JPH03139175A

JPH03139175A - Ｐｗｍ制御電力変換装置

Info

Publication number: JPH03139175A
Application number: JP1274809A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-10-24
Filing date: 1989-10-24
Publication date: 1991-06-13

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は出力トランスを介して交流負荷あるいは交流電
源に接続される電圧形ＰＷＭ制御電力変換装置に関する
。

（従来の技術）近年、大容量の自己消弧素子（例えばゲートターンオフ
サイリスタ等）の開発が盛んに行なわれ、インバータ等
の電力変換装置に用いられるようになってきた。特に、
パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）電力変換装置は、直流
を可変電圧可変周波数の交流に変換し交流電動機を駆動
するＰＷＭインバータ、逆に、交流を直流に変換し入力
力率＝１の運転を実現するＰＷＭインバータ、あるいは
、交流電源の高調波等を補償制御するアクティブフィル
タなどに盛んに用いられるようになってきた。

ＰＷＭインバータは、交流電動機等の負荷側の大容量化
に伴い、高電圧、大電流のものが必要となり、出力トラ
ンスによって変換器の交流側を絶縁し、複数台の変換器
を多重運転することが行なわれている。

また、交流電源に接続されるＰＷＭコンバータやアクテ
ィブフィルタでは、絶縁のため、或は多重接続による大
容量化のために交流側端子にトランスを設けている。

第５図は、従来のＰＷＭ制御電流変換装置の構成を示す
もので、出力トランスを介して交流負荷に電力を供給し
ている。

図中、Ｖｄは直流圧電源、ＩＮＶはＰＷＭ制御インバー
タ、ＰＬはパイロットリアクトル、ＴＲは出力トランス
、ＬＯＡＤは交流負荷である。インバータＩＮＶは自己
消弧素子Ｓ１〜Ｓ４およびフリーホイーリングダイオー
ドＤ□〜Ｄ４で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器ＣＴｐｔ−ｔ　ＣＴ
Ｌ。

比較器Ｃ，，Ｃ，、加算器Ａ、、Ａ、、制御補償回路Ｇ
Ｌ（Ｓ）、　Ｇｐｔ、（Ｓ）、整流器ＤＯｘｔＤＯｚ、
サンプルホールド回路ＳＨ，、ＳＨ□およびパルス幅変
調制御回路ＰＷＭが用意されている。

インバータＩＮＶは直流電圧ＶｄをＰＷＭ制御によって
可変電圧可変周波数の交流電力に変換するもので、出力
トランスＴＲを介して交流負荷ＬＯＡＤに電力を供給し
ている。

負荷電流１．は次のようにして制御される。

すなわち、　電流検出器ＣＴＬにより負荷電流１．を検
出し、比較器Ｃ１に入力する。比較器Ｃ工では電流指令
値■Ｌ＊と上記電流検出値ＩＬを比較し、　その偏差ε
Ｌ＝ＩＬ”　　ＩＬを求める。当該偏差ε、は次の電流
制御補償回路により増幅され、加算器Ａ工、Ａ２を介し
て、ＰＷＭ制御回路ＰＶＭに入力される。ＰＷＭ制御回
路ＰＷＭは当該入力信号Ｊに比例した電圧ｖ４を発生さ
せるようにインバータＩＮ！／をパルス幅変調制御する
。

工Ｌ＊〉工りとなった場合、偏差εＬは正の値となり。

インバータＩＮＶの出力電圧■□を増加させ、負荷電流
■Ｌを増やし、Ｈシ４　ＩＬ＊となるように制御される
。

逆に、ＩＬ末（ＩＬとなった場合、偏差εＬは負の値と
なり、インバータＩＮＶの出力電圧Ｖ□を減少させ、負
荷電流工りを減らす。故に、やはりＩＬ４　ＩＬ＊どな
って落ちつく、電流指令値ＩＬ東を正弦波状に変化させ
れば、実電流ＩＬもそれに追従して正弦波に制御される
。

