JP5009655B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特に、携帯機器用電源回路、ＨＤＤ用電源回路又はＤＶＤレコーダ用電源回路等に使用されるスイッチングレギュレータに関する。

従来、スイッチングレギュレータでは、スイッチングによってノイズが発生し、スイッチングレギュレータからのノイズにより周辺回路に影響を与えることがしばしば問題になっていた。
図１４は、従来のスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。
図１４のスイッチングレギュレータ１００は、昇圧型のスイッチングレギュレータをなしており、スイッチ回路１０３によって、コイル１０２が直流電源１０１から入力された入力電圧Ｖｉｎと接地電圧ＧＮＤとの間に接続されるとコイル１０２は充電され、コイル１０２と接地電圧ＧＮＤとの接続が遮断されると、入力電圧Ｖｉｎにコイル１０２に充電されたエネルギーが加わって整流ダイオード１０４を介して出力される。整流ダイオード１０４から出力された電圧はコンデンサ１０５で平滑されて出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷１０６に供給される。

一方、抵抗１０７及び１０８は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して分圧電圧Ｖｆｂを生成し、誤差増幅回路１１１は、該分圧電圧Ｖｆｂと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧差を増幅して出力信号ＥＡｏを生成し出力する。三角波発生回路１１２は、所定の三角波信号ＴＷを生成して出力し、ＰＷＭコンパレータ１１３は、誤差増幅回路１１１の出力信号ＥＡｏと該三角波信号ＴＷからＰＷＭ制御を行うためのパルス信号Ｓｐｗを生成してスイッチ回路１０３に出力する。スイッチ回路１０３は、入力されたパルス信号Ｓｐｗに応じてコイル１０２と接地電圧ＧＮＤとの接続制御を行う。

図１５は、図１４のスイッチングレギュレータ１００の出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性の例を示したスペクトラムである。図１５から、出力電圧Ｖｏｕｔに大きな高調波ノイズが重畳されていることが分かる。このような高調波ノイズを低減させる方法として、スイッチング周波数を拡散する手法があった。この手法は、特に、ＥＭＩ（Electro-Magnetic-Interference）の低減に効果があり、高調波ノイズの影響を低減させたい場合に効果的である。

スイッチングレギュレータにおけるスイッチングノイズを低減させる方法として、図１６で示すようなものがあった（例えば、特許文献１参照。）。
図１６では、スイッチング信号の周波数の拡散幅±Δｆが、抵抗Ｒ１０１とＲｏｎとの抵抗比、又は抵抗Ｒ１０２とＲｏｆｆとの抵抗比で決定され、出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性の例を示したスペクトラムは図１７のようになる。図１７において、図１５のスペクトラム波形と比較すると、スペクトラム波形のピークが押さえられていることが分かる。
特開２００５−１６１２８号公報

しかし、例えば携帯電話等では、前記のようなスイッチングレギュレータから発生する高調波ノイズがオーディオ系統に悪影響を与えることが問題となっており、このことからも図１７のような特性ではまだ高調波ノイズが大きく、更なる高調波ノイズの低減を図る必要があった。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、三角波発生回路で生成される三角波信号を変調させてスイッチ回路のスイッチング周期を変調させることにより、スイッチ回路によるスイッチングノイズを低減させることができ、携帯電話等のオーディオ系統に悪影響を与える高調波ノイズを低減させることができるスイッチングレギュレータを得ることを目的とする。

この発明に係るスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチ回路と、
該スイッチ回路のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるコイルと、
前記出力端子から出力される出力電圧に比例した比例電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅して得られた信号と電圧比較用三角波信号との電圧比較を行って該比較結果を示すパルス信号を前記スイッチ回路に出力して前記スイッチ回路のスイッチング制御を行い、前記電圧比較用三角波信号の周波数を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させる制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、
両端の電圧差が前記電圧比較用三角波信号をなすコンデンサと、
入力された第１の三角波信号に応じた電流を生成して該コンデンサに供給し、該コンデンサへの充電を行う充電回路部と、
入力された前記第１の三角波信号に応じた電流で該コンデンサを放電させる放電回路部と、
前記第１の三角波信号を生成して出力する、前記充電回路部及び該放電回路部の動作制御を行う充放電制御回路部と、
を有し、
前記充放電制御回路部は、前記第１の三角波信号の周波数を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させるものである。

