴ}およびＶ_Ｔを示す。

図７は、ＬＣローパスフィルタの後のＳＯＤＦＡの出力信号の周波数スペクトルを示す。ＳＯＤＦＡの固有周波数では１５０ｋＨｚと４００ｋＨｚとの間で「ぼやけ」、ならびに追加的な歪み成分Ｋ５およびＫ７が生じる。

図８は、０．７９の最大変調度でのＳＯＤＦＡの振動挙動を示す。三角波制御信号Ｖ_Ｔは、ゼロ点のまわりに集中されるままであり、一方、固有周波数は最小値ｆ_ｍｉｎ＝４００ｋＨｚ＊（１−０．７９^２）＝１５０ｋＨｚまで落ちる。Ｖ_{Ｏｕｔｐｕｔ}の正弦波のピークでのＳＯＤＦＡの出力で有意に増大されたリップル電圧が、ｆ_ｍｉｎ＝１５０ｋＨｚまでの固有周波数ｆ_０の周期的低下を理由に、ここで認識されることができる。

図９は、５ｋＨｚの入力正弦波信号の半期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で信号Ｖ_Ｔｓｉｎ、Ｖ_ＴｃｏｓおよびＶ_{Ｉｎｐｕｔ}による図２に従う本発明のサインーコサインモジュレータ１０の振動挙動を示す。制御信号Ｖ_Ｔｃｏｓは、Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}に対して逆位相でゼロ点周辺にシフトされ、かつＭと比例して振幅を減少させられ、同じくパルス幅変調され、一方、制御信号Ｖ_ＴｓｉｎはＶ_{Ｉｎｐｕｔ}と同位相で、ゼロ点周辺にシフトされ、かつ振幅および対称性に関して一定のままである。固有周波数ｆは、変調度Ｍに無関係に４００ｋＨｚで一定のままである。

図１０は、５ｋＨｚの入力正弦波信号の全期間にわたって動作上のプロセスを例示するＭ_ｍａｘ＝０．７９で信号Ｖ_Ｔｓｉｎ、Ｖ_ＴｃｏｓおよびＶ_{Ｉｎｐｕｔ}による図２に従う本発明のサインーコサインモジュレータ１０の振動挙動を示す。

図１１は、ＬＣローパスフィルタの後の図２に従う本発明のサインーコサインモジュレータ１０の周波数スペクトルを示す。固有周波数ｆは変調度に無関係に一定の４００ｋＨｚにとどまり、および何の追加的な歪み成分Ｋ５およびＫ７も生じない。

図１２は、固有周波数ｆの低下なしで、したがって有意により少ないリップル電圧でＭ_ｍａｘ＝０．７９で正弦波変調による信号Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}、Ｖ_Ｔｓｉｎ、Ｖ_ＴｃｏｓおよびＶ_{Ｏｕｔｐｕｔ}による図２に従う本発明のサイン−コサインモジュレータ１０の振動挙動を示す。

図１３は、５ｋＨｚの入力正弦波信号の半期間にわたってＭ_ｍａｘ＝０．７９で信号Ｖ_ＴＳｉｎ、Ｖ_ＴｃｏｓおよびＶ_{Ｉｎｐｕｔ}による図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータ２０の振動挙動を示す。制御信号Ｖ_Ｔｃｏｓは、Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}に対して逆位相で，ゼロ点周辺にシフトされてかつＭと比例して振幅を減少させられ、同じくパルス幅変調され、一方、制御信号Ｖ_Ｔｓｉｎは、同様にＶ_{Ｉｎｐｕｔ}に対して逆位相で、ゼロ点周辺にシフトされ、かつ再び振幅および対称性に関して一定にとどまる。固有周波数ｆは、変調度Ｍに無関係に４００ｋＨｚで一定のままである。

図１４は、５ｋＨｚの入力正弦波信号の全期間にわたって動作上のプロセスを例示するＭ_ｍａｘ＝０．７９で信号Ｖ_Ｔｓｉｎ、Ｖ_ＴｃｏｓおよびＶ_{Ｉｎｐｕｔ}による図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータ２０の振動挙動を示す。

図１５は、ＬＣローパスフィルタの後の図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータ２０の周波数スペクトルを示す。固有周波数ｆは変調度に無関係に一定の４００ｋＨｚで一定のままであり、および何の追加的な歪み成分Ｋ５およびＫ７も生じない。

図１６は、固有周波数ｆの低下なしで、したがって、ＳＯＤＦＡと比較して有意により少ないリップル電圧を備えたＭ_ｍａｘ＝０．７９で正弦波変調による信号Ｖ_{Ｉｎｐｕｔ}、Ｖ_Ｔｓｉｎ、Ｖ_ＴｃｏｓおよびＶ_{Ｏｕｔｐｕｔ}による図３に従う本発明のサイン−コサインモジュレータ２０の振動挙動を示す。

