JP7291167B2 - Ｒｆ帯域電源装置、及びパルス幅変調制御方法 - Google Patents

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Description

本発明は、ＲＦ（Radio Frequency）帯域において正弦波を出力するＲＦ帯域電源装置及びパルス幅変調制御方法に関する。ＲＦ（Radio Frequency）帯域の周波数帯域は、ＬＦ帯域（３０ｋＨｚ－３００ｋＨｚ）、ＭＦ帯域（３００ｋＨｚ－３ＭＨｚ）、ＨＦ帯域（３ＭＨｚ－３０ＭＨｚ）、ＶＨＦ帯域（３０ＭＨｚ－３００ＭＨｚ）、ＵＨＦ帯域（３００ＭＨｚ－３０ＧＨｚ）を含む。なお、詳細な説明の項においてはＲＦ帯域の一例としてＨＦ帯域を用いて説明する。
ＲＦ帯域における増幅回路としてアナログ増幅回路とデジタル増幅回路が知られている。アナログ増幅回路はバイアス量によりＡ級、Ｂ級、Ｃ級に分類される。デジタル増幅回路として、ＲＦ帯域における単相方形波インバータによるＤ級増幅回路が知られている。従来、正弦波を出力するＲＦ帯域電源装置ではＡ級－Ｃ級の増幅回路が用いられるが、低効率で損失が大きいため大容量化の点で難点があることが知られている。
ＲＦ帯域における単相ＰＷＭインバータによるＤ級増幅回路は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子の単相フルブリッジ回路により構成されＤ級フルブリッジ増幅器を備える。単相ＰＷＭインバータは、半導体スイッチング素子をオン／オフ切り換え動作させてブリッジ回路をＰＷＭ制御することにより、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置として用いられる。
単相ＰＷＭインバータによる電力変換装置は、相反した二つの変調波をキャリア波と比較することによりＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号により単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子のオン／オフ切り換え動作を制御してユニポーラ波形の正弦波出力の交流波形を得る。ここで、相反する二つの波形は極性が互いに逆であり、互いに１８０°ずれた位相関係にあることを意味し、ユニポーラ波形は、波形の極性が正又は負の一方のみであることを意味している。
特許文献１には、直流電圧をＰＷＭ制御によって可変電圧可変周波数の交流に変換し、正弦波を出力するＰＷＭインバータが記載されている。特許文献２には直流電力を商用交流電力に変換するインバータ装置について、ＰＷＭキャリア信号の周波数を電流指令信号の周波数の整数倍に設定することにより、フルブリッジ回路の第１アームと第２アームのスイッチング動作を同期させることができることが記載され、その一例として、ＰＷＭキャリア信号の周波数を２０ｋＨｚ、電流指令信号の周波数を５０Ｈｚに設定する例が示されている。
ＰＷＭインバータにおいて、キャリア波周波数と変調波周波数との間の関係を表すＮは、スイッチング素子を駆動制御するスイッチングパルスが変調波の一周期内に存在するパルス数に相当する。変調波の一周期内のパルス数が変動しないためには、Ｎが整数であることが求められる。
特開平０４－４７５６号公報 特開２００１－３２０８８４号公報
ＲＦ帯域で単相ＰＷＭインバータを動作させ、高効率の正弦波の交流を出力する。そのために、単相ＰＷＭインバータによる直流電圧から交流電圧への電力変換は、単相ＰＷＭインバータが備える各スイッチング素子のオン／オフ動作をＰＷＭパルスで切り替えることにより行われる。このＰＷＭパルス信号は、変調波とキャリア波との比較により生成される。この単相ＰＷＭインバータは、相反する二つの正弦波を変調波として用いることにより、ユニポーラ波形のインバータ出力電圧を形成する。インバータ出力の出力電圧は変調波と同一の周波数の正弦波となる。
単相ＰＷＭインバータは、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを直列接続してなるレグを二つ用い、二つのレグを並列接続して単相フルブリッジを構成し、両レグの一方を相反する二つの相の片方の相のＰＷＭパルス信号で制御し、他方を他方の相のＰＷＭパルス信号で制御する。上下アームの両レグの中点間に負荷を接続し、相反する方向の電流を流して交流負荷とし、直流電圧を交流電圧に電力変換している。
本発明の正弦波出力の周波数帯域はＲＦ周波数である。このＲＦ周波数の周波数帯域の同期ずれは商用周波数の周波数帯域における同期ずれとは異なる様相を示す。
商用周波数の周波数帯域においては、一般にキャリア波周波数ｆｃは可聴周波数より高い２０ｋＨｚ以上に選定して使用されるためパルス数Ｎは大きな値となり、キャリア波周波数の同期ずれは無視できるほど小さくなる。そのため、商用周波数の周波数帯域では、変調波周波数ｆｓに対して、パルス数Ｎの設定の基づいて生じるキャリア波周波数ｆｃの周波数ずれを考慮する必要性は小さい。
一方、ＲＦ周波数の周波数帯域において、商用周波数の周波数帯域と同様に大きなパルス数Ｎを用いた場合にはキャリア波周波数ｆｃの周波数ずれは小さくなるが、周波数帯域が高周波帯域であるため、キャリア周波数は非常に高い周波数となる上、大きなパルス数Ｎを適用するとスイッチング損失が過大となるためＲＦ帯域電源装置として不適当となる。そのため、ＲＦ帯域においては小さなパルス数Ｎを用いる。
単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子の制御は、相反する二つの変調波とキャリア波とを比較して生成されるＰＷＭパルスを用いて行う。この制御において、変調波の一周期内のＰＷＭパルスＮを小さな値に制限して行う場合には、変調波及びキャリア波の位相、周波数、波形形状等の信号特性はＰＷＭパルスの特性の影響を受ける。特に、ＲＦ帯域にける単相ＰＷＭインバータの動作では影響が大きく現れるため、ＰＷＭパルスの特性に対する影響を抑制する必要がある。
パルス数Ｎが小さな値に制限されている場合には、変調波の各周期において、変調波とキャリア波に位相ずれが生じると、単相ＰＷＭインバータの各レグにおいて、スイッチング素子を制御するＰＷＭパルス信号にレグ間で相違が生じる。この各レグにおけるＰＷＭパルス信号の相違は、各レグに生じる電力損失のバランスに偏りを生じさせる。各レグの電力損失のバランスの偏りは、単相ＰＷＭインバータが出力する交流出力の電力変動の要因となる。
単相ＰＷＭインバータの正弦波出力の電力変動が少なく安定したものとするには、各レグにおける電力変動を抑制する必要がある。そのためには、単相ＰＷＭインバータの各レグにおいて、変調波の正又は負の半周期毎の電圧波形に対称性を持たせ、変調波の各周期での出力電力に変動が生じないようなＰＷＭパルスが求められる。
（偶関数によるゲート信号の非対称性）
キャリア波Ｃを変調波Ｓに対して奇関数あるいは偶関数とすることにより出力波形の対称性が得られる。
しかしながら、位相が相反する二つの変調波とキャリア波とを比較してＰＷＭパルス出力を生成し、このＰＷＭパルス信号を用いて単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子を制御する場合には、変調波の一周期よりも狭い範囲の半周期内においてゲート信号の信号波形の対称性が求められる。
キャリア波Ｃが変調波Ｓに対して偶関数である場合には、変調波の正の半周期内又は負の半周期内において、並列接続される二つのレグの各レグが備えるスイッチング素子を駆動するゲート信号は非対称な波形となる。半周期内におけるゲート信号が非対称性は、スイッチング損失の偏りを生じさせる。変調波の一周期のデューティー比Ｄを０．５からのずれが生じる。このデューティー比Ｄの０．５からのずれは、各スイッチング素子において、オン損失の偏りを生じさせる要因となる。
したがって、偶関数のキャリア波は、変調波Ｓの一周期内における波形の対称性が得られるが、変調波Ｓの半周期内におけるゲート信号は非対称な波形となってデューティー比Ｄは０．５からずれるため、その結果、各スイッチング素子のオン損失に偏りが生じることになる。
図８は、偶関数によるゲート信号の非対称性を説明するための図である。図８（ａ）は変調波、キャリア波を示し、図８（ｂ）は一方のレグのスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を示し、図８（ｃ）は他方のレグのスイッチング素子Ｑ３のゲート信号を示し、図８（ｄ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート信号の反転信号を示している。
なお、図８（ａ）において、変調波Ｓ１を実線の正弦波で示し、位相が相反する位相がπずれた変調波Ｓ２を破線の正弦波で示し、キャリア波Ｃを実線の三角波で示している。また、図８（ｄ）のスイッチング素子Ｑ３のゲート信号の反転信号は、Ｑ３の文字の上部にバーの符号を付して示している。また、図中の地色が白の矢印は対称性を示し、黒の矢印は非対称性を示している。ここでは、キャリア波Ｃのパルス数Ｎが“２”の例を示し、キャリア波Ｃが変調波Ｓに対して偶関数の関係にある状態を示している。
Ｑ１のゲート信号（図８（ｂ））の波形とＱ３のゲート信号（図８（ｃ））の波形とを比較すると、一周期２πにおいて半周期πを境界として対称性を示している。これに対して、Ｑ１のゲート信号（図８（ｂ））の波形とＱ３の反転ゲート信号（図８（ｄ））の波形とを比較すると、半周期πにおいて４半周期π／２及び３π／２を境界として非対称性を示している。Ｑ３の反転ゲート信号はＱ４のゲート信号に相応する。この非対称性により、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４のデューティー比Ｄは０．５よりも大きくなり０．５からずれる。一方、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３のデューティー比Ｄは０．５よりも小さくなる。
デューティー比Ｄが０．５からずれると、各スイッチング素子のオン損失に偏りが生じる。さらに、デューティー比Ｄの０．５からのずれは、ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎを直流電源の入力電圧Ｖｄの中間電圧であるＶｄ／２からずれる電圧ずれの要因となる。この中点の平均電圧Ｖｍｅａｎの中間電圧Ｖｄ／２からの電圧ずれは、二つのレグの中点間に接続する交流負荷に直流電圧分を生じさせることになる。ＲＦ帯域の高周波伝送では、パルストランスを用いた伝送トランス方式が不可欠であるが、ゲート信号駆動用のパルス信号を各ゲートに伝送する際、直流電圧分が含まれたパルス信号はパルストランスを介して各ゲートに伝送することは困難であるため、単相ＰＷＭインバータを駆動制御することができない。