更に、前記充電回路部は、入力された上限電圧設定用信号に応じて前記コンデンサへの電流供給を停止し、前記放電回路部は、入力された下限電圧設定用信号に応じて前記コンデンサの放電を停止し、前記充放電制御回路部は、該上限電圧設定用信号及び／又は該下限電圧設定用信号として第２の三角波信号を生成して出力し、該第２の三角波信号の周波数を変調させて前記電圧比較用三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させ、前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させるようにした。

また、この発明に係るスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチ回路と、
該スイッチ回路のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるコイルと、
前記出力端子から出力される出力電圧に比例した比例電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅して得られた信号と電圧比較用三角波信号との電圧比較を行って該比較結果を示すパルス信号を前記スイッチ回路に出力して前記スイッチ回路のスイッチング制御を行い、前記電圧比較用三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させる制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、
両端の電圧差が前記電圧比較用三角波信号をなすコンデンサと、
所定の第１電流を該コンデンサに供給して該コンデンサへの充電を行い、入力された上限電圧設定用信号に応じて該コンデンサへの電流供給を停止する充電回路部と、
所定の第２電流で前記コンデンサを放電させ、入力された下限電圧設定用信号に応じて前記コンデンサの放電を停止する放電回路部と、
前記充電回路部及び該放電回路部の動作制御を行う充放電制御回路部と、
を有し、
該充放電制御回路部は、前記上限電圧設定用信号及び／又は前記下限電圧設定用信号として三角波信号を生成して出力し、該三角波信号の周波数を変調させて前記電圧比較用三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させ、前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させるものである。

本発明のスイッチングレギュレータによれば、前記スイッチ回路のスイッチング制御を行うために使用する三角波信号の周波数を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させるようにするか、前記三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させるようにするかのいずれかを行うようにした。このことから、スイッチ回路によるスイッチングノイズを低減させることができ、携帯電話等のオーディオ系統に悪影響を与える高調波ノイズを低減させることができる。

また、本発明のスイッチングレギュレータによれば、前記スイッチ回路のスイッチング制御を行うために使用する三角波信号の周波数を変調させると共に前記三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させるようにした。このことから、スイッチ回路によるスイッチングノイズを更に低減させることができ、携帯電話等のオーディオ系統に悪影響を与える高調波ノイズを更に低減させることができる。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。
図１において、スイッチングレギュレータ１は、直流電源２０から入力端子ＩＮに入力された入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧に昇圧し、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子ＯＵＴから負荷２１に出力する昇圧型スイッチングレギュレータである。
スイッチングレギュレータ１は、コイル２と、入力された制御信号に応じて入力電圧Ｖｉｎを昇圧する昇圧動作を行うためのスイッチングを行い、オンして導通状態になると該コイル２に対して入力電圧Ｖｉｎで充電を行うスイッチ回路３と、整流ダイオード４とを備えている。

更に、スイッチングレギュレータ１は、平滑用のコンデンサ５と、出力電圧検出用の抵抗６，７と、位相補償用のコンデンサ８と、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する基準電圧発生回路９と、誤差増幅回路１０と、三角波信号ＴＷを生成して出力する三角波発生回路１１と、ＰＷＭコンパレータ１２と、スイッチング周期変調回路１３とを備えている。なお、抵抗６，７、コンデンサ８、基準電圧発生回路９、誤差増幅回路１０、三角波発生回路１１、ＰＷＭコンパレータ１２及びスイッチング周期変調回路１３は制御回路部をなす。また、スイッチングレギュレータ１において、コイル２及びコンデンサ５を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよく、場合によっては、スイッチング回路３及び／又は整流ダイオード４、コイル２、コンデンサ５を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。