加算器へ〇に入力されるもう一つの信号ｖＬ町よ負荷Ｌ
ＯＡＤの逆起電力等を前向きに補償するもので、上記負
荷電流制御の応答を改善するために加えられる。

出力トランスＴＲは、直流電流Ｖｄと交流負荷ＬＯＡＤ
を絶縁する目的で、あるいは、複数台のインバータを多
重運転するときに設置される。通常。

このトランスの励磁電流はインバータＩＮＶの出力電圧
に比例した電圧を２次側に発生するように流れる。出力
周波数と電圧が比例するような負荷、あるいは、定電圧
定周波数の負荷ではこのトランスの励磁電流はほぼ一定
値となる。

しかし、実際には、制御回路のドリフトや素子のスイッ
チング特性のアンバランス等により、インバータ側から
若干の直流バイアスが出力トランスに印加されることが
ある。直流電圧のバイアスがトランスに印加された場合
、徐々にトランスＴＲが偏磁し、最終的に鉄心が飽和し
た過大な励磁電流がトランスＴＲに流れるようになり、
トランスＴＲを焼損するだけでなく、　インバータＩＮ
Ｖを構成する素子を過電流によって、破壊するおそれさ
えある。

そこで、出力トランスと並列にパイロットリアクトルＰ
Ｌを接続し、このパイロットリアクトルＰＬの偏磁を監
視し、その偏磁量に応じてインバータＩＮＶの出力電圧
を補正してトランスＴＲの偏磁を防止している。

すなわち、まず、パイロットリアクトルＰＬに流れ込む
電流ＩＰＬを電流検出器ＣＴＰＬによぜて検出する。こ
の電流検出値ＩＰＬを整流回路Ｄｏ１およびＤｏｇに入
力し、正側電流１．しく＋）と負側電流ＩｐＬ（−１に
分離する６次のサンプルホールド回路ＳＨ１およびＳＨ
，により上記正側電流工ＰＬ（＋）のピーク値ｒｐＬ’
◆’ＰＩ！ＡＫと負側電流ｒｐｃ、’″″＞のピーク値
ＩＰＪ−）ＰＥＡにを出力周波数の半サイクル毎にホー
ルドしておく。さらに、比較器Ｃ２により上記正側電流
ピー−り値ＩＰＬ　（”　’　ＰＥＡＫと負側電流ピー
ク値ＴＰＬ　（−’　ＰＥＡにを比較し、その偏差ＥＰ
Ｂ八に＝ＩＰＬ（＋）ＰＩ！＾に−ＩＰＬ（−）ＰＥＡ
Ｋを求める。当該偏差ｊＰＥ！八Ｋを次の制御補償回路
ＧＰＬ（Ｓ）で反転積分し、前記トランスの偏磁を補正
するための直流バイアス電圧Δｖｏｃを加算器Ａ２を介
してＰＷＭ制御回路ＰＩｄＭに入力する。

例えば、インバータＩＮＶを構成する素子のバラツキに
より、出力電圧に正側の直流バイアスΔＶＢ工ＡＳが印
加された場合、トランスＴＲおよびパイロットリアクト
ルＰＬは共に徐々に正側に偏磁して行く。　その結果、
サンプルホールド回路ＳＨ，の出力ＩＰＬ”ＰＩ！＾に
がＳＨ，の出力ＩＰＬ　’　−’　ＰＥＡにがより大き
くなって偏差ｆ　ＰＥＡには正の値となり、制御補償回
路Ｇｐｔ、（Ｓ）で反転積分され、補償電圧ΔＶＯＣを
負の値にする。故に、この補償電圧ΔＶＤＣが前記直流
バイアス電圧ΔＶｓｚＡｓを打ち消すように働き、トラ
ンスＴＲおよびパイロットリアクトルＰＬの偏磁を防止
することができる。