したがって、偶関数のキャリア波では、デューティー比Ｄが０．５からのずれるため、スイッチング素子のオン損失の偏り、及びパルストランスを用いた伝送トランス方式への不適応という課題がある。
本発明は、前記した従来の問題点の課題を解決して、ＲＦ帯域における単相ＰＷＭインバータにおいて各レグのスイッチング損失の偏りを抑制することを目的とする。特に、半周期において、スイッチング損失の偏りを抑制する。
本発明は、変調波Ｓの半周期内において、四半周期（１／４周期）を境としてゲート信号波形を対称とし、変調波Ｓの一周期内のデューティー比Ｄを０．５とすることを目的とする。
本発明は、変調波Ｓの一周期内のデューティー比Ｄを０．５とすることにより、スイッチング素子のオン損失の偏りを解消して均等化すること、及びパルストランスを用いた伝送トランス方式への適応を目的とする。
本発明は、パルス幅変調制御方法、及びパルス幅変調制御によるＲＦ帯域電源装置に関する。本発明による制御は、単相ＰＷＭインバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御であり、変調波とキャリア波との比較に基づいてゲート信号を生成し、生成したゲート信号をＰＷＭパルス信号として単相ＰＷＭインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。
本発明は、ＲＦ帯域の正弦波を出力する。そのために、本発明による制御において、変調波の変調波周波数ｆｓはＲＦ帯域の高周波数であり、キャリア波のキャリア波周波数ｆｃは変調波周波数ｆｓよりも高い周波数である。ＲＦ帯域は、ＬＦ帯域（３０ｋＨｚ－３００ｋＨｚ）、ＭＦ帯域（３００ｋＨｚ－３ＭＨｚ）、ＨＦ帯域（３ＭＨｚ－３０ＭＨｚ）、ＶＨＦ帯域（３０ＭＨｚ－３００ＭＨｚ）を含む周波数帯域であり、本発明のパルス幅変調制御、及びＲＦ帯域電源装置はこのＲＦ帯域の正弦波を出力する。
本発明は、以下の各制御を備える。
（ａ）キャリア波のキャリア波周波数ｆｃを変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍とする周波数同期制御
（ｂ）変調波を奇関数の正弦波とし、キャリア波を奇関数の三角波とする奇関数制御
（ｃ）変調波の各周期において、キャリア波を変調波と位相同期する位相同期制御
（ａ）周波数同期制御
周波数同期制御は、キャリア波周波数ｆｃを変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍となるように制御し、キャリア波周波数ｆｃはｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて定める。周波数同期制御は、変調波周波数ｆｓに対してキャリア波周波数ｆｃをｆｃ＝Ｎ・ｆｓとし、変調波の周波数とキャリア波の周波数の間に偶数倍（Ｎ倍）の関係を持たせることにより、変調波の一周期において、前半の半周期のキャリア波の信号波形と後半の半周期のキャリア波の信号波形に交互性、及びこれに伴うスイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の対称性を担保し、変調波の一周期内における単相ＰＷＭインバータの各レグのスイッチング損失の偏りを抑制する。
周波数同期制御において、Ｎの値を切り替えることにより、変調波周波数ｆｓの周波数範囲に対するキャリア波周波数ｆｃの周波数範囲を変更することができる。例えば、上限周波数及び下限周波数が設定されたキャリア波周波数の周波数範囲に対して、変調波周波数ｆｓが変更された場合であっても、Ｎの値を切り替えることによりキャリア波周波数ｆｃは所定の周波数範囲内に収まるように定められる。
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御において、Ｎは変調波の一周期内に生成されるパルス数に相当する値である。高い変調波周波数ｆｓに対し、Ｎの値を小さな値に切り替えてキャリア波周波数ｆｃを設定することによりパルス数は抑制され、スイッチング損失が抑制される。
商用周波数の周波数帯域では、パルス数が大きいためキャリア波周波数の同期ずれは無視できる程度に小さい。これに対して、ＲＦ帯域の周波数帯域では、パルス数が小さいためキャリア波周波数の同期ずれは無視することができないほど大きくなる。そのため、ＲＦ帯域での単相ＰＷＭインバータでは、パルス数Ｎは小さい整数であることが求められる。
パルス数Ｎの小さな値の例として、例えば２から１４程度の整数がある。なお、ここで最も大きな整数として示した１４は一例であって、１４よりも大きな整数を除くものではない。
パルス数Ｎを整数とすることにより、キャリア波周波数ｆｃと変調波周波数ｆｓとの間には整数倍の関係となる。この整数倍の関係は、キャリア波の周期と変調波の周期とを同期させる。周期の同期により、変調波の各周期におけるキャリア波の周期性が担保され、周期ずれに伴うスイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）のずれが抑制される。
変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃの間の整数倍の関係において、偶数倍は変調波の一周期において前半の半周期の波形形状と後半の半周期の波形形状とを点対称の関係とする。周波数間の偶数倍の関係による波形形状の点対称な関係は、スイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）に対称性を担保させ、変調波の一周期内における単相ＰＷＭインバータの各レグのスイッチング損失の偏りを抑制する。
したがって、変調波周波数ｆｓに対してキャリア波周波数ｆｃをｆｃ＝Ｎ・ｆｓとし、キャリア波周波数ｆｃを変調波周波数ｆｓの偶数倍（Ｎ倍）の関係を持たせることにより、前半の半周期のキャリア波の信号波形と後半の半周期のキャリア波の信号波形に交互性、及びこれに伴うスイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の対称性を担保し、変調波の一周期内における単相ＰＷＭインバータの各レグのスイッチング損失の偏りを抑制する。
（ｂ）奇関数制御
変調波及びキャリア波の波形自体の一周期内の対称性は奇関数と偶関数の何れによっても得られるが、スイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の対称性を担保し、変調波の一周期内におけるスイッチング素子のスイッチング損失と定常時のオン損失の偏りを抑制するには、奇関数制御が必要になる。
（変調波とキャリア波の信号波形）
変調波とキャリア波は、両波形が奇関数、あるいは偶関数とする２種類の組み合わせがある。何れも出力波形は対称性を維持できるが、両波形を奇関数とする奇関数制御は、各スイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）のデューティー比Ｄが５０％となる対称性を有し、これにより変調波の一周期内における各スイッチング素子のスイッチング損失と定常時のオン損失の偏りを抑制することができる。
奇関数の変調波に対して奇関数のキャリア波は、時間軸において、変調波の半周期のπの位相時点を基準時点として正負が反転する点対称の関係となる。奇関数制御は、奇関数である正弦波の変調波に対して、各スイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）にデューティー比Ｄが５０％となる対称性を与え、変調波の一周期内における各スイッチング素子のスイッチング損失と定常時のオン損失の偏りを抑制する。
これに対して、偶関数制御の場合は、各スイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は非対称性となるため、スイッチング素子のスイッチング損失、及び定常時のオン損失に偏りが生じる。
偶関数の変調波に対して偶関数となるキャリア波の信号波形は、時間軸において、変調波の半周期のπの位相時点を基準時点として前後の位相時点において対称性を有する。偶関数である余弦波形の変調波に対して、偶関数のキャリア波は例えば三角波波形の信号波形を用いることができる。しかし、各スイッチング素子のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は非対称性を有しているため、スイッチング素子のスイッチング損失と定常時のオン損失に偏りが生じる。
（ｃ）位相同期制御
ＰＷＭ制御において、キャリア波と変調波との位相が非同期である場合には、変調波の各周期に含まれるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）に相違が生じるため、周期毎に出力電圧が変動する。また、交流出力に含まれる高調波についても一周期ごとに大きく変動する。この高調波の周期変動はスイッチング素子の損失バランスに偏りを生じさせる。
変調波とキャリア波の位相同期制御は、変調波の各周期において変調波とキャリア波とを位相同期させて位相ずれを抑制する。変調波とキャリア波とを奇関数制御することにより、変調波の一周期の周期端にキャリア波の周期端は一致し、変調波の一周期内でのキャリア波は各周期において同一の位相関係が担保される。
本発明のＲＦ帯域電源装置の装置態様、及びパルス幅変調制御方法の方法態様は、上記した周波数同期制御、奇関数制御、及び位相同期制御の各制御を備える。
［ＲＦ帯域電源装置］
本発明のＲＦ帯域電源装置は、直流電源と単相ＰＷＭインバータとインバータ制御部とを備える。
単相ＰＷＭインバータは、直流電源の正端と負端との間にスイッチング素子を上下アームに有した２つのレグを並列接続してなる単相フルブリッジ回路を備え、各スイッチング素子のオン／オフ動作により直流電源から供給される直流入力を交流出力に変換する。
インバータ制御部は、変調波とキャリア波との比較に基づいてゲート信号を生成し、生成したゲート信号をＰＷＭパルス信号としてスイッチング素子のオン／オフ動作させ、単相ＰＷＭインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。
インバータ制御部は、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成するＰＷＭ制御部と変調波／キャリア波生成部とを備える。
（Ａ）変調波／キャリア波生成部
変調波／キャリア波生成部は、変調波の変調波周波数ｆｓをＲＦ帯域の周波数とし、周波数同期部、奇関数制御部、及び位相同期部の各制御部を備える。
（ａ）周波数同期部
周波数同期部はキャリア波のキャリア波周波数ｆｃを変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍とし、キャリア波と変調波との周期を同期させる。キャリア波と変調波との周波数同期により、変調波の一周期内のキャリア波は偶数Ｎ個となると共に、隣接する変調波の各周期においても同様に、変調波の一周期内のキャリア波は偶数Ｎ個となる。キャリア波は、変調波の一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点として正負が反転する点対称の関係となる。