入力端子ＩＮと接地電圧ＧＮＤとの間にはコイル２とスイッチ回路３が直列に接続され、コイル２とスイッチ回路３との接続部は整流ダイオード４のアノードに接続され、整流ダイオード４のカソードは出力端子ＯＵＴに接続されている。また、出力端子ＯＵＴと接地電圧ＧＮＤとの間には、コンデンサ５が接続されると共に抵抗６及び７が直列に接続され、抵抗６にはコンデンサ８が並列に接続されており、抵抗６と抵抗７との接続部から分圧電圧Ｖｆｂが出力される。また、誤差増幅回路１０は、入力された分圧電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧差を増幅して出力信号ＥＡｏを生成し出力する。

また、三角波発生回路１１は、スイッチング周期変調回路１３から入力される信号に応じて変調させた三角波信号ＴＷを生成して出力し、ＰＷＭコンパレータ１２は、誤差増幅回路１０の出力信号ＥＡｏと該三角波信号ＴＷからＰＷＭ制御を行うためのパルス信号Ｓｐｗを生成してスイッチ回路３に出力する。スイッチ回路３は、入力されたパルス信号Ｓｐｗに応じてオン／オフし、オンすると導通状態になってコイル２の一端を接地電圧ＧＮＤに接続し、オフすると遮断状態になりコイル２の一端と接地電圧ＧＮＤとの接続を遮断する。

このような構成において、スイッチングレギュレータ１の出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなると、誤差増幅回路１０の出力信号ＥＡｏの電圧が低下し、ＰＷＭコンパレータ１２からのパルス信号Ｓｐｗのデューティサイクルは小さくなる。この結果、スイッチ回路３がオンする時間が短くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するように制御される。また、スイッチングレギュレータ１の出力電圧Ｖｏｕｔが小さくなると、誤差増幅回路１０の出力信号ＥＡｏの電圧が上昇し、ＰＷＭコンパレータ１２からのパルス信号Ｓｐｗのデューティサイクルは大きくなる。この結果、スイッチ回路３がオンする時間が長くなり、スイッチングレギュレータ１の出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するように制御される。このような動作を繰り返して、出力電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧で一定になるように制御する。

ここで、図２は、三角波発生回路１１の回路例を示した図である。
図２において、三角波発生回路１１は、コンパレータ３１，３２、ＮＯＲ回路３３，３４、インバータ３５，３６、ＰＭＯＳトランジスタ３７，３８、ＮＭＯＳトランジスタ３９，４０及びコンデンサ４１で構成されている。
コンパレータ３１の反転入力端には、三角波信号ＴＷの上限電圧を設定するための所定の電圧ＶＡが入力されており、コンパレータ３２の反転入力端には、三角波信号ＴＷの下限電圧を設定するための所定の電圧ＶＢが入力されている。コンパレータ３１及び３２の各非反転入力端には三角波信号ＴＷがそれぞれ入力されている。

コンパレータ３１の出力端は、ＮＯＲ回路３３の一方の入力端に接続され、コンパレータ３２の出力端は、インバータ３６を介してＮＯＲ回路３４の一方の入力端に接続されている。ＮＯＲ回路３３及び３４はＲＳフリップフロップを形成しており、ＮＯＲ回路３３の他方の入力端はＮＯＲ回路３４の出力端に、ＮＯＲ回路３４の他方の入力端はＮＯＲ回路３３の出力端にそれぞれ接続されている。ＲＳフリップフロップの出力端をなすＮＯＲ回路３３の出力端は、インバータ３５を介してＰＭＯＳトランジスタ３８及びＮＭＯＳトランジスタ３９の各ゲートに接続されている。

入力電圧Ｖｉｎと接地電圧ＧＮＤとの間には、ＰＭＯＳトランジスタ３７、３８、ＮＭＯＳトランジスタ３９及び４０が直列に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ３７及びＮＭＯＳトランジスタ４０の各ゲートにはスイッチング周期変調回路１３からの信号Ｖｒがそれぞれ入力されており、ＰＭＯＳトランジスタ３８及びＮＭＯＳトランジスタ３９の接続部と接地電圧ＧＮＤとの間にコンデンサ４１が接続され、ＰＭＯＳトランジスタ３８、ＮＭＯＳトランジスタ３９及びコンデンサ４１との接続部から三角波信号ＴＷが出力される。

