JP3133772B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、インバータ装置に関
し、特に複数台のインバータの並列運転、或は複数台の
インバータと商用電源の並列運転を安定に行うように補
助する並列運転補助用インバータを有するインバータ装
置に関するものである。
し、特に複数台のインバータの並列運転、或は複数台の
インバータと商用電源の並列運転を安定に行うように補
助する並列運転補助用インバータを有するインバータ装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、インバータを他のインバータ、或
は商用電源と並列運転する場合、有効電力と無効電力に
着目してインバータの出力電圧を制御することにより、
インバータ間の横流、或はインバータと交流電源の横流
を抑制し、負荷の分担を行っていた。図５は例えば、文
献「Conference Record of the 1986 IEEE Industry Ap
pli-cations Society Annual Meeting Part 1」 p.544に
示された従来のインバータ装置のブロック図である。図
において、１はインバータ、２、３は交流出力フィルタ
を構成するリアクトルとコンデンサであり、これらリア
クトル２、コンデンサ３はそれぞれインダクタンスＬ
ｓ、静電容量Ｃｐを有する。４はインバータ１に接続さ
れた直流電源、５は負荷６の接続された負荷母線であ
る。１００は負荷電流ＩLを検出する電流センサ、１０
１はインバータ１の出力電流Ｉ1を検出する電流セン
サ、１０２はコンデンサ３の電圧を検出する電圧センサ
である。２００はインバータ１が分担すべき負荷電流を
求める回路であり、ここでは同容量のインバータがｎ台
並列運転しているものとし、インバータ１が分担すべき
負荷電流はＩL／ｎとなる。２０１は分担すべき負荷電
流とインバータ１の出力電流の差△Ｉを求める回路、２
０２は差△Ｉに含まれる無効電流分△Ｑの制御回路、２
０３は差△Ｉに含まれる有効電流分△Ｐの制御回路、２
０４は電圧制御回路（ＶＣ）、２０５は位相制御回路
（ＰＬＬ）、２０６は発振器（ＯＳＣ）、２０７はＰＷ
Ｍ変調回路、３００は加減算器、３０１は加算器であ
る。
は商用電源と並列運転する場合、有効電力と無効電力に
着目してインバータの出力電圧を制御することにより、
インバータ間の横流、或はインバータと交流電源の横流
を抑制し、負荷の分担を行っていた。図５は例えば、文
献「Conference Record of the 1986 IEEE Industry Ap
pli-cations Society Annual Meeting Part 1」 p.544に
示された従来のインバータ装置のブロック図である。図
において、１はインバータ、２、３は交流出力フィルタ
を構成するリアクトルとコンデンサであり、これらリア
クトル２、コンデンサ３はそれぞれインダクタンスＬ
ｓ、静電容量Ｃｐを有する。４はインバータ１に接続さ
れた直流電源、５は負荷６の接続された負荷母線であ
る。１００は負荷電流ＩLを検出する電流センサ、１０
１はインバータ１の出力電流Ｉ1を検出する電流セン
サ、１０２はコンデンサ３の電圧を検出する電圧センサ
である。２００はインバータ１が分担すべき負荷電流を
求める回路であり、ここでは同容量のインバータがｎ台
並列運転しているものとし、インバータ１が分担すべき
負荷電流はＩL／ｎとなる。２０１は分担すべき負荷電
流とインバータ１の出力電流の差△Ｉを求める回路、２
０２は差△Ｉに含まれる無効電流分△Ｑの制御回路、２
０３は差△Ｉに含まれる有効電流分△Ｐの制御回路、２
０４は電圧制御回路（ＶＣ）、２０５は位相制御回路
（ＰＬＬ）、２０６は発振器（ＯＳＣ）、２０７はＰＷ
Ｍ変調回路、３００は加減算器、３０１は加算器であ
る。
【０００３】次に、動作について説明する。インバータ
１は直流電源４の電圧を矩形波状の交流電圧に変換し、
この交流電圧はリアクトル２とコンデンサ３により高調
波が除去され、正弦波状の電圧が得られる。負荷母線５
にはｎ台のインバータが接続され、負荷６に給電してい
る。回路２００、２０１より求めた、インバータ１の分
担すべき負荷電流と出力電流の差△Ｉが定常的に零にな
れば、インバータ１は安定に並列運転を行っていること
になる。差△Ｉは有効分と無効分に分解して、無効分は
電圧の振幅を、有効分は位相を操作することにより制御
できる。この原理自体はこの発明に直接関係ないので説
