JPH0728538B2 - Ｐｗｍインバータの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は出力トランスを介して交流負荷に可変電圧可変
周波数の電力を供給する電圧形PWMインバータの制御装
置に関する。

（従来の技術） 近年、大容量の自己消弧素子（例えばゲートターンオフ
サイリスタ等）の開発が盛んに行なわれ、インバータ等
の電力変換装置に用いられるようになってきた。特に、
パルス幅変調制御（PWM制御）インバータは、直流を可
変電圧可変周波数の交流に変換することができ、誘導電
動機や同期電動機等の駆動電源として盛んに用いられる
ようになってきた。

このPWMインバータは、交流電動機等の負荷側の大容量
化に伴い、高電圧、大電流のものが必要となり、出力ト
ランスによって変換器の交流側を絶縁し、複数台の変換
器を多重運転することが行なわれている。

第４図は、従来のPWM制御インバータ装置の構成を示す
もので、出力トランスを介して交流負荷に電力を供給し
ている。

図中、Vdは直流電源、INVはPWM制御インバータ、PLはパ
イロットリアクトル、TRは出力トランス、LOADは交流負
荷である。インバータINVは自己消弧素子S₁〜S₄および
フリーホイリングダイオードD₁〜D₄で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器CT_PL，CT_L、比較器C
₁，C₂、加算器A₁，A₂、制御補償回路G_L（Ｓ），G
_PL（Ｓ）、整流器D_O1，D_O2、サンプルホールド回路S
H₁，SH₂およびパルス幅変調制御回路PWMが用意されてい
る。

インバータINVは直流電圧VdをPWM制御によって可変電圧
可変周波数の交流電力に変換するもので、出力トランス
TRを介して交流負荷LOADに電力を供給している。

負荷電流I_Lは次のようにして制御される。

すなわち、電流検出器CT_Lにより負荷電流I_Lを検出し、
比較器C₁に入力する。比較器C₁では電流指令値I_L ^*と上
記電流検出値I_Lを比較し、その偏差ε_L＝I_L ^*−I_Lを求め
る。当該偏差ε_Lは次の電流制御補償回路により増幅さ
れ、加算器A₁，A₂を介して、PWM制御回路PWMに入力され
る。PWM制御回路PWMは当該入力信号e_iに比例した電圧V₁
を発生させるようにインバータINVをパルス幅変調制御
する。

I_L ^*＞I_Lとなった場合、偏差ε_Lは正の値となり、インバ
ータINVの出力電圧V₁を増加させ、負荷電流I_Lを増や
し、I_L≒I_L ^*となるように制御される。逆に、I_L ^*＜I_Lと
なった場合、偏差ε_Lは負の値となり、インバータINVの
出力電圧V₁を減少させ、負荷電流I_Lを減らす。故に、や
はりI_L≒I_L ^*となって落ちつく。電流指令値I_L ^*を正弦波
状に変化させれば、実電流I_Lもそれに追従して正弦波に
制御される。

加算器A₁に入力されるもう一つの信号V_L ^*は負荷LOADの
逆起電力等を前向きに補償するもので、上記負荷電流制
御の応答を改善するために加えられる。

出力トランスTRは、直流電源Vdと交流負荷LOADを絶縁す
る目的で、あるいは、複数台のインバータを多重運転す
るときに設置される。通常、このトランスの励磁電流は
インバータINVの出力電圧に比例した電圧を２次側に発
生するように流れる。出力周波数と電圧が比例するよう
な負荷、あるいは、定電圧定周波数の負荷ではこのトラ
ンスの励磁電流はほぼ一定値となる。

しかし、実際には、制御回路のドリフトや素子のスイッ
チング特性のアンバランス等により、インバータ側から
若干の直流バイアスが出力トランスに印加されることが
ある。直流電圧のバイアスがトランスに印加された場
合、徐々にトランスTRが偏磁し、最終的に鉄心が飽和し
て過大な励磁電流がトランスTRに流れるようになり、ト
ランスTRを焼損するだけでなく、インバータINVを構成
する素子を過電流によって、破壊するおそれさえある。

そこで、出力トランスと並列にパイロットリアクトルPL
を接続し、このパイロットリアクトルPLの偏磁を監視
し、その偏磁量に応じてインバータINVの出力電圧を補
正してトランスTRの偏磁を防止している。