上記従来の電力変換装置は、出力トランス付インバータ
の台数を増やすことにより、容量の増大を図ることがで
き、かつ、インバータを多重化パル幅変調制御すること
により高調波の少ない正弦波出力が得られるという特徴
がある。

（発明が解決しようとする課題）しかし、この従来の電力変換装置は次のような問題点が
ある。

すなりち、出力トランスＴＲの偏磁を検出するだめにパ
イロットリアクトルＰＬを用いているが、偏磁が発生し
たとき、このパイロットリアクトルＰＬに流れ込む電流
ＩＰＬと出力トランスＴＲの励磁電流工０とが完全に比
例せず、どちらかが先に偏磁してしまうことがある。こ
のため、まだトランスＴＲが偏磁していないのに補償電
圧ΔＶＯＣを加えてしまったり、逆に、トランスＴＲの
偏磁が発生しているのにまだ補償電圧ΔＶＤＣを与える
ことができないという矛盾が発生する。このように、パ
イロットリアクトルＰＬの鉄心の飽和特性と出力トラン
スＴＲの鉄心の飽和特性を合わせることが難しく、適正
な偏磁防止制御ができない欠点があった。また、このパ
イロットリアクトルＰＬの容量は出力トランスＴＲの１
割程度の容量となり、装置全体に占める割合も大きく、
コストを上げる原因にもなっていた。

さらに、上記従来の偏磁防止制御は出力周波数の半サイ
クル毎に電流のピーク値をサンプルホールドしているた
め、当該８力周波数が低くなると、検出のための時間遅
れが長くなり、その間に偏磁が拡大し、トランスを焼損
したり、過電流により電力変換器の素子を破壊させてし
まうことがある。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、従来
装置で用いていたパイロットリアクトルを省略し、かつ
、電力変換器の出力周波数の高低にもかかわらず、瞬時
瞬時出力トランスの偏磁を補正できるようにしたＰＷＭ
制御電力変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）以上の目的を達成するために１本発明装置は、直流電圧
源と、当該直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調
制御（ＰＷＭ制御）電力変換器と、当該電力変換器の交
流側端子に出力トランスを介して接続された交流負荷あ
るいは交流電源と、当該交流負荷あるいは交流電源に流
れ込む電流（出力電流と呼ぶ）を制御する手段と、前記
出力トランスの励磁電流を制御する手段と、当該励磁電
流制御手段および前記出力電流制御手段からの各出力信
号の和に基づいて前記電力変換器のゲート信号を与える
パルス幅変調制御回路とを具備している。

（作用）ＰＷＭ制御電力変換器は、直流電力を可変電圧変周波数
（ＶＶＶＦ）あるいは、定電圧定周波数（ＣＶＣＦ）の
変流電力に変換する。ＰＷＭインバータで交流電動機を
駆動する場合は前者に相当し、ＰＷＭインバータで交流
電源から直流電源を作る場合あるいはアクティブフィル
タは後者に属する。電力変換器と交流負荷あるいは交流
電源の間には出力トランスが設置される。

まず、前記交流負荷あるいは交流電源に流れ込む電流（
出力電流）を検出し、当該出力電流を指定値に従って制
御する。これは本来のＰＷＭ制御電力変換器の役目であ
る。一方、出力トランスの励磁電流を検出し、当該トラ
ンスから必要な電圧を発生するように励磁電流の指令値
を与え、当該指令値と検出値を瞬時瞬時比較しながら適
正な値に制御する。このトランスの励磁電流は１次電流
と２次電流の差を求めることにより検出できるが５検出
誤差を小さくするため、１つの検出器でトランスの１次
巻線電流と２次巻線電流の差を一緒の検出する。このよ
うに１本発明装置では、出力トランスの励磁電流を常に
適正な値に制御しているため、例え、素子のアンバラン
ス等により出力トランスに直流バイアス電圧が印加され
ても、直ちに補正制御され、トランスの偏磁を防止でき
る。