（ｂ）奇関数制御部
奇関数制御部は、変調波の正弦波及びキャリア波の三角波の両波形を奇関数とする。変調波の一周期において、キャリア波Ｃが変調波Ｓに対して奇関数あるいは偶関数とすることにより波形の対称性が得られる。しかしながら、相反する二つの変調波とキャリア波との比較で生成されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を用いて単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子を制御する場合には、変調波の一周期よりも狭い範囲の半周期内においてゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の信号波形の対称性が求められる。この対称性により単相フルブリッジ回路の各レグにおけるスイッチング損失が均等化され偏りが抑制される。
キャリア波Ｃが変調波Ｓに対して偶関数である場合には、変調波の一周期内において、正の半周期内又は負の半周期内において、並列接続される二つのレグの各レグが備えるスイッチング素子を駆動するゲート信号が非対称な波形となる。半周期内におけるゲート信号が非対称な場合には、変調波の一周期のデューティー比Ｄは０．５からずれる。デューティー比Ｄの０．５からのずれは、各スイッチング素子において、オン損失の偏りを生じさせる。
奇関数制御部は、変調波とキャリア波との両波形を奇関数とすることにより、変調波の一周期内において、正の半周期内又は負の半周期内において、並列接続される二つのレグの各レグが備えるスイッチング素子を駆動するゲート信号を対称な波形とする。半周期内において対称なゲート信号は、変調波の一周期のデューティー比Ｄを０．５とする。デューティー比Ｄを０．５とすることにより、各スイッチング素子において、スイッチング損失、及び定常時のオン損失の偏りは抑制される。
（１）奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの交互性
奇関数制御部は、位相が相反した二つの変調波において、奇関数制御により交互性を付与し、変調波の各一周期２π内において、変調波の前半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンと、後半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンを、各レグについて変調波の半周期π毎に交互に入れ替わった位置関係とする。
交互性は、第１レグ及び第２レグにおいて、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンが半周期π毎に交互に入れ替わる特性であり、前半及び後半の各半周期において、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンが第１レグと第２レグで入れ替わる関係である。このゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの交互性は、変調波の一周期内で発生する各スイッチング素子の電力損失を、各レグについて均等化する効果を奏する。
（２）奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの対称性
奇関数制御部は、変調波の各半周期π内において、変調波の前半の四半周期のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンと、後半の四半周期のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンを、各レグについて変調波の四半周期π／２毎に交互に切り換え、四半周期π／２の位相時点を基準時点として対称となるパルス信号を生成する。このゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの対称性は、変調波の一周期２π内のデューティー比Ｄを０．５とし、各スイッチング素子の定常時のオン損失を各レグについて均等化する。さらに、このオン損失の均等化は、単相ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎを直流電源の入力電圧Ｖｄの中間電圧とする。
レグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎを直流電源の入力電圧Ｖｄの中間電圧とすることにより、パルストランスの中点電圧における直流バイアス分が解消され、ＲＦ帯域の高周波伝送において、パルストランスを用いた伝送トランス方式の適用が可能となり、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）はパルストランスを介して各ゲートに伝送され、単相ＰＷＭインバータを駆動制御することができる。
（ｃ）位相同期部
位相同期部は、変調波の各周期においてキャリア波と変調波の位相を同期する。両波形の位相同期は、変調波の一周期の前端側の零位相の位相時点と、変調波の一周期内にＮ個存在するキャリア波の最初のキャリア波の零位相の位相時点とが一致し、また、変調波の一周期の後端側の２π位相の位相時点と、変調波の一周期内にＮ個存在するキャリア波の最終のキャリア波の２π位相の位相時点とが一致する。
（Ｂ）ＰＷＭ制御部
インバータ制御部は、ＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭ制御部を備える。
ＰＷＭ制御部は、奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンが半周期πで入れ替わる交互性を、位相が相反した二つの変調波を用いた以下の制御により付与する。
（ａ）位相が相反する一方の変調波とキャリア波との比較により、変調波の前半の半周期の時系列パターンを第１時系列パターン、変調波の後半の半周期の時系列パターンを第２時系列パターンとする時系列パターンのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成し、変調波の一周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動する。
（ｂ）位相が相反する他方の変調波とキャリア波との比較により、変調波の前半の半周期の時系列パターンを第２時系列パターン、変調波の後半の半周期の時系列パターンを第１時系列パターンとする時系列パターンのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成し、変調波の一周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動する。
（ｃ）変調波の一周期内において、変調波の前半の半周期及び後半の半周期の間、及び二つのレグ間において、第１時系列パターンのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）と第２時系列パターンのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）が入れ替わったゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を用いて、各レグの各スイッチング素子を、半周期毎に第１時系列パターンのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）及び第２時系列パターンのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）により駆動制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）により直流入力を交流出力に変換する。
ＰＷＭ制御部は、奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンに対する四半周期π／２の対称性を、位相が相反した二つの変調波を用いて以下の制御により付与する。
（ａ）位相が相反する一方の変調波とキャリア波との比較により、変調波の一周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動する第１時系列パターンと第２時系列パターンのゲート信号を生成する。
（ｂ）一方の変調波に対して位相がπずれた他方の変調波とキャリア波との比較により、変調波の一周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動する第２時系列パターンと第１時系列パターンのゲート信号を生成する。
（ｃ）変調波の各半周期において、第１時系列パターンのゲート信号と、第２時系列パターンのゲート信号の反転信号とを、各四半周期の位相時点を基準時点として対称とする。
（ｄ）変調波の一周期内において、各レグの各スイッチング素子を、半周期毎に第１時系列パターンのゲート信号及び第２時系列パターンのゲート信号により駆動制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）により直流入力を交流出力に変換する。
（インバータ制御部のＰＷＭ制御）
インバータ制御部は、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンを用いたＰＷＭ制御において以下の制御を行う。
インバータ制御部は、
（ａ）定常状態において、変調波の前半の半周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動するパルス信号の時系列パターンと、変調波の後半の半周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動するパルス信号の時系列パターンを同一とする。
（ｂ）定常状態において変調波の後半の半周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動するパルス信号の時系列パターンと、変調波の前半の半周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動するパルス信号の時系列パターンを同一とする。
（ｃ）変調波の一周期内において、各レグの各スイッチング素子を、半周期毎に一方の時系列パターンのパルス信号及び他方の時系列パターンのパルス信号により駆動制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）により直流入力を交流出力に変換する。
（ＰＷＭ制御部の構成例１）
ＰＷＭ制御部は二つの比較回路を備え、
