JP6380527B2 - 交流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、正弦波状の交流電圧を出力する交流電源装置に関するものである。

例えば、感光体ドラムを用いた電子写真方式の画像形成装置においては、一般に、感光体の表面に対して帯電、露光および現像の各工程が行われ、トナー像が感光体表面に形成される。そして、転写の工程により、用紙にトナー像が形成される。

特許文献１には上記画像形成装置に用いられる高圧交流電源装置が示されている。特許文献１に示されている高圧交流電源装置は、矩形波信号（ＣＬＫ信号）をローパスフィルタに通した信号で昇圧トランスを駆動することによって高電圧交流電圧を発生するものである。

特開２０１０−１６４６６７号公報

上述の帯電工程において、帯電器等の交流負荷に対して電圧を印加する交流電源装置は、その目的に応じて、要求される特性は様々であるが、正弦波の歪みが問題となる場合がある。特に、上述の帯電器のように、感光体ドラム表面を均一に帯電させなければならない場合には、所定の交流波形電圧が帯電器に印加されることが重視される。

図８（Ａ）は要求される交流電圧の波形の例、図８（Ｂ）は実際に出力される交流電圧の波形の例である。図８（Ａ）に示すように、低歪みの正弦波状の交流電圧であれば、ピーク−ピーク電圧（peak to peak電圧）の中央値Voは、１周期に亘る平均値Va（１周期における瞬時値の算術平均値）と等しい。しかし、電源回路の構成によっては、または交流負荷の構成によっては、図８（Ｂ）に示すように、歪の大きな正弦波状交流電圧が印加されることがある。この場合、ピーク−ピーク電圧の中央値Voが平均値Vaからずれる（Va≠Vo）。

図８（Ｂ）に示したような、ピーク−ピーク電圧の中央値Voが平均値Vaからずれた交流電圧が帯電器に印加された場合に、感光体ドラム表面が所定の帯電状態にならない、といった不都合が生じる場合がある。

上述の帯電器用の高圧交流電源装置は一例である。交流負荷の種類によっては、ピーク−ピーク電圧の中央値Voが平均値Vaから所定値だけずれた波形の交流電圧が要求される場合もある。しかし、従来の交流電源装置では、そのような交流電圧波形を高い自由度のもとで発生させることはできなかった。

本発明の目的は、平均値がピーク−ピーク電圧内の所定電圧値である交流電圧を発生する交流電源装置を提供することにある。

本発明の交流電源装置は、矩形波信号を発生する矩形波信号発生回路と、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、このトランスの１次巻線を前記矩形波信号に基づいて交流駆動する駆動回路と、トランスの２次巻線の出力電圧の正ピークと負ピークとの中間値とトランスの２次巻線の出力電圧の平均値との差を求め、当該差が小さくなるように矩形波信号のデューティをフィードバック制御するデューティ制御回路と、を備えたことを特徴とする。

前記トランスは補助巻線を備え、前記デューティ制御回路は、補助巻線の起電圧を整流して、前記中間値に相当する電圧を得る回路を備えていることが好ましい。

本発明によれば、ピーク−ピーク電圧内の所定電圧値である中間値が平均値と等しい関係にある所定の交流波形の電圧が出力される。

図１は第１の実施形態に係る交流電源装置１０１の作用について示すブロック図である。 図２Ａは第１の実施形態に係る交流電源装置１０１のフィードバック制御について示す図である。 図２Ｂは第１の実施形態に係る交流電源装置１０１の別のフィードバック制御について示す図である。 図３は第１の実施形態に係る交流電源装置１０１の回路図である。 図４はＰＷＭフィルタ２１および増幅回路２２の回路図である。 図５は第２の実施形態に係る交流電源装置１０２の回路図である。 図６は増幅回路２３の回路図である。 図７は第３の実施形態に係る交流電源装置１０３の回路図である。 図８（Ａ）は要求される交流電圧の波形の例、図８（Ｂ）は実際に出力される交流電圧の波形の例である。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る交流電源装置の作用について示すブロック図である。この交流電源装置１０１は、矩形波信号を発生する矩形波信号発生回路１０、トランス３０、トランス３０の１次巻線を駆動する駆動回路２０、およびデューティ制御回路４０を備えている。

デューティ制御回路４０は、トランス３０の２次巻線の出力電圧の平均値Vaと中間値Vmとの差を求め、この差が減少する方向に矩形波信号のデューティをフィードバック制御する。このことにより、上記中間値Vmが平均値Vaに等しい交流電圧が交流負荷９０へ印加される。上記「中間値Vm」の意味については後述する。

図１において、矩形波信号発生回路１０は、基本周波数が例えば０．３ｋＨｚ〜１０ｋＨｚでデューティが５０％前後の矩形波信号を発生する。駆動回路２０はこの矩形波信号の基本波周波数を通過させ、高調波成分を除去するＰＷＭフィルタ（ローパスフィルタ）と、その出力信号を増幅してトランス３０の１次巻線を駆動する増幅回路２２を備えている。すなわち、駆動回路２０は、矩形波信号の基本波周波数成分に相当する電圧でトランス３０の１次巻線を駆動する。