なお、出力電流制御の信号と励磁電流制御の信号が並列
に電力変換器に与えられるため、両制御系が干渉し合う
ことが懸念されるが、２つの制御系のうち、どちらか一
方の制御ゲインを小さくすることにより干渉をなくすこ
とができる。特に、出力トランスの偏磁は急激には進行
しないので、励磁電流制御系のゲインを下げる方が現実
的である。

このようにして、本発明装置は、パイロットリアクトル
を用いることなく出力トランスの偏磁を防止することが
でき、電力変換器の出力周波数の高低にかかわらず、ト
ランスの励磁電流を適正な値に制御することが可能とな
り、信頼性の高いＰＷＭ制御電力変換装置を提供できる
。

（実施例）第１図は、本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図である。

図中、Ｖｄは直流電圧源、工ＮＶはＰＷＭ制御インバー
タ、ＴＲは呂カドランス、ＬＯＡＤは交流負荷である。

インバータＩＮＶは自己消弧素子（例えば、ゲートター
ンオフサイリスタ：ＧＴＯ）５１〜Ｓ４とフリーホイー
リングダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されている。

また、　制御回路として、電流検出器ＣＴＬ、　ＣＴＯ
１比較器Ｃ，、Ｃ，、電流制御補償回路Ｇ。（Ｓ）、　
ＧＬ（Ｓ）、加算器Ａ、、Ａ、、　　およびパルス幅変
調制御回路ＰυＨが用意されている。

以下説明を簡単にするため、出力トランスＴＲの１次／
２次巻数比を１として説明する。

まず、　この多重インバータＩＮＶのＰＷＭ制御動作を
説明する。

第２図は、第１図のインバータＩＮＶのＰＷＭ制御動作
を説明するためのタイムチャート図を示す。

ＰＷＭ制御の搬送波信号（三角波）　ｘ、　ｙ　（ｘの
反転値）と制御入力信号ａｌを比較し、ゲート信号ｇ＞
ｔｇｘを作る。すなわち、ｅｌ≧Ｘのとき、ｇ８＝１で、素子Ｓにオン。

Ｓ２：オフｅｌ＜Ｘのとき−ｇｘ＝ｏで、素子Ｓ１：オフ、Ｓ、：
オンとなる、また。

ａｌ≧Ｙのとき、ｆｈ＝１で、素子Ｓ、：オフ、Ｓ、：
オンｅｉくＹのとき、ｇｚ＝Ｏで、素子Ｓ３：オン。

Ｓ４＝オフとなる。

インバータＩＮＶの出力電圧ｖ１は、　素子Ｓ工〜Ｓ、
のオン、オフによって次のように決定される。

Ｓｌと８４がオンノとき、Ｖ、　＝　＋　Ｖｄ５２とＳ
、がオンのとき、Ｖ□＝−Ｖｄその他のモードのとき、
ｖ１＝０となり、第２図の最下段の波形が得られる。その平均値
ｖ２（破線で示す）は前述のＭ御入力信号ｅｉに比例し
た値となる。