（ａ）二つの比較回路の一方の比較回路は、位相が相反する一方の変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較し、二つのレグの一方のレグのスイッチング素子を駆動するゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成する。
（ｂ）二つの比較回路の他方の比較回路は、位相が相反する他方の変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較し、二つのレグの他方のレグのスイッチング素子を駆動するゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成する。
［パルス幅変調制御方法］
パルス幅変調制御方法は、ＲＦ帯域の変調波とキャリア波との比較に基づいてゲート信号を生成し、生成したゲート信号をＰＷＭパルス信号として単相ＰＷＭインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、ＲＦ帯域の正弦波を出力する単相ＰＷＭインバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御の制御方法である。
パルス幅変調制御方法は、変調波の変調波周波数ｆｓをＲＦ帯域の周波数とし、以下の各工程を備える。
（ａ）キャリア波のキャリア波周波数ｆｃを前記変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍とする周波数同期工程
（ｂ）変調波を奇関数の正弦波とし、前記キャリア波を奇関数の三角波とする奇関数制御工程
（ｃ）変調波の各周期において前記キャリア波を変調波と位相同期する位相同期工程
（１）奇関数制御工程によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の交互性を有する時系列パターンの生成：
奇関数制御工程は、変調波の一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点として正負が反転する点対称の関係とし、これにより、変調波の各一周期２π内において、変調波の前半の半周期πにおけるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンと、後半の半周期におけるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンを、各レグについて変調波の半周期毎に交互の関係とし、半周期πの位相時点を基準時点とする交互性を付与する。
（２）奇関数制御工程によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の対称性を有する時系列パターンの生成：
奇関数制御工程は、キャリア波に対して、変調波の一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点として正負が反転する点対称の関係とする。ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）に対しては、第１時系列パターンのゲート信号と、第２時系列パターンのゲート信号の反転信号とを、四半周期の位相時点を基準時点として対称を付与する。
以上説明したように、本発明によれば、ＲＦ帯域における単相ＰＷＭインバータにおいて各レグのスイッチング損失の偏りを抑制することができる。特に、半周期における各レグのスイッチング損失の偏りを抑制する。
変調波Ｓの半周期内において、四半周期（１／４周期）を境としてゲート信号波形を対称とし、変調波Ｓの一周期内のデューティー比Ｄを０．５とすることができる。
変調波Ｓの一周期内のデューティー比Ｄを０．５とすることにより、スイッチング素子の各損失の偏りを解消して均等化することができ、レグの中点の平均電圧を直流電源の電圧の１／２に合わせることにより電圧の偏りを抑制することができ、ＲＦ帯域のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の高周波伝送において、パルストランスを用いた伝送トランス方式の適用を有効なものとすることができる。
本発明のＲＦ帯域電源装置の概略構成を説明するための概略構成図、及び信号波形を示す図である。 単相ＰＷＭインバータ及びローパスフィルタの一構成例を説明するための回路例を示す図である。 ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の対称性を説明するための図である。 奇関数とゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の対称性を説明するための図である。 偶関数とゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の非対称性を説明するための図である。 本発明の構成例を説明するための構成図である。 本発明の構成例を説明するための信号波形図である。 偶関数によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の非対称性を説明するための図である。
以下、図１，２を用いて本発明の概略を説明し、図３，４を用いて変調波及びキャリア波が共に奇関数であるときの波形例を示し、図５を用いてキャリア波が偶関数であるときの波形例を示す。図６，７は本発明の構成例を説明するための図である。
［本発明の概略構成］
図１は本発明のＲＦ帯域電源装置の概略構成を説明するための概略構成図、及び信号波形図であり、図１（ａ）は概略構成を示し、図１（ｂ），（ｃ）はそれぞれ変調波Ｓ及びキャリア波Ｃの信号波形を示し、図１（ｄ），（ｅ）はそれぞれ単相ＰＷＭインバータの第１レグのスイッチング素子Ｑ１に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）、及び第２レグのスイッチング素子Ｑ３に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の波形を示している。図１（ｆ）は第２レグのスイッチング素子Ｑ４に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の波形を示している。なお、スイッチング素子Ｑ４に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、第２レグのスイッチング素子Ｑ３に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の反転信号である。
図１（ａ）において、ＲＦ帯域電源装置１は、直流電圧を出力する直流電源２と、直流電源２が供給する直流電圧を交流電圧に変換してインバータ出力Ｖｉｎｖを出力する単相ＰＷＭインバータ３と、単相ＰＷＭインバータ３が出力するインバータ出力Ｖｉｎｖに含まれる高周波成分を除去し、正弦波出力Ｖｏｕｔを出力するローパスフィルタ４と、単相ＰＷＭインバータ３をＰＷＭ制御するインバータ制御部５とを備える。インバータ制御部５はＰＷＭ制御部６と変調波／キャリア波生成部７とを備える。
単相ＰＷＭインバータ３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した第１レグと、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続した第２レグとを並列接続したブリッジ回路から構成され、第１レグ及び第２レグのスイッチング素子Ｑ１－Ｑ４をオン／オフ動作させるパルス信号のパルス幅によるＰＷＭ制御により、直流電源２が供給する直流電圧Ｖｄを交流電圧に変換し、インバータ出力Ｖｉｎｖを出力する。
ローパスフィルタ４は、単相ＰＷＭインバータ３のインバータ出力Ｖｉｎｖに含まれる高調波成分を除去し、正弦波出力Ｖｏｕｔを出力する。
図２は単相ＰＷＭインバータ３及びローパスフィルタ４の一構成例を説明するための回路例を示している。
単相ＰＷＭインバータ３は、例えば、Ｄ級フルブリッジ増幅器２０により構成され、フルブリッジ回路Ｂｒ及び出力トランスＴｒを備え、直流電源の直流電圧Ｖｄをフルブリッジ回路Ｂｒのスイッチング動作により電力変換し、インバータ出力Ｖｉｎｖを出力し、出力トランスＴｒの出力からＶ２を出力する。フルブリッジ回路Ｂｒは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の４つのスイッチング素子を備える。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列回路を一方の第１レグとし、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の直列回路を他方の第２レグとしてブリッジ回路を構成する。第１レグ及び第２レグの上アーム側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の高電圧側は直流電源２の高電圧側に接続され、第１レグ及び第２レグの下アーム側のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の低電圧側は直流電源２の低電圧側に接続される。第１レグの点Ｘ及び第２レグの点Ｙは出力トランスＴｒの入力端に接続する。単相ＰＷＭインバータ３は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオン／オフ動作をゲート信号（ＰＷＭパルス信号）により切り換えることにより直流電圧を交流電圧に変換する。
各スイッチング素子Ｑ１―Ｑ４のそれぞれに還流ダイオードを並列接続し、スイッチング素子がオン状態からオフ状態の切り替わった際に逆流する電流を還流ダイオードを通して流すことによりスイッチング素子の破壊を防ぐ構成としてもよい。なお、第１レグ及び第２レグの名称は説明の便宜上から用いており、第１，第２の序数に技術的な意味はない。
ローパスフィルタ４は出力トランスＴｒの出力側に接続され、単相ＰＷＭインバータ３により直流電圧から交流電圧に電力変換されたインバータ出力Ｖｉｎｖを入力とする出力トランスＴｒの出力Ｖ２を入力する。ローパスフィルタ４は、例えば、インダクタＬとキャパシタＣａのＬＣ回路で構成され、出力トランスＴｒの出力Ｖ２に含まれる高周波成分を除去し、得られた正弦波出力Ｖｏｕｔを負荷Ｒに供給する。なお、ローパスフィルタ４のカットオフ周波数は、正弦波出力Ｖｏｕｔの周波数ｆｓに対応して設定される。
図１において、インバータ制御部５はＰＷＭ制御部６及び変調波／キャリア波生成部７を備え、単相ＰＷＭインバータ３をＰＷＭ制御するゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成する。