明を省略する。制御回路２０２は、差△Ｉの無効分に応
じて電圧指令値補正信号Ｖｑを出力する比例積分型の制
御回路である。その出力Ｖｑは加減算器３００において
電圧指令値Ｖｘに加算され、電圧指令値を操作するよう
にふるまう。電圧制御回路２０４はフィードバック電圧
ＶｆがＶｘ＋Ｖｑと等しくなるように動作する。制御回
路２０３は、差△Ｉの有効分に応じて位相補正信号θｐ
を出力する比例積分型の制御回路である。位相制御回路
２０５は位相補正信号θｐを入力とし、インバータ１の
出力電圧が負荷母線５の電圧より位相補正信号θｐだけ
進み位相となるような周波数補正信号ｆPを出力する。
周波数補正信号ｆPは加算器３０１においてインバータ
の基本波出力周波数ｆOと加算され、発振器２０６に入
力される。発振器２０６の周波数指令と電圧制御回路２
０４の電圧振幅指令により、ＰＷＭ変調回路２０７はイ
ンバータ１が指令値に基ずいた基本波を含む矩形波状の
交流電圧を発生するようパルス幅変調を行う。従って、
インバータ１の出力電圧は、差△Ｉの無効分が零になる
よう振幅を操作されると共に、差△Ｉの有効分が零にな
るよう位相も操作されるので、定常的に△Ｉは零とな
り、安定に並列運転が行われる。
１は直流電源４の電圧を矩形波状の交流電圧に変換し、
この交流電圧はリアクトル２とコンデンサ３により高調
波が除去され、正弦波状の電圧が得られる。負荷母線５
にはｎ台のインバータが接続され、負荷６に給電してい
る。回路２００、２０１より求めた、インバータ１の分
担すべき負荷電流と出力電流の差△Ｉが定常的に零にな
れば、インバータ１は安定に並列運転を行っていること
になる。差△Ｉは有効分と無効分に分解して、無効分は
電圧の振幅を、有効分は位相を操作することにより制御
できる。この原理自体はこの発明に直接関係ないので説
明を省略する。制御回路２０２は、差△Ｉの無効分に応
じて電圧指令値補正信号Ｖｑを出力する比例積分型の制
御回路である。その出力Ｖｑは加減算器３００において
電圧指令値Ｖｘに加算され、電圧指令値を操作するよう
にふるまう。電圧制御回路２０４はフィードバック電圧
ＶｆがＶｘ＋Ｖｑと等しくなるように動作する。制御回
路２０３は、差△Ｉの有効分に応じて位相補正信号θｐ
を出力する比例積分型の制御回路である。位相制御回路
２０５は位相補正信号θｐを入力とし、インバータ１の
出力電圧が負荷母線５の電圧より位相補正信号θｐだけ
進み位相となるような周波数補正信号ｆPを出力する。
周波数補正信号ｆPは加算器３０１においてインバータ
の基本波出力周波数ｆOと加算され、発振器２０６に入
力される。発振器２０６の周波数指令と電圧制御回路２
０４の電圧振幅指令により、ＰＷＭ変調回路２０７はイ
ンバータ１が指令値に基ずいた基本波を含む矩形波状の
交流電圧を発生するようパルス幅変調を行う。従って、
インバータ１の出力電圧は、差△Ｉの無効分が零になる
よう振幅を操作されると共に、差△Ｉの有効分が零にな
るよう位相も操作されるので、定常的に△Ｉは零とな
り、安定に並列運転が行われる。
【０００４】図６は上記の並列運転用制回路を持つイン
バータを２台並列運転している場合の回路図である。１
Ａ、１Ｂは矩形波状の交流電圧を発生するインバータ、
７は配線のインダクタンス（その値Ｌ）、８は配線の抵
抗（その値Ｒ）である。ここで、リアクトル２Ａ、２Ｂ
のインダクタンス値ＬSA，ＬSBを０．１５PU、コンデン
サ３Ａ、３Ｂのキャパシタンス値ＣPA、ＣPBを０．
４PU、配線のインダクタンス７の値Ｌと抵抗８の値Ｒを
それぞれ０．０１PUと仮定する。これらの定数は、イン
バータ１がパワートランジスタ等で構成され、１〜２ｋ
Ｈｚ程度のスイッチング周波数で動作している場合に用
いられる実用的なものである。このとき、コンデンサ３
Ａ、３Ｂと配線のインダクタンス７、抵抗８によって形
成される回路は、共振次数が高く振動的である。簡単に
求めるため、リアクトル２Ａ、２Ｂを省略した図７の回
路にて、伝達関数を求める。リアクトル２Ａ、２Ｂのイ
ンダクタンス値ＬSA、ＬSBは配線のインダクタンス７の
値Ｌの１５倍であるので、コンデンサ間の共振現象を検
討するには図７で十分である。伝達関数は、（１）式と
なる。
バータを２台並列運転している場合の回路図である。１
Ａ、１Ｂは矩形波状の交流電圧を発生するインバータ、
７は配線のインダクタンス（その値Ｌ）、８は配線の抵
抗（その値Ｒ）である。ここで、リアクトル２Ａ、２Ｂ
のインダクタンス値ＬSA，ＬSBを０．１５PU、コンデン