このように、　インバータＩＮＶの出力電圧ｖ４は、Ｐ
ＷＭ制御の搬送波周波数の２倍の周波数で制御されるこ
とになる。

トランスＴＲが飽和しない限り、負荷ＬＯＡＤに印加さ
れる電圧ｖ２は上記電圧Ｖ□に等しくなる。

次に、負荷電流（出力電流）制御の動作説明を行なう。

電流検出器ＣＴＬにより、負荷Ｌ口ＡＤに流れ込む電流
（負荷電流）工りを検出し、比較器Ｃ８に入力する。

比較器Ｃ１は上記電流検出値ＩＬと負荷電流指令値ＬＬ
＊を比較し、　その偏差εＬ　＝　ＩＬ＊ＩＬを求める
。

当該偏差ＥＬを次の電流制御補償回路Ｇｔ、　（Ｓ）で
増幅し、加算器へ〇、Ａ２を介してＰＷＭ制御の入力信
号ｅｉとしている。

ＩＬ”＞Ｉｔ、どなった場合、偏差εＬは正の値となり
、インバータＩＮＶの出力電圧■、を増加させ、負荷電
流ＩＬを増やし、ＩＬ４　ＩＬ＊となるように制御され
る。

逆に、ＩＬ＊＜ＩＬとなった場合、偏差εＬは負の値と
なり、　インバータＩＮＶの出力電圧ＶＬを減少させ、
負荷電流■、を減らす、故に、やはりＩｔ、句ｋ”とな
って落ちつく、電流指令値ＩＬ＊を正弦波状に変化させ
れば、実電流丁りもそれに追従して正弦波に制御される
。

加算器Ａ工に入力されるもう一つの信号ＶＬ京は負荷Ｌ
ＯＡＤの逆起電力等を前向きに補償するもので。

上記負荷電流制御の応答を改善するために加えられる。

次に、トランスＴＲの励磁電流制御の動作説明を行なう
。

電流検出器ＣＴＯはトランスＴＲの励磁電流ＩＯを検出
するもので、１次電流■□と２次電流Ｉ２の差を１つの
ホールＣＴで検出することにより検出誤差が小さくなる
ようにしている。すなわち、トランスＴＲの巻数比が１
＝１の場合、励磁電流工ｏは、■。＝ＩＬ−Ｉ２となる
。

このようにして検出した励磁電流Ｔｏを比較器Ｃ２に入
力し、励磁電流指令値１０京と比較する。その偏差εＯ
＝ＩＯ”　　ＩＯを次の電流制御補償回路Ｇｏ　（Ｓ）
で増幅し、加算器Ａ２をかいして、パルス幅変調制御回
路Ｐ１ｍＭに入力する。

Ｉｏ’＞Ｉ。どなった場合、偏差ε０は正の値となり、
ＰＷＭ制御回路Ｐ！ｔ１Ｍの入力信号Ｊを増加させる。

故に、インバータＩＮＶの出力電圧Ｖ工が増えて、　ト
ランスＴＲの励磁電流工。を増加させる。

逆に、Ｉｏ”＜Ｉｏとなった場合、偏差ｉｏは負の値と
なり、　ＰＷＭ制御回路ＰＷにの入力信号ｅｌを減少さ
せる。故に、インバータＩＮＶの出力電圧Ｖ□が減って
、トランスＴＲの励磁電流工０を減少する。従って、１
．　＝　■ｏ＊となるように制御される。

ここで、上記励磁電流指令値１．＊ｌよ、負荷側に必要
な電圧ｖＬをトランスＴＲから発生するように、次式の
如く与えられる。ただし、ＭはトランスＴＲの相互イン
ダクタンスである。

ＩＯ””ＶＬ／　ｊ　ωＭこのように、本発明装置では、出力トランスの励磁電流
工０を常に適正な値に制御しているため、例え、素子の
アンバランス等により出力トランスに直流バイアス電圧
が印加されても、直ちに補正制御され、トランスの偏磁
を防止できる。

第３図は、本発明のＰＷＭ制御電力変換装置の別の実施
例を示す構成図である。

図中、Ｖｄは直流電圧源、　ＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２は
第１および第２のＰＷＭ制御インバータ、ＴＲ工、　Ｔ
Ｒ，は出力トランス、ＬＯＡＤは負荷である。インバー
タＩＮＶ−１、ＩＮＶ−２は第１図と同様に構成されて
いる。また、負荷ＬＯＡＤは抵抗ＲＬ、インダクタンス
ＬＬおよび逆起電力Ｖ。からなっている、また、制御回
路として。