ＰＷＭ制御部６は、変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較することによりゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成する。ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は単相ＰＷＭインバータ３が備えるスイッチング素子Ｑ１－Ｑ４のオン／オフ動作を制御するパルス信号である。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２が直列接続された第１レグにおいて、スイッチング素子Ｑ１を制御するゲート信号（ＰＷＭパルス信号）とスイッチング素子Ｑ２を制御するゲート信号（ＰＷＭパルス信号）とは反転した信号関係にあり、直流電源２の正端子と負端子間の短絡を防ぐために、両スイッチング素子が同時にオン状態とならないためのデッドタイムが設けられる。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４が直列接続された第２レグにおいても同様の信号関係であり、デッドタイムが設けられる。
変調波／キャリア波生成部７は、変調波Ｓ及びパルス数Ｎに基づいてキャリア波Ｃを生成する回路構成部であり、変調波Ｓとキャリア波Ｃの周波数を同期する周波数同期制御、変調波Ｓとキャリア波Ｃを共に奇関数とする奇関数制御、及び変調波Ｓとキャリア波Ｃの位相を同期する位相同期制御の各制御を行う。
周波数同期制御は、変調波Ｓの変調波周波数ｆｓに偶数のパルス数Ｎを乗じたＮ・ｆｓをキャリア波Ｃのキャリア波周波数ｆｃとして生成する。キャリア波周波数ｆｃは変調波周波数ｆｓに対して整数倍の関係となるため、変調波Ｓの周期とキャリア波Ｃとの周期は同期する。
奇関数制御は、変調波とキャリア波との両波形を奇関数とすることにより、変調波の半周期πの位相時点を基準時点としてキャリア波の正負が反転する点対称の関係とする。ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンに対して、変調波の半周期πの位相時点を基準時点として入れ替わる関係の交互性を付与し、変調波の四半周期π／２の位相時点を基準時点として対称な関係の対称性を付与する。
ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの交互性及び対称性は、変調波の一周期内で発生する各スイッチング素子の電力損失を、各レグについて均等化する効果、変調波の一周期２π内のデューティー比Ｄを０．５として各スイッチング素子の定常時のオン損失を各レグについて均等化する効果を奏する。
位相同期制御は、変調波の各周期において変調波とキャリア波とを位相同期させて位相ずれを抑制する。変調波とキャリア波とは奇関数制御されていることから、変調波の一周期内でのキャリア波の位相関係は、各周期において同一の位相関係が担保される。
ＰＷＭ制御部６は、変調波Ｓとキャリア波Ｃとを入力し、両波形を比較することによりゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を生成する。生成したゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子Ｑ１－Ｑ４のオン／オフ動作を制御する。
図１（ｂ）に示す変調波Ｓは奇関数の正弦波であり、図１（ｃ）に示すキャリア波Ｃは奇関数の三角波であり、変調波Ｓとキャリア波Ｃとが同期した状態を示している。実線の変調波Ｓ１と破線の変調波Ｓ２とは位相がπだけずれた互いに位相が相反した関係にある。図１（ｃ）は変調波Ｓの一周期内に６波分のキャリア波Ｃが含まれ、パルス数Ｎが６である例を示している。
第１レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、実線の変調波Ｓ１とキャリア波Ｃとの比較により生成され、第２レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、互いに位相が相反した破線の変調波Ｓ２とキャリア波Ｃとの比較により生成される。
図１（ｄ）に示すゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、第１レグのスイッチング素子Ｑ１に印加されるパルス信号であり、変調波Ｓの一周期内において前半の半周期と後半の半周期は、それぞれゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の波形が異なる第１時系列パターンと第２時系列パターンを有する。
図１（ｅ）に示すゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、第２レグのスイッチング素子Ｑ３に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）であり、変調波Ｓの一周期内において前半の半周期と後半の半周期は、それぞれゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の波形が異なる第２時系列パターンと第１時系列パターンを有する。第１レグと第２レグは、変調波の同一の一周期内において、第１時系列パターンと第２時系列パターンを交互に入れ替えた関係となる。
図１（ｆ）に示すゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、第２レグのスイッチング素子Ｑ４に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）であり、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の反転信号である。
図３を用いて、キャリア波の点対称性、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の交互性及び対称性、及びデューティー比について説明する。図３は変調波Ｓの一周期分を示し、図３（ａ）は変調波Ｓとキャリア波Ｃを示し、図３（ｂ）－（ｄ）はゲート信号であり、図３（ｂ）は第１レグのスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を示し、図３（ｃ），（ｄ）は第２レグのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲート信号を示している。スイッチング素子Ｑ４のゲート信号はスイッチング素子Ｑ３の反転信号である。ここでは、信号波形を簡略化するためにパルス数Ｎを４とした例を示している。
（変調波Ｓ及びキャリア波Ｃ）
図３（ａ）において、正弦波の変調波Ｓの一周期内に四周期分の三角波キャリア波が存在する。ここでは、位相が相反する二つの変調波Ｓ１，Ｓ２をキャリア波Ｃと比較することによりゲート信号を生成する。相反する二つの変調波Ｓ１，Ｓ２の内、一方の変調波Ｓ１を実線で示し他方の変調波Ｓ２を破線で示している。変調波Ｓとキャリア波Ｃは奇関数であり、それぞれ半周期πを基準の位相点として正負が反転する点対称の対称性を備える。
（ゲート信号（ＰＷＭパルス信号））
図３（ｂ）に示すゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、実線で示す正弦波の変調波Ｓ１と三角波キャリア波Ｃとを比較することにより生成され、第１レグのスイッチング素子Ｑ１を駆動する。このゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、半周期πを境として、前半の半周期の第１時系列パターンと後半の半周期の第２時系列パターンを備える。
図３（ｃ）に示すゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、破線で示す正弦波の変調波Ｓ２と三角波キャリア波Ｃとを比較することにより生成され、第２レグのスイッチング素子Ｑ３を駆動する。このゲート信号（ＰＷＭパルス信号）は、半周期πを境として、前半の半周期の第２時系列パターンと後半の半周期の第１時系列パターンを備え、図３（ｂ）に示したゲート信号（ＰＷＭパルス信号）に対して半周期πを境として交互に入れ替えた関係にあり、πだけ位相がずれた関係にある。ここでは、この関係を交互性の用語で表す。
第１レグのスイッチング素子Ｑ１に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）と、第２レグのスイッチング素子Ｑ３に印加されるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）とは、変調波Ｓの一周期内において共に第１時系列パターン及び第２時系列パターンを有している。これにより、一周期内において各レグには同様のスイッチング損失が発生するため、レグ間でのスイッチング損失の偏りは抑制される。
図３（ｂ）に示す第１レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）と、図３（ｃ）に示す第２レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）とは、互いに相反する関係にある二つの変調波Ｓ１，Ｓ２を用いて生成されるため、第１レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）と第２レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）との間の時系列パターンの比較は、図３（ｂ）に示す第１レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンと、図３（ｃ）に示す第２レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を反転させた時系列パターン（図３（ｄ））とにより行う。
第１レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターン（図３（ｂ））と第２レグのゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターン（図３（ｄ））は、四半周期（π／２又は３π／２）を対称線とする対称の関係にある。図３（ｂ），（ｄ）において、変調波Ｓの前半の半周期の第１時系列パターンは四半周期π／２を対称線として対称であり、変調波Ｓの後半の半周期の第２時系列パターンは四半周期３π／２を対称線として対称である。
（デューティー比Ｄ）
ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの対称性は、変調波の一周期２π内のデューティー比Ｄを０．５とし、各スイッチング素子の定常時のオン損失を各レグについて均等化する。さらに、このオン損失の均等化は、単相ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎを直流電源の入力電圧Ｖｄの中間電圧とする。
（ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の交互性、対称性）
ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の交互性と対称性について、奇関数制御と偶関数制御とを比較して説明する。図４は奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を示し、図５は偶関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）を示している。
●奇関数制御：
以下、奇関数制御について説明する。図４（ａ）において、正弦波の変調波Ｓ１，Ｓ２の一周期内に二周期分の三角波のキャリア波Ｃが存在する。位相が相反する二つの変調波Ｓ１，Ｓ２をキャリア波Ｃと比較することによりゲート信号を生成する。相反する二つの変調波Ｓ１，Ｓ２の内、一方の変調波Ｓ１を実線で示し他方の変調波Ｓ２を破線で示している。変調波Ｓとキャリア波Ｃは奇関数であり、それぞれ半周期πを基準の位相点として正負が反転する点対称の対称性を備える。
図４（ｂ）－（ｅ）は第１レグのゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図４（ｂ），（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図４（ｄ），（ｅ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート信号及びスイッチング素子間電圧ＶＱ１を示している。なお、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号はスイッチング素子Ｑ１のゲート信号の反転信号である。
図４（ｆ）－（ｉ）は第２レグのゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図４（ｆ），（ｇ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート信号及びスイッチング素子間電圧ＶＱ３を示し、図４（ｈ），（ｉ）はスイッチング素子Ｑ４のゲート信号及びスイッチング素子間電圧ＶＱ４を示している。なお、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号はスイッチング素子Ｑ３のゲート信号の反転信号である。
交互性：
第１レグ及び第２レグの各レグ内において、ゲート信号の時系列パターンは交互性を有する。変調波Ｓの一周期において、第１レグのスイッチング素子Ｑ１のゲート信号（図４（ｂ））の時系列パターンとスイッチング素子Ｑ２のゲート信号（図４（ｄ））の時系列パターンは、半周期πを境にして、その順序を交互に入れ替えた交互性を有する。同様に、第２レグのスイッチング素子Ｑ３のゲート信号（図４（ｆ））の時系列パターンとスイッチング素子Ｑ４のゲート信号（図４（ｈ））の時系列パターンは、その順序を交互に入れ替えた交互性を有する。
対称性：
第１レグ及び第２レグは、両レグ間において、ゲート信号の時系列パターンは対称性を有する。
変調波Ｓの半周期において、第１レグのスイッチング素子Ｑ１のゲート信号（図４（ｂ））の時系列パターンと第２レグのスイッチング素子Ｑ４（図４（ｈ））のゲート信号の時系列パターンは、四半周期π／２及び３π／２を境にして対称性を有する。同様に、第１レグのスイッチング素子Ｑ２のゲート信号（図４（ｄ））の時系列パターンと第２レグのスイッチング素子Ｑ３のゲート信号（図４（ｆ））の時系列パターンは、四半周期π／２及び３π／２を境にして対称性を有する。
デューティー比：
ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの対称性は、変調波の一周期２π内のデューティー比Ｄを０．５とし、各スイッチング素子の定常時のオン損失を各レグについて均等化し、単相ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎを直流電源の入力電圧Ｖｄの中間電圧とする。
図４において、Ｑ１とＱ２のゲート信号のデューティー比Ｄは同一であり、且つＱ１とＱ２のゲート信号は互いに反転信号を示す。またＱ３とＱ４のゲート信号も同様であることから第１レグと第２レグのデューティー比Ｄは０．５となる。これによりＱ１－Ｑ４のゲート信号のデューティー比Ｄは０．５となる。
図４（ｊ）はＰＷＭインバータの出力電圧Ｖｉｎｖを示し、変調波Ｓの一方の半周期で正方向の電圧を出力し、他方の半周期で負方向の電圧を出力する。スイッチング損失は各スイッチング素子Ｑ１－Ｑ４のオン時点及びオフ時点で発生する。第１レグのスイッチング損失と第２レグのスイッチング損失は、各半周期において四半周期を境とする対称な位相時点で発生し、変調波の一周期内で発生する各スイッチング素子の電力損失は各レグについて均等化される。
●偶関数制御：
以下、偶関数制御について説明する。図５（ａ）は、変調波Ｓ１，Ｓ２とキャリア波Ｃと示す。図４（ａ）と同様に、正弦波の変調波Ｓ１，Ｓ２の一周期内に二周期分の三角波キャリア波が存在する。位相が相反する二つの変調波Ｓ１，Ｓ２をキャリア波Ｃと比較することによりゲート信号を生成する。相反する二つの変調波Ｓ１，Ｓ２の内、一方の変調波Ｓ１を実線で示し他方の変調波Ｓ２を破線で示している。四半周期π／２または３π／２の点を基準点として観測すれば、変調波Ｓとキャリア波Ｃは偶関数であることが判る。キャリア波Ｃは、半周期πを基準の位相点として同極性となり対称性を備える。
図５（ｂ）－（ｅ）は第１レグのゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図５（ｂ），（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図５（ｄ），（ｅ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示している。なお、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号はスイッチング素子Ｑ１のゲート信号の反転信号である。
図５（ｆ）－（ｉ）は第２レグのゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図５（ｆ），（ｇ）はスイッチング素子Ｑ３のゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示し、図５（ｈ），（ｉ）はスイッチング素子Ｑ４のゲート信号及びスイッチング素子間電圧を示している。なお、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号はスイッチング素子Ｑ３のゲート信号の反転信号である。
非交互性：
第１レグ及び第２レグの各レグ内において、ゲート信号の時系列パターンは交互性を有していない。変調波Ｓの一周期において、第１レグのスイッチング素子Ｑ１のゲート信号の時系列パターンとスイッチング素子Ｑ２のゲート信号の時系列パターンは、半周期πを境として順序を交互に入れ替える交互性を有しておらず、異なるパターンである。
同様に、第２レグのスイッチング素子Ｑ３のゲート信号の時系列パターンとスイッチング素子Ｑ４のゲート信号の時系列パターンについても交互性を有していない。
非対称性：
第１レグ及び第２レグは、両レグ間において、ゲート信号の時系列パターンは非対称性を有する。
変調波Ｓの半周期において、第１レグのスイッチング素子Ｑ１のゲート信号の時系列パターンと第２レグのスイッチング素子Ｑ４のゲート信号の時系列パターンは、四半周期π／２及び３π／２を境にして非対称である。同様に、第１レグのスイッチング素子Ｑ２のゲート信号の時系列パターンと第２レグのスイッチング素子Ｑ３のゲート信号の時系列パターンは、四半周期π／２及び３π／２を境にして非対称である。
ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの非対称性は、変調波の一周期２π内のデューティー比Ｄは０．５からずれた値となり、各スイッチング素子の定常時のオン損失は各レグについて非均等となり、単相ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎは直流電源の入力電圧Ｖｄの中間電圧からずれた電圧となる。
図５（ｊ）は、ＰＷＭインバータの出力電圧Ｖｉｎｖを示し、変調波Ｓの一方の半周期で正方向の電圧を出力し、他方の半周期で負方向の電圧を出力する。
スイッチング損失は、各スイッチング素子Ｑ１－Ｑ４のオン時点及びオフ時点で発生する。第１レグのスイッチング損失と第２レグのスイッチング損失は、各半周期において四半周期を境とする非対称な位相時点で発生するため、変調波の一周期内で発生する各スイッチング素子の電力損失は各レグについて非均等となる。
［インバータ制御部の構成例］
本発明のインバータ制御部の構成例について、図６の構成図及び図７の信号波形図を用いて説明する。
インバータ制御部５は、ゲート信号を生成するＰＷＭ制御部６、及び変調波／キャリア波生成部７を備える。変調波／キャリア波生成部７は、変調波の変調波周波数ｆｓをＲＦ帯域の周波数とし、キャリア波周波数ｆｃを前記変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍とする周波数同期部７ａと、変調波Ｓを奇関数の正弦波としキャリア波Ｃを奇関数の三角波とする奇関数制御部７ｂと、変調波Ｓの各周期においてキャリア波Ｃの位相を変調波の位相と同期させる位相同期部７ｃとを備える、
周波数同期部７ａ：
周波数同期部７ａはキャリア波周波数ｆｃを変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍に設定し、キャリア波の周波数を変調波の周波数に同期させる。キャリア波周波数ｆｃの設定はｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいて行われる。変調波周波数ｆｓはＰＷＭインバータの正弦波出力の周波数に対応して定まる。したがって、キャリア波周波数ｆｃは、正弦波出力及び変調波の変調波周波数ｆｓに応じてＮを係数として定まる。Ｎは変調波Ｓの一周期内のＰＷＭパルス数に相当する偶数であり、変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとを偶数Nの関係を介して同期させる。
周波数同期制御において、変調波周波数ｆｓの周波数範囲が変化した場合であっても、Ｎの値を切り替えることにより、キャリア波周波数ｆｃの周波数範囲を変調波周波数ｆｓの周波数範囲の変化に係わらず、一定範囲に制限する。
例えば、キャリア波周波数の周波数制限範囲を上限周波数及び下限周波数により設定しておき、変調波周波数ｆｓの周波数範囲の変化に伴ってＮの値を切り替えることにより、キャリア波周波数ｆｃの周波数範囲を周波数制限範囲に制限する。キャリア波周波数ｆｃは所定の周波数制限範囲内に収まるため、スイッチング損失は抑制される。