このような構成において、三角波発生回路１１は、電圧ＶＡと電圧ＶＢにより、三角波信号ＴＷの振幅を決定する。三角波信号ＴＷの電圧が電圧ＶＢ以下になると、コンパレータ３１及び３２の各出力端はそれぞれローレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタ３８及びＮＭＯＳトランジスタ３９の各ゲートにはローレベルの信号がそれぞれ入力される。このため、ＰＭＯＳトランジスタ３８がオンして導通状態になると共にＮＭＯＳトランジスタ３９がオフして遮断状態になり、コンデンサ４１は、ＰＭＯＳトランジスタ３７から供給される電流ｉ１で充電される。ＰＭＯＳトランジスタ３７はゲート電圧に応じた電流を流す電流源をなしている。

一方、三角波信号ＴＷの電圧が電圧ＶＡ以上になると、コンパレータ３１及び３２の各出力端はそれぞれハイレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタ３８及びＮＭＯＳトランジスタ３９の各ゲートにはハイレベルの信号がそれぞれ入力される。このため、ＰＭＯＳトランジスタ３８がオフして遮断状態になると共にＮＭＯＳトランジスタ３９がオンして導通状態になり、コンデンサ４１は、ＮＭＯＳトランジスタ４０に流れる電流ｉ２で放電される。ＮＭＯＳトランジスタ４０はゲート電圧に応じた電流を流す電流源をなしている。

コンデンサ４１の容量をＣとすると、三角波信号ＴＷの周波数Ｆは、下記（１）式のようになる。
Ｆ＝（ｉ１×ｉ２）／｛（ｉ１＋ｉ２）×Ｃ×（ＶＡ−ＶＢ）｝……（１）
また、スイッチング周期変調回路１３からＰＭＯＳトランジスタ３７及びＮＭＯＳトランジスタ４０の各ゲートに入力される信号Ｖｒの電圧が所定値で一定である場合、三角波信号ＴＷの波形は図３のようになり、このときのＰＷＭコンパレータ１２から出力されるパルス信号Ｓｐｗは、例えば図４のようになる。

これに対して、スイッチング周期変調回路１３は、図５で示すような三角波を変調させた信号Ｖｒを生成して三角波発生回路１１に出力する。このようにすることにより、三角波発生回路１１から出力される三角波信号ＴＷは図６のようになり、このときのＰＷＭコンパレータ１２から出力されるパルス信号Ｓｐｗは、例えば図７のようになる。このようにしたときのスイッチングレギュレータ１における出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性を示したスペクトラムは図８のようになり、従来の図１７と比較して、高調波ノイズ成分が緩和されノイズが低減されていることが分かる。なお、スイッチング周期変調回路１３は、図９で示すような三角波信号を信号Ｖｒとして出力するようにしてもよく、このようにした場合でも、スイッチングレギュレータ１における出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性において、従来の図１７よりも高調波ノイズ成分を緩和させることができノイズを低減させることができる。

このように、本第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータは、三角波発生回路１１で生成される三角波信号ＴＷの周波数を変調させて、スイッチ回路３のスイッチング周期を変調させるようにしたことから、スイッチ回路３によるスイッチングノイズを低減させることができ、携帯電話等のオーディオ系統に悪影響を与える高調波ノイズを低減させることができる。

第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態では、三角波発生回路１１におけるコンデンサ４１の充放電電流ｉ１，ｉ２を変調させることによりスイッチ回路３のスイッチング周期を変調させるようにしたが、三角波発生回路１１で生成される三角波信号ＴＷの上限電圧及び下限電圧をそれぞれ変調させてスイッチ回路３のスイッチング周期を変調させるようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。
なお、本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図は図１と同じであり、三角波発生回路１１の回路例を示した図は図２と同じであるのでそれぞれ省略し、図１及び図２を用いて前記第１の実施の形態との相違点のみ説明する。