サ３Ａ、３Ｂのキャパシタンス値ＣPA、ＣPBを０．
４PU、配線のインダクタンス７の値Ｌと抵抗８の値Ｒを
それぞれ０．０１PUと仮定する。これらの定数は、イン
バータ１がパワートランジスタ等で構成され、１〜２ｋ
Ｈｚ程度のスイッチング周波数で動作している場合に用
いられる実用的なものである。このとき、コンデンサ３
Ａ、３Ｂと配線のインダクタンス７、抵抗８によって形
成される回路は、共振次数が高く振動的である。簡単に
求めるため、リアクトル２Ａ、２Ｂを省略した図７の回
路にて、伝達関数を求める。リアクトル２Ａ、２Ｂのイ
ンダクタンス値ＬSA、ＬSBは配線のインダクタンス７の
値Ｌの１５倍であるので、コンデンサ間の共振現象を検
討するには図７で十分である。伝達関数は、（１）式と
なる。
【０００５】
【数１】
【０００６】また、固有周波数ωと減衰係数ζは次のよ
うになる。 ω＝１／（Ｌ・ＣP）1/2＝１５．８ ζ＝（１／２）・Ｒ・（ＣP／Ｌ）1/2＝０．０３ （１）式より、図７の回路は１５次付近で振動的である
ことがわかる。従って、インバータ１Ａ、１Ｂの出力電
圧に１５次付近の高調波成分が含まれていた場合は、コ
ンデンサ３Ａ、３Ｂ間に共振電流が流れ、負荷母線５の
電圧が歪む。また、この共振電流は発散し、インバータ
装置の過負荷保護が動作し負荷への給電を停止する。こ
の共振現象を避けるためには、インバータ１Ａ、１Ｂの
出力電圧が、同一の矩形波状電圧を出力し、リアクトル
２Ａ、２Ｂのインダクタンス値ＬSA、ＬSB、コンデンサ
３Ａ、３Ｂのキャパシタンス値ＣPA、ＣPBを揃え、１５
次付近の高調波成分が互いに打ち消し合うようにする必
要があった。この共振に関しては、インバータとインバ
ータの並列運転だけでなく、インバータと商用電源の並
列運転時にも、商用電源電圧が歪んでおり、１５次程度
の高調波成分を含む場合は、同様の現象が起きる。
うになる。 ω＝１／（Ｌ・ＣP）1/2＝１５．８ ζ＝（１／２）・Ｒ・（ＣP／Ｌ）1/2＝０．０３ （１）式より、図７の回路は１５次付近で振動的である
ことがわかる。従って、インバータ１Ａ、１Ｂの出力電
圧に１５次付近の高調波成分が含まれていた場合は、コ
ンデンサ３Ａ、３Ｂ間に共振電流が流れ、負荷母線５の
電圧が歪む。また、この共振電流は発散し、インバータ
装置の過負荷保護が動作し負荷への給電を停止する。こ
の共振現象を避けるためには、インバータ１Ａ、１Ｂの
出力電圧が、同一の矩形波状電圧を出力し、リアクトル
２Ａ、２Ｂのインダクタンス値ＬSA、ＬSB、コンデンサ
３Ａ、３Ｂのキャパシタンス値ＣPA、ＣPBを揃え、１５
次付近の高調波成分が互いに打ち消し合うようにする必
要があった。この共振に関しては、インバータとインバ
ータの並列運転だけでなく、インバータと商用電源の並
列運転時にも、商用電源電圧が歪んでおり、１５次程度
の高調波成分を含む場合は、同様の現象が起きる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
は以上のように構成されているので、インバータを他の
インバータと並列運転する場合は、フィルタ用コンデン
サ間の共振現象を避けるために、同一の矩形波状電圧を
出力し、主回路定数を等しくする必要があった。即ち、
同種のインバータ装置は並列運転可能であるが、主回路
構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御方法等が異な
るインバータを並列運転することは容易でなかった。ま
た、電圧波形が歪んでいる商用電源とインバータの並列
運転も、共振現象を起こすという問題点があった。この
発明は上記のような問題点を解決するためになされたも
ので、主回路構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御
方法等が異なるインバータの並列運転、電圧波形が歪ん
でいる商用電源とインバータの並列運転を共振現象を起
こさずに安定に行うことができるインバータ装置を得る
ことを目的とする。
は以上のように構成されているので、インバータを他の
インバータと並列運転する場合は、フィルタ用コンデン
サ間の共振現象を避けるために、同一の矩形波状電圧を
出力し、主回路定数を等しくする必要があった。即ち、
同種のインバータ装置は並列運転可能であるが、主回路
構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御方法等が異な
るインバータを並列運転することは容易でなかった。ま