キャリア波周波数ｆｃの設定は、例えば以下の手順により行う。
（ａ）キャリア波周波数ｆｃの上限周波数及び下限周波数を設定して、キャリア波周波数ｆｃの周波数制限範囲を設定する。
（ｂ）ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて、変調波周波数ｆｓの変化に対してキャリア波周波数ｆｃが周波数制限範囲内に収まるＮを定め、変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎとの対応付けを行う。この対応付けは、ＰＷＭパルス数ＮとそのＰＷＭパルス数Ｎが設定された変調波周波数区間との組み合わせとの対応付けにより設定してもよい。
（ｃ）ＰＷＭインバータの正弦波出力に応じた変調波周波数ｆｓに対して、対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎの値を用いて、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを設定する。
以下、変調波周波数ｆｓの変化範囲に対して、ＰＷＭパルス数Ｎを切り替えることによりキャリア波周波数ｆｃを周波数範囲内に制限する一例を以下の表１に示す。表１に示す変調波の周波数範囲は、ＲＦ（Radio Frequency）の周波数帯域において、ＭＦ帯域（３００ｋＨｚ－３ＭＨｚ）及びＨＦ帯域（３ＭＨｚ－３０ＭＨｚ）に相当する周波数帯域の例である。変調波の周波数範囲は、この例に限られるものではない。
Figure 0007291167000001
表１に示すＰＷＭパルス数Ｎ及び周波数区例は、変調波周波数ｆｓの周波数範囲を２．５９ＭＨｚ－１３．５６ＭＨｚとし、キャリア波周波数の周波数範囲を３６．１６ＭＨｚ－５４．２４ＭＨｚとする例であるが、一例であってこの例に限られるものではない。
各変調波周波数区間はＰＷＭパルス数Ｎと対応付けられ、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係が維持される。変調波周波数区間が１３．５６ＭＨｚ≧ｆｓ≧９．０４ＭＨｚの周波数範囲では、ＰＷＭパルス数Ｎは“４”が対応付けられ、変調波周波数区間が３．０２ＭＨｚ≧ｆｓ≧２．５９ＭＨｚの周波数範囲では、ＰＷＭパルス数Ｎは“１４”が対応付けられ、変調波周波数ｆｓによってＰＷＭパルス数Ｎを切り換える。
このように、変調波周波数ｆｓが広帯域で変化した場合であっても、変化した変調波周波数ｆｓに対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいてキャリア周波数ｆｃを設定することにより、キャリア周波数ｆｃの周波数範囲を所定の周波数制限範囲内に収めてスイッチング損失を抑制すると共に、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間の周波数を同期させる。
また、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの周波数同期において、変調波Ｓの一周期内に偶数Ｎ個のキャリア波Ｃが存在し、隣接する変調波の各周期においても同様にキャリア波Ｃは偶数Ｎ個存在する。これにより、キャリア波Ｃが、変調波Ｓの一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点として正負が反転する点対称の関係となる。
奇関数制御部７ｂ：
奇関数制御部７ｂは、変調波Ｓを正弦波とし、キャリア波Ｃを三角波とし、両波形を奇関数とする。
変調波Ｓとキャリア波Ｃの両波形を奇関数とすることにより、変調波Ｓの一周期内の正の半周期内又は負の半周期内において、並列接続される二つのレグの各レグが備えるスイッチング素子を駆動するゲート信号が対称な波形となる。半周期内におけるゲート信号が対称な場合には、変調波の一周期のデューティー比Ｄは０．５となり、各スイッチング素子において、スイッチング損失、及び定常時のオン損失の偏りを抑制する。
（１）奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの交互性
奇関数制御及び位相が相反した二つの変調波により、変調波の各一周期２π内において、変調波の前半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンと、後半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンを、各レグについて変調波の半周期π毎に交互に入れ替わった位置関係を有する交互性を付与する。
（２）奇関数制御によるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの対称性
変調波の各半周期π内において、変調波の前半の四半周期におけるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンと、後半の四半周期におけるゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンを、各レグについて変調波の四半周期π／２毎に交互に切り換え、四半周期π／２の位相時点を基準時点として対称となるゲート信号を生成する。
ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の時系列パターンの対称性は、変調波の一周期２π内のデューティー比Ｄを０．５とし、各スイッチング素子の定常時のオン損失を各レグについて均等化する。さらに、このオン損失の均等化は、単相ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧Ｖｍｅａｎを直流電源の入力電圧Ｖｄの１／２に合わせることができ、中点電圧における直流バイアス分が解消され、ＲＦ帯域のゲート信号（ＰＷＭパルス信号）の高周波伝送において、パルストランスを用いた伝送トランス方式の適用が可能となり、ゲート信号（ＰＷＭパルス信号）をパルストランスを介して各ゲートに伝送し、単相ＰＷＭインバータを駆動制御することができる。
位相同期部７ｃ：
位相同期部７ｃは、変調波の各周期においてキャリア波と変調波の位相を同期する。両波形の位相同期は、変調波の一周期の前端側の零位相の位相時点と、変調波の一周期内にＮ個存在するキャリア波の最初のキャリア波の零位相の位相時点とが一致し、また、変調波の一周期の後端側の２π位相の位相時点と、変調波の一周期内にＮ個存在するキャリア波の最終のキャリア波の２π位相の位相時点とが一致する。
位相同期は、例えば以下の手順により行う。
（ａ）位相が相反する一方の変調波Ｓとキャリア波Ｃとの比較により、変調波の一周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動し、変調波の前半の半周期の時系列パターンを第１時系列パターン、変調波の後半の半周期の時系列パターンを第２時系列パターンとする時系列パターンのゲート信号を生成する。
（ｂ）一方の変調波に対して位相がπずれた他方の変調波とキャリア波との比較により、変調波の一周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動し、変調波の前半の半周期の時系列パターンを第２時系列パターン、変調波の後半の半周期の時系列パターンを第１時系列パターンとする時系列パターンのゲート信号を生成する。
（ｃ）変調波の各半周期において、第１時系列パターンのゲート信号と、第２時系列パターンのゲート信号の反転信号とを、各半周期中の四半周期の位相時点を基準時点として対称の関係とする。
（ｄ）変調波の一周期内において、各レグの各スイッチング素子を、半周期毎に前記第１時系列パターンのゲート信号及び第２時系列パターンのゲート信号を切り替えて駆動制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）により直流入力を交流出力に変換する。
ＰＷＭ制御部６は、変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較することによりゲート信号を生成し、単相ＰＷＭインバータ３を制御するＰＷＭパルス信号として出力する。ＰＷＭ制御部６は、単相ＰＷＭインバータ３の第１レグを構成する上アームのスイッチング素子Ｑ１と下アームのスイッチング素子Ｑ２を制御するＰＷＭパルス信号を生成する構成部と、単相ＰＷＭインバータ３の第２レグを構成する上アームのスイッチング素子Ｑ３と下アームのスイッチング素子Ｑ４を制御するＰＷＭパルス信号を生成する構成部とを備える。
第１レグに付与するＰＷＭパルス信号を生成する構成部は、第１レグ用の比較回路６ａを備え、変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較する。第１レグを構成する上アームのスイッチング素子Ｑ１には比較回路６ａで生成されたＰＷＭパルス信号が付与され、第１レグを構成する下アームのスイッチング素子Ｑ２には、ＮＯＴ回路で反転されたＰＷＭパルス信号が付与される。
一方、第２レグに付与するＰＷＭパルスを生成する構成部は第２レグ用の比較回路６ｂ、及び変調波Ｓの信号を反転する反転回路６ｃを備える。比較回路６ｂは、反転回路６ｃで反転された変調波Ｓ＊とキャリア波Ｃの電圧を比較してＰＷＭパルス信号を生成する。第２レグを構成する上アームのスイッチング素子Ｑ３には比較回路６ｂで生成されたパルス信号が付与される。一方、第２レグを構成する下アームのスイッチング素子Ｑ４には、比較回路６ｂで生成されたゲート信号をＮＯＴ回路で反転したゲート信号が付与される。
図７は、図６に示した構成例における波形例を示している。
図７（ａ）、（ｂ）は、変調波Ｓと反転した変調波Ｓ＊の波形例を示し、図７（ｃ）はキャリア波Ｃの三角波を示し、図７（ｄ）～図７（ｇ）はゲート信号を示している。ここでは、キャリア波Ｃはパルス数Ｎが６の例を示している。
図７（ｄ）のゲート信号は、変調波Ｓの正弦波（図７（ａ））とキャリアＣの三角波（図７（ｃ））との比較により生成され、第１レグの上アームのスイッチング素子Ｑ１に付与される。図７（ｅ）のゲート信号は、図７（ｄ）に示されるゲート信号がＮＯＴ回路で反転された反転信号であり、第１レグの下アームのスイッチング素子Ｑ２に付与される。
一方、図７（ｆ）のゲート信号は、変調波Ｓの反転正弦波（図７（ｂ））とキャリアＣの三角波（図７（ｃ））との比較により生成され、第２レグの上アームのスイッチング素子Ｑ３に付与される。図７（ｇ）のゲート信号は、図７（ｆ）に示されるゲート信号がＮＯＴ回路で反転された反転信号であり、第２レグの下アームのスイッチング素子Ｑ４に付与される。
図７（ｄ）に示す第１レグの上アームのゲート信号において、前半の半周期の時系列パターンを第１時系列パターンとし、後半の半周期の時系列パターンを第２時系列パターンとする。