電流検出器ＣＴＬ、　ＣＴ、、比較器Ｃ１〜Ｃ１、電流
制御補償回路ＧＯＩ　（Ｓ）　ｅ　Ｇｏｔ　（Ｓ）　ｔ
　ＧＯＬ（Ｓ）、加算器Ａ、　〜Ａ、およびパルス幅変
調制御回路ＰＷＭ１．　ＰＶＭ、が用意されている。

この装置では、２台のインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−
２をトランスＴＲ工、　ＴＲ，を介して多重運転してい
る。

すなわち、第１のＰＷＭ制御回路ＰＶＨ□に与える搬送
波信号Ｘ、、　Ｙｌ（Ｘ、）反転値）と第２のＰＷＭ制
御回路ＰＷＭ、に与える搬送波信号Ｘ、、　Ｙ、　（Ｘ
、の反転値）との位相を９０’ずつずらしてＰＷＭ制御
を行っている。ここで、　トランスＴＲ□の１次／２次
巻数比１：１とすれば、当該トランスＴＲ１の２次電圧
Ｖｘｘ　はインバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖａ１に一
致する。同様に、　トランスＴＲ，の高力電圧ｖ２□も
■２□に一致する。負荷ＬＯＡＤには当該トランスＴＲ
，、ＴＲ２の２次電圧Ｖ工２とＶ。の和が印加される。

該負荷電圧Ｖ、＝Ｖ工２＋Ｖｔ２の等価キャリア周波数
は上記多重運転の効果により、ＰＷＭ制御搬送波周波数
の４倍の値が得られる。故に、負荷ＬＯＡＤに供給され
る電流の脈動はきわめて小さな値となる。

負荷電流１．は２台のインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−
２ノ出力電圧を同時に調整することにより制御している
。

すなわち、電流検出器ＣＴして負荷電流■しを検出し、
比較器Ｃ３により負荷電流指令値工Ｌ＊との偏差εＬ　
”　ＩＬ”　　ＩＬを求める。　その偏差ε５を電流制
御補償回路ＧＬ（Ｓ）で増幅し、加算器Ａ１を介してＰ
ＷＭ、の入力信号ｅ１□とし、加算器Ａ２を介してＰＷ
Ｍ、の入力信号ｅＬｚとしている。　　ＩＬ＊＞　ＩＬ
となった場合、偏差εＬは正の値となり、入力信号ｅｉ
ｔｙｅｉｓを増やし、負荷電圧ＶＬ＝Ｖｔ、＋Ｖ、□を
増加させる。故に、負荷電流１．が増加し、ＩＬ与Ｉし
’に制御される。逆に、　Ｉし＊＜ＩＬどなった場合、
偏差ＥＬは負の値となり、入力信号ｅｆＬＩ　Ｓｉｘを
減らし、負荷電圧ＶＬ＝ｖ１□＋ｖ２□を減少させる。

故に、負荷電流１．が減少し、やはリエＬ″：工Ｌ＊に
制御される。ここで、加算器Ａ、に加えられる信号ｖＬ
京は上記負荷電流制御の応答を改善するためのもので、
負荷側の電圧を前向きに補償している。　このｖＬ”＋
を次式のように与えられる。

ＶＬ東＝（ｖｃ京＋ｊωＬＬ／ＩＬ＊＋ＲＬ・工Ｌ＊）
／２さて、第３図の装置において、インバータＩＮＶ−
１、ＩＮＶ−２を構成する素子のスイッチング特性のバ
ラツキ等により若干の直流バイアスがトランスＴＲｘ、
ＴＲ２に印加され、直流偏磁を発生させる可能性がある
。そこで、この第３図の装置では、２台のトランス励磁
電流を検出し、各インバータによって励磁電流制御を行
なっている。まず、電流検出器ＣＴｏ１によってトラン
スＴＲ工の励磁電流ｌ０ｘ＝Ｉｚ−ＩＬを検出し、比較
器Ｃ１に入力する。比較器Ｃ１では励磁電流指令値ＩＯ
Ｌ”と上記検出値ＩＯｘ　とを比較し、偏差ε０工＝工
０１＊−■ｏ工を求める。　この偏差ε。１は次の電流
制御補償回路Ｇｏｔ　（Ｓ）で増幅し、加算器Ａ□を介
してＰＶＭｌに入力する。