た、電圧波形が歪んでいる商用電源とインバータの並列
運転も、共振現象を起こすという問題点があった。この
発明は上記のような問題点を解決するためになされたも
ので、主回路構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御
方法等が異なるインバータの並列運転、電圧波形が歪ん
でいる商用電源とインバータの並列運転を共振現象を起
こさずに安定に行うことができるインバータ装置を得る
ことを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係るインバ
ータ装置は、第１および第２のインバータが共通の負荷
母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して供給する変
換器システムにおいて、上記第１および第２のインバー
タ間に流れる高調波横流電流を検出する検出手段と、上
記高調波横流電流を入力とする増幅回路のゲインを上記
高調波横流電流と許容値との差に応じて調整する調整手
段と、上記増幅回路の出力信号に応じて電圧を発生す
る、上記第１および第２のインバーとは別のインバータ
とを備え、上記別のインバータの出力電圧を変圧器を介
して上記並列運転インバータ間に供給するようにしたも
のである。第２の発明に係るインバータ装置は、出力に
並列にコンデンサを設けた第１および第２のインバータ
が共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記第１および第
２のインバータ間に流れる高調波横流電流を検出する検
出手段と、上記高調波横流電流を入力とする増幅回路の
ゲインを上記高調波横流電流と許容値との差に応じて調
整する調整手段と、上記増幅回路の出力信号に応じて電
圧を発生する、上記第１および第２のインバーとは別の
インバータとを備え、上記別のインバータの出力電圧を
変圧器を介して上記並列運転インバータに設けられたコ
ンデンサに供給するようにしたものである。第３の発明
に係るインバータ装置は、出力に並列にコンデンサを設
けた第１および第２のインバータが共通の負荷母線に対
し並列運転し、負荷電力を分担して供給する変換器シス
テムにおいて、上記第１および第２のインバータ間に流
れる高調波横流電流を検出する検出手段と、上記第１お
よび第２のインバータとは別の電流制御ループを有する
インバータとを備え、上記高調波横流電流と逆位相の信
号を電流制御ループの指令値として与えることにより、
高調波横流電流と逆位相の電流を上記別のインバータが
発生し、この電流を上記並列運転インバータに設けられ
たコンデンサに供給するようにしたものである。第４の
発明に係るインバータ装置は、上記第１および第２のイ
ンバータの少なくとも一つが商用電源であるとしたもの
である。
ータ装置は、第１および第２のインバータが共通の負荷
母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して供給する変
換器システムにおいて、上記第１および第２のインバー
タ間に流れる高調波横流電流を検出する検出手段と、上
記高調波横流電流を入力とする増幅回路のゲインを上記
高調波横流電流と許容値との差に応じて調整する調整手
段と、上記増幅回路の出力信号に応じて電圧を発生す
る、上記第１および第２のインバーとは別のインバータ
とを備え、上記別のインバータの出力電圧を変圧器を介
して上記並列運転インバータ間に供給するようにしたも
のである。第２の発明に係るインバータ装置は、出力に
並列にコンデンサを設けた第１および第２のインバータ
が共通の負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担し
て供給する変換器システムにおいて、上記第１および第
２のインバータ間に流れる高調波横流電流を検出する検
出手段と、上記高調波横流電流を入力とする増幅回路の
ゲインを上記高調波横流電流と許容値との差に応じて調
整する調整手段と、上記増幅回路の出力信号に応じて電
圧を発生する、上記第１および第２のインバーとは別の
インバータとを備え、上記別のインバータの出力電圧を
変圧器を介して上記並列運転インバータに設けられたコ
ンデンサに供給するようにしたものである。第３の発明
に係るインバータ装置は、出力に並列にコンデンサを設
けた第１および第２のインバータが共通の負荷母線に対
し並列運転し、負荷電力を分担して供給する変換器シス