本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの前記第１の実施の形態との相違点は、三角波発生回路１１のＰＭＯＳトランジスタ３７及びＮＭＯＳトランジスタ４０の各ゲートには、所定の定電圧が信号Ｖｒとして入力され、スイッチング周期変調回路１３からは図３の電圧ＶＡ及びＶＢを変調させた図１０で示すような電圧ＶＡ及びＶＢが三角波発生回路１１に出力されている。
このようにすることにより、三角波発生回路１１から出力される三角波信号ＴＷは図１０のようになり、このときのＰＷＭコンパレータ１２から出力されるパルス信号Ｓｐｗは、例えば図１１のようになる。このようにしたときのスイッチングレギュレータ１における出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性を示したスペクトラムは図１２のようになり、従来の図１７と比較して、高調波ノイズ成分が緩和されノイズが低減されていることが分かる。

なお、前記説明において、電圧ＶＡ及びＶＢを異なる周波数、振幅又は位相になるようにそれぞれ変調させるようにしてもよく、このようにした場合も前記のような効果を得ることができる。また、前記説明においては、電圧ＶＡ及びＶＢをそれぞれ変調させる場合を例にしたが、電圧ＶＡ又はＶＢのいずれか一方だけを図１０のように変調させるようにしてもよく、このようにした場合も従来の図１７と比較して、高調波ノイズ成分を緩和させることができノイズを低減させることができる。

このように、本第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータは、三角波発生回路１１で生成される三角波信号ＴＷの上限電圧及び／又は下限電圧を変調させて、スイッチ回路３のスイッチング周期を変調させるようにしたことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第３の実施の形態．
前記第１の実施の形態で示したように信号Ｖｒを変調させると共に前記第２の実施の形態で示したように電圧ＶＡ及び／又はＶＢを変調させるようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第３の実施の形態とする。
なお、本発明の第３の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図は図１と同じであり、三角波発生回路１１の回路例を示した図は図２と同じであるのでそれぞれ省略する。

スイッチング周期変調回路１３は、前記第１の実施の形態で説明したような変調させた信号Ｖｒを、三角波発生回路１１のＰＭＯＳトランジスタ３７及びＮＭＯＳトランジスタ４０の各ゲートにそれぞれ出力すると共に、前記第２の実施の形態で説明したような電圧ＶＡ及びＶＢをコンパレータ３１及び３２の各反転入力端に対応して出力する。このようにすることにより、スイッチングレギュレータ１における出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性を示したスペクトラムは図１３のようになり、従来の図１７と比較して、高調波ノイズ成分が緩和されノイズが低減されていることが分かる。

このように、本第３の実施の形態におけるスイッチングレギュレータは、三角波発生回路１１で生成される三角波信号ＴＷの周波数を変調させると共に上限電圧及び／又は下限電圧を変調させて、スイッチ回路３のスイッチング周期を変調させるようにしたことから、前記第１及び第２の各実施の形態と同様の効果を得ることができる。

なお、前記第１から第３の各実施の形態では、昇圧型のスイッチングレギュレータを例にして説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、降圧型のスイッチングレギュレータにも適用することができる。この場合、スイッチ回路３は入力端子ＩＮとコイル２の一端との間に接続されると共にコイル２の他端に整流ダイオード４のカソードが接続され、該接続部が出力端子ＯＵＴに接続され、整流ダイオード４のアノードは接地電圧ＧＮＤに接続される。この場合の動作は、前記第１から第３の実施の形態で説明した動作と同様である。また、本発明は、同期整流型のスイッチングレギュレータにも適用することでき、この場合、整流ダイオード４を、スイッチ回路３と相補的にスイッチングを行う同期整流用トランジスタに置き換えるようにすればよい。