■ｏ工’）ＩＯ□となった場合、　偏差ε０工は正の値
となり、　ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ、の入力信号ｅｉｔを
増加させる。故に、インバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ
、□が増えて、トランスＴＲ，の励磁電流Ｉ０１を増加
させる。

逆に、Ｉｏｘ”＜Ｉｏ工となった場合、偏差εｏ１は負
の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰＩｍＰ−１の入力信号８
１＋を減少させる。故に、インバータＩＮＶ−１の出力
電圧Ｖｉｘが減って、　トランスＴＲ工の励磁電流Ｎｏ
ｔを減少する。従って、ＩＯ１’ＦＩＯ−となるように
制御される。トランスＴＲ，の励磁電流ＩＯａも同様に
制御される。

同様に、２台以上のインバータの多重運転でも各出力ト
ランスの励磁電流を制御しながら負荷電流を制御するこ
とができる。

第４図は、本発明のＰＷＭ制御電流変換装置のさらに別
の実施例を示す構成図である。

図中、ＳＵＰは交流電源、Ｌｓは交流リアクトル、ＴＲ
８は電源トランス、ＣＮＶはＰＶＭ制御コンバータ、Ｃ
ｄは直流平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

コンバータＣＮＶは自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ、およびフリ
ーホイーリングダイオードＤ□〜Ｄ４で構成されている
。

また、制御回路として、電流検出器ＣＴｓ、ＣＴ０、電
圧検出器ＩＳＯ，比較器Ｃ□〜Ｃ３、加算器Ａ１．Ａ２
゜電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｓ
（Ｓ）、Ｇｏ（Ｓ）、乗算器ＭＬ、　　パルス幅変調制
御回路ＰＷＭｓが用意されている。

平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Ｖｄは絶縁増
幅器ＩＳＯで検出され、比較器Ｃ工によって電圧指令値
Ｖｄ東と比較し、偏差石ｖ：Ｖｄ本−Ｖｄを求める。

当該偏差εＶを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、
入力電流の波高値指令ＩＳＭ’を作る。次の乗算器肛に
より該波高値指令ＩＳＭ＊に電源電圧Ｖｓに同期した単
位正弦波ｓｉｎωｓｔを乗じて、入力電流の指令値Ｉ３
＊＝　ＩＳＭ＊・ｓｉｎωｓｔが与えられる。一方、電
流検出器ＣＴｓにより入力電流Ｉｓ（電源電流）を検出
し。

比較器Ｃ２により前記電流指令値工、＊との偏差ｔ３＝
Ｉｓ＊−Ｉｓを求める。この偏差Ｅｓを電流制御補償回
路Ｇｓ（Ｓ）で増幅し、加算器Ａ、、Ａ、を介してＰＷ
Ｍ制御回路ＰｖＭｓに入力する。当該ＰＷＭ制御回路Ｐ
ＷＭｓは前記入力信号ｅ（Ｈに比例した電圧Ｖ。をコン
バータＣＶＮの交流側端子に発生させるように素子８４
〜８４点弧パルスを与える。

このようにしてＰＷＭコンバータＣＮＶは平滑コンデン
サＣｄに印加される直流電圧Ｖｄがほぼ一定になるよう
に電源ＳＵＰから供給される電流■ｓを制御する。この
とき、当該入力電流Ｉｓを電源電圧ｖｓと同相の正弦波
に制御することにより、入力力率＝１で、高調波の少な
い運転が可能となる。