テムにおいて、上記第１および第２のインバータ間に流
れる高調波横流電流を検出する検出手段と、上記第１お
よび第２のインバータとは別の電流制御ループを有する
インバータとを備え、上記高調波横流電流と逆位相の信
号を電流制御ループの指令値として与えることにより、
高調波横流電流と逆位相の電流を上記別のインバータが
発生し、この電流を上記並列運転インバータに設けられ
たコンデンサに供給するようにしたものである。第４の
発明に係るインバータ装置は、上記第１および第２のイ
ンバータの少なくとも一つが商用電源であるとしたもの
である。
【０００９】
【作用】第１の発明においては、検出手段で並列運転し
ている複数台のインバータ間の高調波横流電流を検出
し、調整手段で高調波横流電流が許容値以内となるよう
に、複数台のインバータとは別のインバータが高調波横
流電流に応じて発生する電圧を調整し、この調整した電
圧を変圧器を介して並列運転インバータ間に供給する。
これにより、並列運転を共振現象を起こさずに安定に行
う。第２の発明においては、検出手段で並列運転してい
る複数台のインバータ間の高調波横流電流を検出し、調
整手段で高調波横流電流が許容値以内となるように、複
数台のインバータとは別のインバータが高調波横流電流
に応じて発生する電圧を調整し、この調整した電圧を変
圧器を介して並列運転インバータに設けられたコンデン
サに供給する。これにより、並列運転を共振現象を起こ
さずに安定に行う。第３の発明においては、検出手段で
並列運転している複数台のインバータ間の高調波横流電
流を検出し、逆位相電流発生手段で複数台のインバータ
に高調波横流電流と逆位相の電流を発生させ、この電流
を並列運転インバータに設けられたコンデンサに供給す
る。これにより、並列運転を共振現象を起こさずに安定
に行う。第４の発明においては、第１ないし第３の発明
において、複数台のインバータの少なくとも一つを商用
電源となし、これにより電圧波形が歪んでいる商用電源
とインバータの並列運転を共振現象を起こさずに安定に
行う。
ている複数台のインバータ間の高調波横流電流を検出
し、調整手段で高調波横流電流が許容値以内となるよう
に、複数台のインバータとは別のインバータが高調波横
流電流に応じて発生する電圧を調整し、この調整した電
圧を変圧器を介して並列運転インバータ間に供給する。
これにより、並列運転を共振現象を起こさずに安定に行
う。第２の発明においては、検出手段で並列運転してい
る複数台のインバータ間の高調波横流電流を検出し、調
整手段で高調波横流電流が許容値以内となるように、複
数台のインバータとは別のインバータが高調波横流電流
に応じて発生する電圧を調整し、この調整した電圧を変
圧器を介して並列運転インバータに設けられたコンデン
サに供給する。これにより、並列運転を共振現象を起こ
さずに安定に行う。第３の発明においては、検出手段で
並列運転している複数台のインバータ間の高調波横流電
流を検出し、逆位相電流発生手段で複数台のインバータ
に高調波横流電流と逆位相の電流を発生させ、この電流
を並列運転インバータに設けられたコンデンサに供給す
る。これにより、並列運転を共振現象を起こさずに安定
に行う。第４の発明においては、第１ないし第３の発明
において、複数台のインバータの少なくとも一つを商用
電源となし、これにより電圧波形が歪んでいる商用電源
とインバータの並列運転を共振現象を起こさずに安定に
行う。
【００１０】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの発明の一実施例を示す回路構成図であ
り、図において、図５〜図７と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。ここで、並列運転
補助用インバータに関する主回路構成要素は５００番
台、制御回路構成要素は６００番以降の番号として区別
している。図１において、５００は並列運転補助用のイ
ンバータ、５０１、５０２はインバータ５００に接続さ
れ、交流フィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、
５０３は１次側が上記交流フィルタに接続され、２次側
がインバータ１Ａ及び１Ｂ間に挿入された変圧器、５０
４はインバータ５００に接続された直流電源、６００は
負荷電流ＩLを検出する電流センサ、６０１はインバー
タ１Ａの出力電流Ｉ1を検出する電流センサである。７
００はインバータ１Ａが分担すべき負荷電流を求める回
路であり、ここでは同容量のインバータが２台並列運転