すなわち、まず、パイロットリアクトルPLに流れ込む電
流I_PLを電流検出器CT_PLによって検出する。この電流検
出値I_PLを整流回路D_O1およびD_O2に入力し、正側電流I_PL
⁽⁺⁾と負側電流I_PL ^(-)に分離する。次のサンプルホール
ド回路SH₁およびSH₂により上記正側電流I_PL ⁽⁺⁾のピーク
値I_PL ⁽⁺⁾ _PEAKと負荷電流I_PL ^(-)のピーク値I_PL ⁽⁺⁾ _PEAKを
出力周波数の半サイクル毎にホールドしておく。さら
に、比較器C₂により上記正側電流ピーク値I_PL ⁽⁺⁾ _PEAKと
負荷側電流ピーク値I_PL ^(-) _PEAKを比較し、その偏差ε
_PEAK＝I_PL ⁽⁺⁾ _PEAK−I_PL ^(-) _PEAKを求める。当該偏差ε
_PEAKを次の制御補償回路G_PL（Ｓ）で反転積分し、前記
トランスの偏磁を補正するための直流バイアス電圧ΔV
_DCを加算器A₂を介してPWM制御回路PWMに入力する。

例えば、インバータINVを構成する素子のバラツキによ
り、出力電圧に正側の直流バイアスΔV_BIASが印加され
た場合、トランスTRおよびパイロットリアクトルPLは共
に徐々に正側に偏磁して行く。その結果、サンプルホー
ルド回路SH₁の出力I_PL ⁽⁺⁾ _PEAKがSH₂の出力I_PL ^(-) _PEAKよ
り大きくなって偏差ε_PEAKは正の値となり、制御補償回
路G_PL（Ｓ）で反転積分され、補償電圧ΔV_DCを負の値に
する。故に、この補償電圧ΔV_DCが前記直流バイアス電
圧ΔV_BIASを打ち消すように働き、トランスTRおよびパ
イロットリアクトルPLの偏磁を防止することができる。

上記従来のPWMインバータ装置は、出力トランス付イン
バータの台数を増やすことにより、容量の増大を図るこ
とができ、かつ、インバータを多重化パルス幅変調制御
することにより高調波の少ない正弦波出力が得られると
いう特徴がある。

（発明が解決しようとする課題） しかし、この従来の電力変換装置は次のような問題点が
ある。

すなわち、出力トランスTRの偏磁を検出するためにパイ
ロットリアクトルPLを用いているが、偏磁が発生したと
き、このパイロットリアクトルPLに流れ込む電流I_PLと
出力トランスTRの励磁電流I_oとが完全に比例せず、どち
らかが先に偏磁してしまうことがある。このため、まだ
トランスTRが偏磁していないのに補償電圧ΔV_DCを加え
てしまったり、逆に、トランスTRの偏磁が発生している
のにまだ補償電圧ΔV_DCを与えることができないという
矛盾が発生する。このように、パイロットリアクトルPL
の鉄心の飽和特性と出力トランスTRの鉄心の飽和特性を
合わせることが難しく、適正な偏磁防止制御ができない
欠点があった。また、このパイロットリアクトルPLの容
量は出力トランスTRの１割程度の容量となり、装置全体
に占める割合も大きく、コストを上げる原因にもなって
いた。

さらに、上記従来の偏磁防止制御は出力周波数の半サイ
クル毎に電流のピーク値をサンプルホールドしているた
め、当該出力周波数が低くなると、検出のための時間遅
れが長くなり、その間に偏磁が拡大し、トランスを焼損
したり、過電流によりインバータを構成する素子を破壊
させてしまうことがある。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、従来
装置で用いていたパイロットリアクトルを省略し、か
つ、インバータの出力周波数の高低にかかわらず、瞬間
瞬時出力トランスの偏磁を補正できるようにしたPWMイ
ンバータの制御装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明装置は、交流負荷
と、当該負荷に出力トランスを介して可変電圧可変周波
数の電力を供給するパルス幅変調制御（PWM）インバー
タと、前記交流負荷に流れる電流を制御する手段と、前
記出力トランスの一次電流を制御する手段と、当該一次
電流制御および前記負荷電流制御手段からの各出力信号
の和に基づいて前記電力変換器のゲート信号を与えるパ
ルス幅変調制御回路とを具備している。

（作用） PWMインバータは、直流電力を可変電圧可変周波数（VVV
F）の交流電力に変換する。インバータと交流負荷の間
には出力トランスが設置される。

まず、前記交流負荷に流れ込む負荷電流を検出し、当該
負荷電流を指令値に従って制御する。これはPWMインバ
ータの本来の役目である。一方、出力トランスの一次電
流を検出し、当該トランスから必要な電圧を発生するよ
うな励磁電流の指令値と上記負荷電流の指令値の和をと
って一次電流の指令値として与え、当該指令値と一次電
流検出値を瞬間瞬時比較しながら適正な値に制御する。