なお、加算器ＡＩに入力されるもう−の信号ｖｓ＊は電
源電圧ｖｓを補償するもので、入力電流制御の応答を改
善するために与えている。

交流電源ＳＵＰとＰＷＭコンバータの間には絶縁の目的
で、あるいは昇降圧の目的でトランスＴＲ３が設置され
ている。当該トランスの直流偏磁を防止するために、ト
ランスＴＲの励磁電流工０を検出し、　その励磁電流■
ｏが指令値Ｉｏ東に一致するように制御している。

すなわち、電流検出器ＣＴｏによりトランスＴＲの励磁
電流１．＝Ｉｓ”−Ｉｃ（１次側換算値）を検出し、比
較器Ｃ３により励磁電流指令値Ｔｏ＊どの偏差ε０を求
めている。当該偏差ξ０を電流制御補償回路Ｇ。

（Ｓ）で増幅し、加算器Ａ２を介してＰＷＭ制御回路Ｐ
ＷＭ３に入力する。Ｉ。”＞１．どなった場合、偏差ε
０は正の値となり、　　ＰＷＭ制御入力信号ｅｃを増加
させる。故に、コンバータＣＮＶの電圧Ｖｃが増加し、
電流Ｉｃを減少させる。その結果、トランスの励磁電流
１．＝ＩＳ−Ｉ、が増加し、　　ｘ、Ｈｘ、”＋コ制御
される。逆に、Ｉｏ＊＜Ｉｏとなった場合には、偏差ｇ
□が負の値となり、やけりＩ。Ｈｘ。束に制御される。

このように、ＰＷＭコンバータの場合も電源電流制御回
路の出力信号にトランスの励磁電流制御回路の８力信号
を加え合わせることにより、トランスＴＲの直流偏磁を
防止できる。

以上は単相出力のインバータあるいはコンバータについ
て説明したが、２相以上の電力変換装置でも同様に実施
できることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の電力変換装置によれば、パイロ
ットリアクトルを用いることなく出力トランスの偏磁を
防止することができ、装置の小型軽量化およびコストの
低減が図れる。また、電力変換器の出力周波数の高低に
かかわらず、トランスの励磁電流を適正な値に制御する
ことが可能となり、信頼性の高いＰＷＭ制御電力変換装
置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＰＷＭ制御電力変換装置の一実施例を
示す構成図、第２図は第１図の装置のＰＷＭ制御動作を
説明するためのタイムチャート図、第３図は本発明装置
の別の実施例を示す構成図、第４図は本発明装置のさら
に別の実施例を示す構成図、第５図は従来のＰＷＭ制御
電力変換装置の構成図である。Ｖｄ・・・直流電圧源ＩＮＶ・・・ＰＷＭ制御インバータＴＲ・・・出力トランス　　　ＬＯＡＤ・・・交流負荷
Ｓ０〜Ｓ４・・・自己消弧素子Ｄ１〜Ｄ、・・・フリーホイーリングダイオードＣＴＬ
、　ＣＴｏ・・・電流検出器Ｃ１，Ｃ，・・・比較器　　　　Ａ１．Ａ、・・・加算
器Ｇｏ（Ｓ）・・・励磁電流制御補償回路ＧＬ（Ｓ）・
・−負荷電流制御補償回路ＰＶＮ・・・パルス幅変調制
御回路

Claims

【特許請求の範囲】

直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御（ＰＷ
Ｍ制御）電力変換器と、当該電力変換器の交流側端子に
出力トランスを介して接続された交流負荷あるいは交流
電源と、当該交流負荷あるいは交流電源に流れ込む出力
電流を制御する手段と、前記出力トランスの励磁電流を
制御する手段と、当該励磁電流制御手段および前記出力
電流制御手段からの各出力信号の和に基づいて前記電力
変換器のゲート信号を与えるパルス幅変調制御回路とを
具備してなるＰＷＭ制御電力変換装置。