しているものとし、インバータ１Ａが分担すべき負荷電
流はＩL／２となる。７０１は減算器８００を介して回
路７００に接続された高域通過フィルタ、７０２は高域
通過フィルタ７０１に接続され、ゲインＫを持つ増幅回
路、７０３は増幅回路７０２に接続され、そのＰＷＭ出
力をインバータ５００に供給するＰＷＭ変調回路、７０
４は高域通過フィルタ７０１に接続され、その出力側に
得られる高調波横流の実効値を検出する実効値検出回
路、７０５は実効値検出回路７０４に接続され、その出
力よりリップル分を除去する低域通過フィルタ、７０６
は低域通過フィルタ７０５と増幅回路７０２の間に接続
され、ゲインを選択するゲイン選択回路である。
する。図１はこの発明の一実施例を示す回路構成図であ
り、図において、図５〜図７と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。ここで、並列運転
補助用インバータに関する主回路構成要素は５００番
台、制御回路構成要素は６００番以降の番号として区別
している。図１において、５００は並列運転補助用のイ
ンバータ、５０１、５０２はインバータ５００に接続さ
れ、交流フィルタを構成するリアクトルとコンデンサ、
５０３は１次側が上記交流フィルタに接続され、２次側
がインバータ１Ａ及び１Ｂ間に挿入された変圧器、５０
４はインバータ５００に接続された直流電源、６００は
負荷電流ＩLを検出する電流センサ、６０１はインバー
タ１Ａの出力電流Ｉ1を検出する電流センサである。７
００はインバータ１Ａが分担すべき負荷電流を求める回
路であり、ここでは同容量のインバータが２台並列運転
しているものとし、インバータ１Ａが分担すべき負荷電
流はＩL／２となる。７０１は減算器８００を介して回
路７００に接続された高域通過フィルタ、７０２は高域
通過フィルタ７０１に接続され、ゲインＫを持つ増幅回
路、７０３は増幅回路７０２に接続され、そのＰＷＭ出
力をインバータ５００に供給するＰＷＭ変調回路、７０
４は高域通過フィルタ７０１に接続され、その出力側に
得られる高調波横流の実効値を検出する実効値検出回
路、７０５は実効値検出回路７０４に接続され、その出
力よりリップル分を除去する低域通過フィルタ、７０６
は低域通過フィルタ７０５と増幅回路７０２の間に接続
され、ゲインを選択するゲイン選択回路である。
【００１１】次に、図１に示したこの発明の一実施例の
動作について説明する。インバータ１Ａが分担すべき負
荷電流ＩL／２からインバータ１Ａの出力電流Ｉ1を減算
器８００で減じた信号△Ｉ1を求め、これを高域通過フ
ィルタ７０１に入力し、信号△Ｉ1Hを得る。信号△Ｉ1H
はインバータ１Ａと１Ｂ間に流れる高調波横流である。
信号△Ｉ1Hを増幅回路７０２にてＫ倍し、信号Ｋ・△Ｉ
1HをＰＷＭ変調回路７０３に与える。ＰＷＭ変調回路７
０３は信号Ｋ・△Ｉ1Hに基ずいてパルス幅変調を行い、
そのＰＷＭ出力をインバータ５００に供給する。インバ
ータ５００は１５次程度の電圧を瞬時に発生できるよう
な高周波スイッチング素子で構成され、信号Ｋ・△Ｉ1H
を瞬時に発生し、リアクトル５０１、コンデンサ５０２
から構成される交流フィルタにて、スイッチング周波数
の成分のみ除去し、変圧器５０３にてＫ・△Ｉ1Hの電圧
をインバータ１Ａとインバータ１Ｂの間に供給する。従
って、変圧器５０３の発生電圧は、高調波横流には抵抗
値Ｋとして、基本波には抵抗値零として動作する。よっ
て、コンデンサ３Ａ、３Ｂ（キャパスタンス値ＣPA、Ｃ
PB）と配線のインダクタンス７（値Ｌ）、抵抗８（値
Ｒ）によって形成される回路の伝達関数は高周波領域で
は（２）式となる。
動作について説明する。インバータ１Ａが分担すべき負
荷電流ＩL／２からインバータ１Ａの出力電流Ｉ1を減算
器８００で減じた信号△Ｉ1を求め、これを高域通過フ
ィルタ７０１に入力し、信号△Ｉ1Hを得る。信号△Ｉ1H
はインバータ１Ａと１Ｂ間に流れる高調波横流である。
信号△Ｉ1Hを増幅回路７０２にてＫ倍し、信号Ｋ・△Ｉ
1HをＰＷＭ変調回路７０３に与える。ＰＷＭ変調回路７
０３は信号Ｋ・△Ｉ1Hに基ずいてパルス幅変調を行い、
そのＰＷＭ出力をインバータ５００に供給する。インバ
ータ５００は１５次程度の電圧を瞬時に発生できるよう
な高周波スイッチング素子で構成され、信号Ｋ・△Ｉ1H
を瞬時に発生し、リアクトル５０１、コンデンサ５０２
から構成される交流フィルタにて、スイッチング周波数
の成分のみ除去し、変圧器５０３にてＫ・△Ｉ1Hの電圧