このように、本発明装置では、負荷電流と出力トランス
の一次電流を常に適正な値に制御しているため、例え、
素子のアンバランス等により出力トランスに直流バイア
ス電圧が印加されても、直ちに補正制御され、トランス
の偏磁を防止できる。

なお、負荷電流制御の信号と一次電流制御の信号が並列
にインバータに与えられるため、両制御系が干渉し合う
ことが懸念されるが、２つの制御系のうち、どちらか一
方の制御ゲインを小さくすることにより干渉をなくすこ
とができる。特に、出力トランスの偏磁は急激には進行
しないので、トランスの一次電流制御系のゲインを下げ
る方が現実的である。

このようにして、本発明装置は、パイロットリアクトル
を用いることなく出力トランスの偏磁を防止することが
でき、インバータの出力周波数の高低にかかわらず、ト
ランスの一次電流を適正な値に制御することが可能とな
り、信頼性の高いPWM制御インバータ装置を提供でき
る。

（実施例） 第１図は、本発明のPWMインバータ装置の一実施例を示
す構成図である。

図中、Vdは直流電圧源、INVはPWM制御インバータ、TRは
出力トランス、LOADは交流負荷である。インバータINV
は自己消弧素子（例えば、ゲートタンオフサイリスタ:G
TO）S₁〜S₄とフリーホイーリングダイオードD₁〜D₄で構
成されている。

また、制御回路として、電流検出器CT_L，CT₁、比較器
C₁，C₂、電流制御補償回路G₁（Ｓ），G_L（Ｓ）、加算器
A₁，A₂、およびパルス幅変調制御回路PWMが用意されて
いる。

以下説明を簡単にするため、出力トランスTRの１次/2次
巻数比を１として説明する。

まず、この多重インバータINVのPWM制御動作を説明す
る。

第２図は、第１図のインバータINVのPWM制御動作を説明
するためのタイムチャート図を示す。

PWM制御の搬送信号（三角波）X,Y（Ｘの反転値）と制御
入力信号e_iを比較し、ゲート信号g₁，g₂を作る。すなわ
ち、 e_i≧Ｘのとき、g₁＝１で、素子S₁：オン、S₂：オフ e_i＜Ｘのとき、g₁＝０で、素子S₁：オフ、S₂：オン となる。また e_i≧Ｙのとき、g₂＝１で、素子S₃：オフ、S₄：オン e_i＜Ｙのとき、g₂＝０で、素子S₃：オン、S₄：オフ となる。

インバータINVの出力電圧V₁は、素子S₁〜S₄のオン、オ
フによって次のように決定される。

S₁とS₄がオンのとき、V₁＝＋Vd S₂とS₃がオンのとき、V₁＝−Vd その他のモードのとき、V₁＝０ となり、第２図の最下段の波形が得られる。その平均値
V₁（破線で示す）は前述の制御入力信号e_iに比例した値
となる。

このように、インバータINVの出力電圧V₁は、PWM制御の
搬送波周波数の２倍の周波数で制御されることになる。

トランスTRが飽和しない限り、負荷LOADに印加される電
圧V₂は上記電圧V₁に等しくなる。

次に、負荷電流制御の動作説明を行なう。

電流検出器CT_Lにより、負荷LOADに流れ込む電流（負荷
電流）I_Lを検出し、比較器C₁に入力する。比較器C₁は上
記電流検出値I_Lと負荷電流指令値I_L ^*を比較し、その偏
差ε_L＝I_L ^*−I_Lを求める。当該偏差ε_Lを次の電流制御
補償回路G_L（Ｓ）で増幅し、加算器A₁，A₂を介してPWM
制御の入力信号e_iとしている。

I_L ^*＞I_Lとなった場合、偏差ε_Lは正の値となり、インバ
ータINVの出力電圧V₁を増加させ、負荷電流I_Lを増や
し、I_L≒I_L ^*となるように制御される。

逆に、I_L ^*＜I_Lとなった場合、偏差ε_Lは負の値となり、
インバータINVの出力電圧V₁を減少させ、負荷電流I_Lを
減らす。故に、やはりI_L≒I_L ^*となって落ちつく。電流
指令値I_L ^*を正弦波状に形成させれば、実電流I_Lもそれ
に追従して正弦波に制御される。