また、図１において、デューティ制御回路４０は、トランス３０の２次巻線の出力電圧のピーク−ピーク電圧内の所定電圧値である中間値Vmを発生する中間値Vm発生回路４１、トランス３０の２次巻線の出力電圧の平均値Vaを与える回路４４、平均値Vaと中間値Vmとの差を増幅する誤差増幅回路４３、を備えている。

図２Ａ、図２Ｂは本実施形態の交流電源装置１０１のフィードバック制御について示す図である。図２Ａにおいて、（１）に示す矩形波信号は矩形波信号発生回路１０の出力信号であり、この例では、デューティがほぼ５０％の矩形波信号である。この矩形波信号を基にして、トランス３０を交流駆動したとき、トランス３０から、例えば（２）で示すような歪んだ正弦波状電圧が出力される。ここで、「中間値Vm」は、平均値Vaが最終的にこの中間値Vmに等しくなるように設定される電圧であり、ピーク−ピーク電圧内の所定電圧値に設定される。例えば、正のピーク電圧Vppと負のピーク電圧Vpnとの中央値｛（Vpp+Vpn）／2｝に設定される。但し、後の例で示すように、「中間値Vm」は、ピーク−ピーク電圧の中央値の意味ではなく、広義の中間値である。

デューティ制御回路４０は、上記平均値Vaと中間値Vmとの比較によって、平均値Vaが中間値Vmに近づくように矩形波信号のデューティを修正することでフィードバック制御する。これにより、（３）に示すような矩形波信号が発生され、それを基にして（４）に示すように、平均値Vaが中間値Vmに等しい正弦波状電圧が出力される。

図２Ｂは、平均値Vaがピーク−ピーク電圧の中央値Voからずれた値になるように制御される例である。図２Ｂにおいて、（１）（２）は図２Ａに示した例と同じである。図２Ｂの例では、中間値Vmは、ピーク−ピーク電圧の中央値Voからずれた値に設定されている。例えば、正のピーク電圧Vppと負のピーク電圧Vpnとの間の所定分圧比の電圧に設定される。

デューティ制御回路４０は、上記平均値Vaと中間値Vmとの比較によって、平均値Vaが中間値Vmに近づくように矩形波信号のデューティを修正することでフィードバック制御する。これにより、（３）に示すような矩形波信号が発生され、それを基にして（４）に示すように、平均値Vaが中間値Vmに等しい正弦波状電圧が出力される。

図３は本実施形態に係る交流電源装置１０１の回路図である。トランス３０は１次巻線Ｎｐ、２次巻線Ｎｓ、補助巻線Ｎａを備えている。補助巻線Ｎａには、ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２を含む中間値検出設定回路４１が接続されている。誤差増幅回路４３はオペアンプＯＰ１、コンデンサＣ４および抵抗Ｒ４により構成されている。矩形波信号発生回路１０はオペアンプＯＰ２による比較器と三角波信号発生回路１１とで構成されている。なお、この例では、オペアンプＯＰ２の非反転入力に所定のオフセット電圧を発生する回路および抵抗Ｒ５，Ｒ６を矩形波信号発生回路１０に備えている。このオフセット電圧は、フィードバック制御開始時に所定デューティから開始されるようにするためのものである。

中間値検出設定回路４１は、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１により、正のピーク電圧を検出し、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２により、負のピーク電圧を検出し、両ピーク電圧の差電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧を中間値Vm1として出力する。すなわち、中間値検出設定回路４１は、ピーク−ピーク電圧の検出およびピーク−ピーク電圧内の所定電圧値の設定を行う。補助巻線Ｎａの電圧は２次巻線Ｎｓの電圧にほぼ比例しているので、この中間値Vm1は２次巻線Ｎｓから発生すべき平均値の目標値であるVmの比例値である。

抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧比が１：１であれば、中間値Vm1は補助巻線Ｎａに生じるピーク−ピーク電圧の中央値である。図３に示した例のように、抵抗Ｒ２を設定することで、抵抗Ｒ１，Ｒ２による分圧比を変えると、中間値Vm1はピーク−ピーク電圧の中央値以外の値に設定されることになる。

オペアンプＯＰ１の非反転入力端に上記中間値Vm1が入力される。オペアンプＯＰ１の反転入力端には、抵抗Ｒ３を介して補助巻線Ｎａの基準電位側の電位Va1が入力される。この電位Va1は、補助巻線Ｎａの電圧波形の平均値に相当する。但し、この例では、誤差増幅回路４３を単極性電源で動作させるためにバイアス電圧発生回路４２を設けている。バイアス電圧発生回路４２はオペアンプＯＰ１の動作の基準電位を所定電位だけ正側にシフトさせる。