をインバータ１Ａとインバータ１Ｂの間に供給する。従
って、変圧器５０３の発生電圧は、高調波横流には抵抗
値Ｋとして、基本波には抵抗値零として動作する。よっ
て、コンデンサ３Ａ、３Ｂ（キャパスタンス値ＣPA、Ｃ
PB）と配線のインダクタンス７（値Ｌ）、抵抗８（値
Ｒ）によって形成される回路の伝達関数は高周波領域で
は（２）式となる。
【００１２】
【数２】
【００１３】また、固有周波数ωと減衰係数ζは次のよ
うになる。 ω＝１／（Ｌ・ＣP）1/2＝１５．８ ζ＝（１／２）・（Ｒ＋Ｋ）・（ＣP／Ｌ）1/2 Ｋ＝０．２２とすると、ζ＝０．７となる。 しかし、一般に配線のインダクタンス値、抵抗値は並列
運転するインバータの設置状況によって大きく異なり、
すべてのケースに対して、Ｋ＝０．２２となるわけでは
ない。配線のインダクタンス値が０．０１PU以上であれ
ば、Ｋを大きくしなければ共振現象は抑制できない。ま
た、配線のインダクタンス値が０．０１PU以下であれ
ば、Ｋを小さくすることができる。Ｋを小さくすると、
並列運転補助用インバータの出力電圧が小さくすむの
で、損失を少なくでき、インバータの出力容量を小さく
し、コストを低くできる等の利点がある。従って、ゲイ
ンＫを最適値に選定することは重要である。そこで、本
実施例では高調波横流△Ｉ1Hの実効値が許容値を越える
ことなく、また、許容値よりも極度に小さくならないよ
うな最適ゲインＫを調整手段を構成する実効値検出回路
７０４、低域通過フィルタ７０５及びゲイン選択回路７
０６によって求めている。まず、高調波横流△Ｉ1Hの実
効値を実効値検出回路７０４にて検出し、これを数サイ
クル以上の時定数を持つ低域通過フィルタ７０５にて、
リップル分を除去し、ゲイン選択回路７０６に入力す
る。ゲイン選択回路７０６では、図２に示すように、許
容値Ｉ1H＊と低域通過フィルタ７０５の出力Ｉ1H(rms)
との差を減算器７０６ａにて演算し、この差を積分器７
０６ｂにて積分する。積分器７０６ｂの出力Ｋ1は、配
線のインダクタンス値と抵抗値をそれぞれ０．０１PUと
して設計した場合のゲインＫ0と加算器７０６ｃにて加
算され、この加算器７０６ｃの出力をゲインＫの値とす
る。従って、ゲインＫは、ゲイン選択回路７０６の積分
器７０６ｂにより高調波横流が許容値以上の場合は大き
く、許容値以下の場合は小さく調整される。よって、並
列運転インバータの交流出力フィルタ用コンデンサと配
線のインピーダンスからなる回路は、高周波領域では制
動的となり、インバータ１Ａとインバータ１Ｂの主回路
構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御方法等が異な
っても、共振現象を起こさずに安定に並列運転を行うこ
とができる。
うになる。 ω＝１／（Ｌ・ＣP）1/2＝１５．８ ζ＝（１／２）・（Ｒ＋Ｋ）・（ＣP／Ｌ）1/2 Ｋ＝０．２２とすると、ζ＝０．７となる。 しかし、一般に配線のインダクタンス値、抵抗値は並列
運転するインバータの設置状況によって大きく異なり、
すべてのケースに対して、Ｋ＝０．２２となるわけでは
ない。配線のインダクタンス値が０．０１PU以上であれ
ば、Ｋを大きくしなければ共振現象は抑制できない。ま
た、配線のインダクタンス値が０．０１PU以下であれ
ば、Ｋを小さくすることができる。Ｋを小さくすると、
並列運転補助用インバータの出力電圧が小さくすむの
で、損失を少なくでき、インバータの出力容量を小さく
し、コストを低くできる等の利点がある。従って、ゲイ
ンＫを最適値に選定することは重要である。そこで、本
実施例では高調波横流△Ｉ1Hの実効値が許容値を越える
ことなく、また、許容値よりも極度に小さくならないよ
うな最適ゲインＫを調整手段を構成する実効値検出回路
７０４、低域通過フィルタ７０５及びゲイン選択回路７
０６によって求めている。まず、高調波横流△Ｉ1Hの実
効値を実効値検出回路７０４にて検出し、これを数サイ
クル以上の時定数を持つ低域通過フィルタ７０５にて、
リップル分を除去し、ゲイン選択回路７０６に入力す
る。ゲイン選択回路７０６では、図２に示すように、許
容値Ｉ1H＊と低域通過フィルタ７０５の出力Ｉ1H(rms)
との差を減算器７０６ａにて演算し、この差を積分器７
０６ｂにて積分する。積分器７０６ｂの出力Ｋ1は、配
線のインダクタンス値と抵抗値をそれぞれ０．０１PUと
して設計した場合のゲインＫ0と加算器７０６ｃにて加
算され、この加算器７０６ｃの出力をゲインＫの値とす
る。従って、ゲインＫは、ゲイン選択回路７０６の積分