加算器A₁に入力されるもう一つの信号V_L ^*は負荷LOADの
逆起電力等を前向きに補償するもので、上記負荷電流制
御の応答を改善するために加えられる。

次に、トランスTRの一次電流制御の動作説明を行なう。

電流検出器CT₁によりトランスTRの一次電流I₁を検出
し、比較器C₂により一次電流指令値I_L ^*と比較する。そ
の偏差ε₁＝I₁ ^*−I₁を次の電流制御補償回路G₁（Ｓ）で
増幅し、加算器A₂を介して、パルス幅変調制御回路PWM
に入力する。

I₁ ^*＞I₁となった場合、偏差ε₁は正の値となり、PWM制
御回路PWMの入力信号e_iを増加させる。故に、インバー
タINVの出力電圧V₁が増えて、トランスTRの一次電流I₁
を増加させる。

逆に、I₁ ^*＜I₁となった場合、偏差ε₁は負の値となり、
PWM制御回路PWMの入力信号e_iを減少させる。故に、イン
バータINVの出力電圧V₁が減って、トランスTRの一次電
流I₁は減少する。従って、I₁≒I₁ ^*となるように制御さ
れる。

ここで、上記一次電流指令値I₁ ^*は、負荷電流の指令値I
_L ^*とトランスの励磁電流の指令値I_o ^*の和によって与え
られる。当該励磁電流の指令値I_o ^*は、負荷側に必要な
電圧V_LをトランスTRから発生するように、次式の如く与
えられる。ただし、ＭはトランスTRの相互インダクタン
ス、ωは出力角周波数である。

I_o ^*＝V_L ^*/jωＭ …（１） 従って、一次電流指令値I₁ ^*は、次式のように与えられ
る。

I₁ ^*＝I_L ^*＋I_o ^*＝I_L ^*＋V_L ^*/jωＭ …（２） このように、本発明装置では、負荷電流I_L及び出力トラ
ンスの一次電流I₁を常に適正な値に制御しているため、
例え、素子のアンバランス等により出力トランスに直流
バイアス電圧が印加されても、直ちに補正制御され、ト
ランスの偏磁を防止できる。

なお、負荷電流制御の信号と一次電流制御の信号が並列
にインバータに与えられるため、両制御系が干渉し合う
ことが懸念されるが、２つの制御系のうち、どちらか一
方の制御ゲインを小さくすることにより干渉をなくすこ
とができる。特に、出力トランスの偏磁は急激には進行
しないので、一次電流制御系のゲインを下げる方が現実
的である。

第３図は、本発明のPWM制御インバータ装置の別の実施
例を示す構成図である。

図中、Vdは直流電圧源、INV−1,INV−２は第１および第
２のPWM制御インバータ、TR₁，TR₂は出力トランス、LOA
Dは負荷である。インバータINV−1,INV−２は第１図と
同様に構成されている。また、負荷LOADは抵抗R_L、イン
ダクタンスL_Lおよび逆起電力V_Cからなっている。また、
制御回路として、電流検出器CT_L，CT₁、CT₂、比較器C₁
〜C₃、電流制御補償回路G₁（Ｓ），G₁（Ｓ），G
_L（Ｓ）、加算器A₁〜A₂およびパルス幅変調制御回路PWM
₁，PWM₂が用意されている。

この装置では、２台のインバータINV−1,INV−２をトラ
ンスTR₁，TR₂を介して多重運転している。すなわち、第
１のPWM制御回路PWM₁に与える搬送波信号X₁，Y₁（X₁の
反転値）と第２のPWM制御回路PWM₂に与える搬送波信号X
₂，Y₂（X₂の反転値）との位相を90°ずつずらしてPWM制
御を行なっている。ここで、トランスTR₁の１次/2次巻
数比を1:1と仮定すれば、当該トランスTR₁の２次電圧V
₁₂はインバータINV−１の出力電圧V₁₁に一致する。同様
に、トランスTR₂の出力電圧V₂₂もV₂₁に一致する。

負荷LOADには当該トランスTR₁，TR₂の２次電圧V₁₂とV₂₂
の和が印加される。該負荷電圧V_L＝V₁₂＋V₂₂の等価キャ
リア周波数は上記多重運転の効果により、PWM制御搬送
波周波数の４倍の値が得られる。故に、負荷LOADに供給
される電流の脈動はきわめて小さな値となる。

負荷電流I_Lは２台のインバータINV−1,INV−２の出力電
圧を同時に調製することにより制御している。

すなわち、電流検出器CT_Lで負荷電流I_Lを検出し、比較
器C₃により負荷電流指令値I_L ^*との偏差ε_L＝I_L ^*−I_Lを
求める。その偏差ε_Lを電流制御補償回路G_L（Ｓ）で増
幅し、加算器A₁を介してPWM₁の入力信号e_i1とし、加算
器A₂を介してPWM₂の入力信号e_i2としている。