本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。 図１の三角波発生回路１１の回路例を示した図である。 従来の三角波信号ＴＷの波形例を示した図である。 図３の三角波信号ＴＷを使用した場合のパルス信号Ｓｐｗの波形例を示した図である。 信号Ｖｒの波形例を示した図である。 図５の信号Ｖｒを使用した場合の三角波信号ＴＷの波形例を示した図である。 図６の三角波信号ＴＷを使用した場合のパルス信号Ｓｐｗの波形例を示した図である。 出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性例を示した図である。 信号Ｖｒの他の波形例を示した図である。 本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータにおける三角波信号ＴＷの例を示した図である。 図１０の三角波信号ＴＷを使用した場合のパルス信号Ｓｐｗの波形例を示した図である。 出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性例を示した図である。 本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔの雑音特性例を示した図である。 従来のスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。 図１４のスイッチングレギュレータにおける出力電圧の雑音特性例を示した図である。 従来のスイッチングレギュレータの他の回路例を示した図である。 図１６のスイッチングレギュレータにおける出力電圧の雑音特性例を示した図である。

符号の説明

１ スイッチングレギュレータ
２ コイル
３ スイッチ回路
４ 整流ダイオード
５，８，４１ コンデンサ
６，７ 抵抗
９ 基準電圧発生回路
１０ 誤差増幅回路
１１ 三角波発生回路
１２ ＰＷＭコンパレータ
１３スイッチング周期変調回路
２０ 直流電源
２１ 負荷
３１，３２ コンパレータ
３３，３４ ＮＯＲ回路
３５，３６ インバータ
３７，３８ ＰＭＯＳトランジスタ
３９，４０ ＮＭＯＳトランジスタ

Claims (3)

1. 入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
   入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチ回路と、
   該スイッチ回路のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるコイルと、
   前記出力端子から出力される出力電圧に比例した比例電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅して得られた信号と電圧比較用三角波信号との電圧比較を行って該比較結果を示すパルス信号を前記スイッチ回路に出力して前記スイッチ回路のスイッチング制御を行い、前記電圧比較用三角波信号の周波数を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させる制御回路部と、
   を備え、
   前記制御回路部は、
   両端の電圧差が前記電圧比較用三角波信号をなすコンデンサと、
   入力された第１の三角波信号に応じた電流を生成して該コンデンサに供給し、該コンデンサへの充電を行う充電回路部と、
   入力された前記第１の三角波信号に応じた電流で該コンデンサを放電させる放電回路部と、
   前記第１の三角波信号を生成して出力する、前記充電回路部及び該放電回路部の動作制御を行う充放電制御回路部と、
   を有し、
   前記充放電制御回路部は、前記第１の三角波信号の周波数を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 前記充電回路部は、入力された上限電圧設定用信号に応じて前記コンデンサへの電流供給を停止し、前記放電回路部は、入力された下限電圧設定用信号に応じて前記コンデンサの放電を停止し、前記充放電制御回路部は、該上限電圧設定用信号及び／又は該下限電圧設定用信号として第２の三角波信号を生成して出力し、該第２の三角波信号の周波数を変調させて前記電圧比較用三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させ、前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させることを特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
3. 入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
   入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチ回路と、
   該スイッチ回路のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるコイルと、
   前記出力端子から出力される出力電圧に比例した比例電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅して得られた信号と電圧比較用三角波信号との電圧比較を行って該比較結果を示すパルス信号を前記スイッチ回路に出力して前記スイッチ回路のスイッチング制御を行い、前記電圧比較用三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させて前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させる制御回路部と、
   を備え、
   前記制御回路部は、
   両端の電圧差が前記電圧比較用三角波信号をなすコンデンサと、
   所定の第１電流を該コンデンサに供給して該コンデンサへの充電を行い、入力された上限電圧設定用信号に応じて該コンデンサへの電流供給を停止する充電回路部と、
   所定の第２電流で前記コンデンサを放電させ、入力された下限電圧設定用信号に応じて前記コンデンサの放電を停止する放電回路部と、
   前記充電回路部及び該放電回路部の動作制御を行う充放電制御回路部と、
   を有し、
   該充放電制御回路部は、前記上限電圧設定用信号及び／又は前記下限電圧設定用信号として三角波信号を生成して出力し、該三角波信号の周波数を変調させて前記電圧比較用三角波信号の上限電圧及び／又は下限電圧を変調させ、前記スイッチ回路のスイッチング周期を変調させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。