第１レグの上アームのゲート信号を示す図７（ｄ）の時系列パターンと、第２レグの上アームのゲート信号を示す図７（ｆ）の時系列パターンは、変調波Ｓの一周期において、前半の半周期と後半の半周期で第１時系列パターンと第２時系列パターンが交互に現れることを示している。
また、第１レグの下アームのゲート信号を示す図７（ｅ）と、第２レグの下アームのゲート信号を示す図７（ｇ）の時系列パターンについても、変調波Ｓの一周期において、前半の半周期の時系列パターンと後半の半周期の時系列パターンが交互に現れることを示している。各レグの一周期内の時系列パターンが半周期で交互となることにより、各スイッチング素子の電圧波形についても各時系列パターンに応じて半周期で交互に現れ、各レグにおいて一周期内に発生するスイッチング損失は等しくなる。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る広帯域ＲＦ電源の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明のＲＦ帯域電源装置及びパルス幅変調制御方法は、半導体製造装置や液晶パネル製造装置等に用いられる高周波電源（ＲＦジェネレータ）に適用することができる。
１ ＲＦ帯域電源装置
２ 直流電源
３ 単相ＰＷＭインバータ
４ ローパスフィルタ
５ インバータ制御部
６ ＰＷＭ制御部
６ａ 比較回路
６ｂ 比較回路
６ｃ 反転回路
７ キャリア波生成部
７ａ 周波数同期部
７ｂ 奇関数制御部
７ｃ 位相同期部
２０ Ｄ級フルブリッジ増幅器
Ｂｒ フルブリッジ回路
C キャリア波
Ｃａ キャパシタ
Ｄ デューティー比
ｆｃ キャリア波周波数
ｆｓ 変調波周波数
Ｌ インダクタ
Ｎ パルス数
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｒ 負荷
Ｓ 変調波
Ｓ＊ 変調波
Ｓ１，Ｓ２ 変調波
Ｔｒ 出力トランス
Ｖｄ 直流電圧
Ｖｉｎｖ インバータ出力
Ｖｏｕｔ 正弦波出力
Ｖｍｅａｎ 単相ブリッジ回路のレグの中点の平均電圧
Ｖ２ 出力トランスＴｒの出力

Claims (10)

  1. 直流電源と、
    前記直流電源の正端と負端との間にスイッチング素子を上下アームに有した２つのレグを並列接続してなる単相フルブリッジ回路を備え、前記各スイッチング素子のオン／オフ動作により前記直流電源から供給される直流入力を交流出力に変換する単相ＰＷＭインバータと、
    変調波とキャリア波との比較に基づいてゲート信号を生成し、当該ゲート信号をＰＷＭパルス信号として前記スイッチング素子のオン／オフ動作させ、前記単相ＰＷＭインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するインバータ制御部と、
    を備え、
    前記インバータ制御部は、
    ゲート信号を生成するＰＷＭ制御部と変調波／キャリア波生成部とを備え、
    変調波／キャリア波生成部は、前記変調波の変調波周波数ｆｓをＲＦ帯域の周波数とし、
    前記キャリア波のキャリア波周波数ｆｃを前記変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍とする周波数同期部と、
    前記変調波を奇関数の正弦波とし、前記キャリア波を奇関数の三角波とする奇関数制御部と、
    前記変調波の各周期において前記キャリア波を変調波と位相同期する位相同期部と、を備える、
    ＲＦ帯域電源装置。
  2. 前記周波数同期部は、キャリア波に対して、前記変調波の一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点として正負が反転する点対称の関係とする、
    請求項１に記載のＲＦ帯域電源装置。
  3. 前記奇関数制御部は、前記変調波の各一周期２π内において、変調波の前半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンと、後半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンを、前記各レグについて前記変調波の半周期π毎に交互に入れ替わった関係とし、半周期πの位相時点を基準時点とする交互性を有したゲート信号を生成する、
    請求項１又は２に記載のＲＦ帯域電源装置。
  4. 前記奇関数制御部は、前記変調波の各半周期π内において、前記変調波の前半の四半周期におけるゲート信号の時系列パターンと、後半の四半周期におけるゲート信号の時系列パターンを、前記各レグについて前記変調波の四半周期π／２を境に反転させ、四半周期π／２の位相時点を基準時点とする対称性を有したゲート信号を生成する、
    請求項１又は２に記載のＲＦ帯域電源装置。
  5. 位相が相反した二つの変調波を備え、
    前記奇関数制御部は、
    位相が相反する一方の変調波とキャリア波との比較により、前記変調波の前半の半周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動し、前記変調波の後半の半周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動する、時系列パターンを同一とする第１時系列パターンのゲート信号を生成し、
    前記一方の変調波に対して位相がπずれた他方の変調波とキャリア波との比較により、前記変調波の後半の半周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動し、前記変調波の前半の半周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動する、時系列パターンを同一とする第２時系列パターンのゲート信号を生成し、
    前記変調波の一周期内において、前記変調波の半周期πの位相時点を基準時点として、前記第１時系列パターンのゲート信号と前記第２時系列パターンのゲート信号の順序を入れ替えた二つのゲート信号は、半周期πの位相時点を基準時点とする交互性を有し、
    前記変調波の一周期内において、前記各レグの各スイッチング素子を、半周期毎に前記第１時系列パターンのゲート信号及び前記第２時系列パターンのゲート信号を切り替えて駆動制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）により直流入力を交流出力に変換する、
    請求項３に記載のＲＦ帯域電源装置。
  6. 位相が相反する二つの変調波を備え、
    前記奇関数制御部は、
    位相が相反する一方の変調波とキャリア波との比較により、前記変調波の前半の半周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動し、前記変調波の後半の半周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動する、時系列パターンを同一とする第１時系列パターンのゲート信号を生成し、
    前記一方の変調波に対して位相がπずれた他方の変調波とキャリア波との比較により、前記変調波の後半の半周期において一方のレグのスイッチング素子を駆動し、前記変調波の前半の半周期において他方のレグのスイッチング素子を駆動する、時系列パターンを同一とする第２時系列パターンのゲート信号を生成し、
    前記変調波の各半周期において、前記第１時系列パターンのゲート信号と、前記第２時系列パターンのゲート信号の反転信号とを、前記各半周期中の四半周期の位相時点を基準時点とする対称性を有し、
    前記変調波の一周期内において、前記各レグの各スイッチング素子を、半周期毎に前記第１時系列パターンのゲート信号及び前記第２時系列パターンのゲート信号を切り替えて駆動制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）により直流入力を交流出力に変換する、
    請求項３に記載のＲＦ帯域電源装置。
  7. 前記ＰＷＭ制御部は二つの比較回路を備え、
    前記二つの比較回路の一方の比較回路は、
    位相が相反する一方の変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較し、二つのレグの一方のレグのスイッチング素子を駆動するゲート信号を生成し、
    前記二つの比較回路の他方の比較回路は、位相が相反する他方の変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較し、二つのレグの他方のレグのスイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する、
    請求項５又は６に記載のＲＦ帯域電源装置。
  8. ＲＦ帯域の変調波とキャリア波との比較に基づいてゲート信号を生成し、当該ゲート信号をＰＷＭパルス信号として単相ＰＷＭインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御し、ＲＦ帯域の正弦波を出力する単相ＰＷＭインバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御の制御方法であり、
    前記変調波の変調波周波数ｆｓをＲＦ帯域の周波数とし、
    前記キャリア波のキャリア波周波数ｆｃを前記変調波周波数ｆｓの偶数Ｎ倍とする周波数同期制御工程と、
    前記変調波を奇関数の正弦波とし、前記キャリア波を奇関数の三角波とする奇関数制御工程と、
    前記変調波の各周期において前記キャリア波を変調波と位相同期する位相同期制御工程と、を備える、
    パルス幅変調制御方法。
  9. 前記奇関数制御工程は、
    変調波の一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点とする交互性を有し、
    前記変調波の各一周期２π内において、変調波の前半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンと、後半の半周期におけるゲート信号の時系列パターンを、前記各レグについて前記変調波の半周期π毎に交互に切り換え、半周期πの位相時点を基準時点とする交互性を有したゲート信号を生成する、
    請求項８に記載のパルス幅変調制御方法。
  10. 前記奇関数制御工程は、
    変調波の一周期２πにおいて半周期πの位相時点を基準時点とする交換性を有し、
    前記変調波の各半周期π内において、前記変調波の前半の四半周期におけるゲート信号の時系列パターンと、後半の四半周期におけるゲート信号の時系列パターンを、前記各レグについて前記変調波の四半周期π／２毎に交互に切り換え、四半周期π／２の位相時点を基準時点とする対称のゲート信号を生成する、
    請求項８に記載のパルス幅変調制御方法。
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