トランス３０の２次巻線ＮｓにはＤＣバイアス電源が接続されている。このＤＣバイアス電源は、交流負荷９０にＤＣバイアス電圧Ｖｂを重畳する。

図４は上記ＰＷＭフィルタ２１および増幅回路２２の回路図である。ＰＷＭフィルタ２１はオペアンプＯＰ３、抵抗Ｒ７，Ｒ８、コンデンサＣ８で構成されたローパスフィルタ回路である。このローパスフィルタのカットオフ周波数は、矩形波信号の基本周波数を通過させ、高調波成分を遮断するように設定されている。増幅回路２２は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、コンデンサＣ９を含むSEPP（Single-Ended Push-Pull）回路である。この増幅回路２２はトランス３０の１次巻線Ｎｐに交流電圧を印加する。

図２Ａに例示したように、中間値Vmが平均値Vaより高い状態では、誤差増幅回路４３の出力電位が上昇する。そのため、矩形波信号発生回路１０が発生する矩形波のオンデューティは小さくなる。そのことで、結果的にトランス３０の１次巻線Ｎｐが正方向に駆動される期間が広がり、負方向に駆動される期間が狭まる。その結果、図２Ａに示したように、平均値Vaは所定の中間値Vmに近づくことになる。

なお、本実施形態によれば、トランス３０の補助巻線Ｎａの起電圧を基にして２次巻線Ｎｓの出力電圧の中間値を間接的に検出設定するようにしたので、トランス３０の２次側の高電圧印加部に対する絶縁構造が容易にとることができる。

《第２の実施形態》
図５は第２の実施形態に係る交流電源装置１０２の回路図である。第１の実施形態で図３に示した交流電源装置１０１とは、トランス３０の駆動方式が異なる。図３に示した回路ではトランス３０の１次巻線ＮｐをSEPP形式のＢ級アンプで駆動するものであったが、本実施形態ではトランス３０をスイッチング素子によるＤ級増幅回路で駆動する。

図５において、比較器５０および三角波発生回路５１は、正弦波状信号をＰＷＭ変調する。増幅回路２３はＰＷＭ変調された信号でトランス３０の１次巻線Ｎｐを交流駆動する。増幅回路２３はトランス３０の１次巻線Ｎｐの第１端に接続されている。１次巻線Ｎｐの第２端は抵抗Ｒ１３，Ｒ１４およびコンバータＣ１４による中点電位回路に接続されている。

図６は上記増幅回路２３の回路図である。増幅回路２３はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６インダクタＬ１およびコンデンサＣ１０で構成されている。この増幅回路２３は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のゲートに上記ＰＷＭ変調された信号が入力されることで、トランス３０の１次巻線Ｎｐを交流駆動する。

《第３の実施形態》
図７は第３の実施形態に係る交流電源装置１０３の回路図である。第１の実施形態で図３に示した交流電源装置１０１とは、中間値検出設定回路４１の構成が異なる。図３に示した回路ではトランス３０の補助巻線Ｎａの起電圧から中間値Vm1を設定したが、本実施形態ではトランス３０の２次巻線Ｎｓの出力電圧から中間値Vm2を設定する。

図７において、トランス３０の２次巻線ＮｓにはコンデンサＣ１１，Ｃ１２による分圧回路が接続されている。中間値検出設定回路４１はこの分圧回路の出力電圧を基に、正のピーク電圧と負ピーク電圧との差の分圧値を中間値Vm2として出力する。

このように、交流負荷９０に印加される電圧を基にして中間値Vm2を設定してもよい。本実施形態によれば、トランスの補助巻線が不要となる。

Ｎｐ…１次巻線
Ｎｓ…２次巻線
Ｎａ…補助巻線
ＯＰ１〜ＯＰ３…オペアンプ
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６…スイッチング素子
Va…平均値
Vm…中間値
１０…矩形波信号発生回路
１１…三角波信号発生回路
２０…駆動回路
２１…ＰＷＭフィルタ
２２…増幅回路
３０…トランス
４０…デューティ制御回路
４１…中間値検出設定回路
４２…バイアス電圧発生回路
４３…誤差増幅回路
５０…比較器
５１…三角波発生回路
９０…交流負荷
１０１〜１０３…交流電源装置

Claims (2)

1. 矩形波信号を発生する矩形波信号発生回路と、
   １次巻線および２次巻線を有するトランスと、
   前記トランスの１次巻線を前記矩形波信号に基づいて交流駆動する駆動回路と、
   前記トランスの２次巻線の出力電圧の正ピークと負ピークとの中間値と前記トランスの２次巻線の出力電圧の平均値との差を求め、当該差が小さくなるように前記矩形波信号のデューティをフィードバック制御するデューティ制御回路と、
   を備えたことを特徴とする交流電源装置。
2. 前記トランスは補助巻線を備え、前記デューティ制御回路は、前記補助巻線の起電圧を整流して前記中間値に相当する電圧を得る回路を備えた、請求項１に記載の交流電源装置。

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