I_L ^*＞I_Lとなった場合、偏差ε_Lは正の値となり、入力信
号e_i1，e_i2を増やし、負荷電圧V_L＝V₁₂＋V₂₂を増加させ
る。故に、負荷電流I_Lが増加し、I_L≒I_L ^*に制御され
る。逆に、I_L ^*＜I_Lとなった場合、偏差ε_Lは負の値とな
り、入力信号e_i1，e_i2を減らし、負荷電圧V_L＝V₁₂＋V₂₂
を減少させる。故に、負荷電流I_Lが減少し、やはり、I_L
≒I_L ^*に制御される。ここで、加算器A₃に加えられる信
号V_L ^*は上記負荷電流制御の応答を改善するためのもの
で、負荷側の電圧を前向きに補償している。このV_L ^*は
次式のように与えられる。

V_L ^*＝（Vc^*＋ｊωL_L・I_L ^*＋R_L・I_L ^*）/2 …（３） さて、第３図の装置において、インバータINV−1,INV−
２を構成する素子のスイッチング特性のバラツキ等によ
り若干の直流バイアスがトランスTR₁，TR₂に印加され、
直流偏磁を発生させる可能性がある。そこで、この第３
図の装置では、２台のトランスの一次電流を検出し、各
インバータによって一次電流制御を行なっている。ま
ず、電流検出器CT₁によってトランスTR₁の一次電流I₁を
検出し、比較器C₁に入力する。比較器C₁では一次電流指
令値I₁ ^*と上記検出値I₁とを比較し、偏差ε₁＝I₁ ^*−I₁
を求める。この偏差ε₁を次の電流制御補償回路G
₁（Ｓ）で増加し、加算器A₁を介してPWM₁に入力する。

I₁ ^*＞I₁となつた場合、偏差ε₁は正の値となり、PWM制
御回路PWM₁の入力信号e_i1を増加させる。故に、インバ
ータINV−１の出力電圧V₁₁が増えて、トランスTR₁の一
次電流I₁を増加させる。逆に、I₁ ^*＜I₁となった場合、
偏差ε₁は負の値となり、PWM制御回路PWM−１の入力信
号e_i1を減少させる。故に、インバータINV−１の出力電
圧V₁₁が減って、トランスTR₁の一次電流I₁は減少する。
従って、I₁≒I₁ ^*となるように制御される。トランスTR₂
の一次電流I₂も同様に制御される。

同様に、３台以上のインバータの多重運転でも各出力ト
ランスの一次電流を制御しながら負荷電流を制御するこ
とができる。

以上は単相出力のインバータについて説明したが、２相
以上のPWMインバータでも同様に実施できることは言う
までもない。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明のPWMインバータの制御装置によ
れば、パイロットリアクトルを用いることなく出力トラ
ンスの偏磁を防止することができ、装置の小型軽量化お
よびコストの逓減が図れる。また、インバータの出力周
波数の高低にかかわらず、負荷電流およびトランスの一
次電流を適正に制御することが可能となり、信頼性の高
いPWM制御インバータ装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のPWM制御インバータ装置の一実施例を
示す構成図、第２図は第１図の装置のPWM制御動作を説
明するためのタイムチャート図、第３図は本発明装置の
別の実施例を示す構成図、第４図は従来のPWM制御イン
バータ装置の構成図である。 Vd……直流電圧源 INV……PWM制御インバータ TR……トランス、LOAD……交流負荷 S₁〜S₄……自己消弧素子 D₁〜D₄……フリーホイーリングダイオード CT_L，CT₁……電流検出器 C₁，C₂……比較器、A₁，A₂……加算器 G₁（ｓ）……一次電流制御回路 G_L（Ｓ）……負荷電流制御補償回路 PWM……パルス幅変調制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流負荷と、当該負荷に出力トランスを介
   して可変電圧可変周波数の電力を供給するパルス幅変調
   制御（PWM）インバータにおいて、前記交流負荷に流れ
   る電流の検出値と、負荷電流指令値との偏差を出力する
   負荷電流制御手段と、前記出力トランスの一次電流の検
   出値と、一次電流指令値との偏差を出力する一次電流制
   御手段と、当該一次電流制御手段および前記負荷電流制
   御手段からの各出力信号の和に基づいて前記電力変換器
   のゲート信号を与えるパルス幅変調制御回路とを具備し
   てなるPWMインバータの制御装置。
2. 【請求項２】前記負荷電流制御手段の制御ゲインを前記
   一次電流制御手段の制御ゲインより高くしたことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載のPWMインバータの制
   御装置。