１パルス幅変調器
２積分器
３比較器
４パワースイッチング段
１０サイン−コサインモジュレータ
１１積分器
１２積分器
１３比較器
１４比較器
１５パワースイッチング段
１６ＬＣローパスフィルタ
２０サイン−コサインモジュレータ
２１積分器
２２積分器
２３比較器
２４比較器
２５パワースイッチング段
２６ＬＣローパスフィルタ
３０サイン−コサインモジュレータ
３１積分器
３２積分器
３３比較器
３４比較器
３５パワースイッチング段
３６ＬＣローパスフィルタ
４０サイン−コサインモジュレータ
４１積分器
４２積分器
４３比較器
４４比較器
４５パワースイッチング段
４６ＬＣローパスフィルタ

Claims

第１の比較器、第２の比較器、第１の積分器、第２の積分器およびパワースイッチング段、ＬＣローパスフィルタ、同じく低周波信号入力または制御電圧入力および低周波信号出力またはＤＣ電圧出力を備えるサイン−コサインモジュレータであって、
前記第１の比較器、前記第２の比較器、前記第１の積分器、前記第２の積分器は、前記サイン−コサインモジュレータの入力側から出力側に向かって、第２の積分器、第１の比較器、第１の積分器、第２の比較器の順に直列に接続され、
前記第１の積分器の出力信号が、前記第１の比較器の出力信号に対して９０°位相変移され、前記第２の積分器の出力信号が、前記第２の比較器の出力信号に対して９０°位相変移され、
第１および第２の比較器、及び第１および第２の積分器は、サインおよびコサイン振動の同時生成のための関数発生器を構成し、前記関数発生器は、サインおよびコサイン方形波電圧、及びサインおよびコサイン三角波電圧を生成し、前記サインおよびコサイン方形波電圧が、前記第１および第２の比較器によって出力され、前記サインおよびコサイン三角波電圧が、前記第１および第２の積分器によって出力され、
前記第２の比較器の出力が、前記パワースイッチング段の入力に接続され、前記第２の比較器は、前記パワースイッチング段に、前記パワースイッチング段を駆動するための前記コサイン方形波電圧を提供し、
前記パワースイッチング段の出力が、前記ＬＣローパスフィルタに接続され、前記ＬＣローパスフィルタの出力が、前記低周波信号出力またはＤＣ電圧出力を形成することを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。
請求項１に記載のサイン−コサインモジュレータであって、
前記サイン−コサインモジュレータが、前記パワースイッチング段の前記出力からコサイン三角波電圧を生成するための前記第２の積分器の前記入力まで抵抗器経由で負帰還カップリングを有することを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。
請求項１−２のうちいずれか一項に記載のサイン−コサインモジュレータであって、
前記低周波信号入力が、コサイン三角波電圧を生成するための前記第２の積分器の前記入力に抵抗器経由で接続されることを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。
請求項１−３のうちいずれか一項に記載のサイン−コサインモジュレータであって、
前記低周波信号出力またはＤＣ電圧出力が、コサイン三角波電圧を生成するための前記第２の積分器の前記入力に直列ＲＣ要素経由で接続されることを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。
請求項１−４のうちいずれか一項に記載のサイン−コサインモジュレータであって、
それが、パルス幅変調方式増幅器の形の低周波信号入力および低周波信号出力を有することを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。
請求項１−５のうちいずれか一項に記載のサイン−コサインモジュレータであって、
それが、スイッチモード電圧コンバータの形の制御電圧入力およびＤＣ電圧出力を有することを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。
請求項１−６のうちいずれか一項に記載のサイン−コサインモジュレータであって、
サインおよびコサイン方形波電圧ならびにサインおよびコサイン三角波電圧が、サインおよびコサイン振動の同時生成のための関数発生器を構成し、前記パワースイッチング段に駆動信号を提供する、前記第１および第２の比較器、及び前記第１および第２の積分器の助けを借りて生成され、前記ＬＣローパスフィルタの出力が、前記低周波信号出力を構成し、そして、前記コサイン方形波電圧を生成するための前記第２の比較器が前記パワースイッチング段を駆動し、ならびに前記サイン−コサインモジュレータが前記パワースイッチング段の前記出力からコサイン三角波電圧を生成するための前記第２の積分器の前記入力まで抵抗器経由で負帰還カップリングを有し、ならびに前記低周波信号入力がコサイン三角波電圧を生成するための前記第２の積分器の前記入力に抵抗器経由で接続されることを特徴とするサイン−コサインモジュレータ。