器７０６ｂにより高調波横流が許容値以上の場合は大き
く、許容値以下の場合は小さく調整される。よって、並
列運転インバータの交流出力フィルタ用コンデンサと配
線のインピーダンスからなる回路は、高周波領域では制
動的となり、インバータ１Ａとインバータ１Ｂの主回路
構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御方法等が異な
っても、共振現象を起こさずに安定に並列運転を行うこ
とができる。
【００１４】図３はこの発明の他の実施例を示す回路構
成図であって、図３において、図１と対応する部分には
同一符号を付し、その詳細説明は省略する。本実施例で
は変圧器５０３の２次側を交流出力フィルタ用コンデン
サ３Ａに直列に接続する。そして、図１同様インバータ
５００にて発生した信号をリアクトル５０１、コンデン
サ５０２から構成される交流フィルタにてスイッチング
周波数の成分のみ除去し、変圧器５０３を介してインバ
ータ１Ａの交流出力フィルタ用コンデンサ３Ａに供給す
る。その他の動作は図１と同様である。よって、本実施
例でも並列運転インバータの交流出力フィルタ用コンデ
ンサと配線のインピーダンスからなる回路は、高周波領
域では制動的となり、インバータ１Ａとインバータ１Ｂ
の主回路構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御方法
等が異なっても、共振現象を起こさずに安定に並列運転
を行うことができる。
成図であって、図３において、図１と対応する部分には
同一符号を付し、その詳細説明は省略する。本実施例で
は変圧器５０３の２次側を交流出力フィルタ用コンデン
サ３Ａに直列に接続する。そして、図１同様インバータ
５００にて発生した信号をリアクトル５０１、コンデン
サ５０２から構成される交流フィルタにてスイッチング
周波数の成分のみ除去し、変圧器５０３を介してインバ
ータ１Ａの交流出力フィルタ用コンデンサ３Ａに供給す
る。その他の動作は図１と同様である。よって、本実施
例でも並列運転インバータの交流出力フィルタ用コンデ
ンサと配線のインピーダンスからなる回路は、高周波領
域では制動的となり、インバータ１Ａとインバータ１Ｂ
の主回路構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ制御方法
等が異なっても、共振現象を起こさずに安定に並列運転
を行うことができる。
【００１５】図４はこの発明の更に他の実施例を示す回
路構成図であって、図４において、図１と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。本実施
例ではインバータ５００の出力側をリアクトル５０１を
介してリアクトル２Ａとコンデンサ３Ａの接続点に接続
する。又、ＰＷＭ変調回路７０３の前に電流制御回路７
０２Ａを設け、この電流制御回路７０２Ａと高域通過フ
ィルタ７０１との間に減算器８０１を設け、この減算器
８０１の他方の入力端子（負の入力端子）に、インバー
タ５００の出力側に設けられた電流センサ６０２で検出
したインバータ５００の出力電流Ｉ2を供給するように
する。ここでは図１、図３で用いたような実効値検出回
路７０４、低域通過フィルタ７０５及びゲイン選択回路
７０６は不要である。
路構成図であって、図４において、図１と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。本実施
例ではインバータ５００の出力側をリアクトル５０１を
介してリアクトル２Ａとコンデンサ３Ａの接続点に接続
する。又、ＰＷＭ変調回路７０３の前に電流制御回路７
０２Ａを設け、この電流制御回路７０２Ａと高域通過フ
ィルタ７０１との間に減算器８０１を設け、この減算器
８０１の他方の入力端子（負の入力端子）に、インバー
タ５００の出力側に設けられた電流センサ６０２で検出
したインバータ５００の出力電流Ｉ2を供給するように
する。ここでは図１、図３で用いたような実効値検出回
路７０４、低域通過フィルタ７０５及びゲイン選択回路
７０６は不要である。
【００１６】次に、動作について説明する。インバータ
１Ａが分担すべき負荷電流ＩL／２からインバータ１Ａ
の出力電流Ｉ1を減じた信号△Ｉ1を減算器８００で求
め、これを高域通過フィルタ７０１に入力し、△Ｉ1Hを
得る。△Ｉ1Hは上述のごとくインバータ１Ａとインバー
タ１Ｂ間に流れる高調波横流である。△Ｉ1HとＩ2との
差を減算器８０１にて求め、電流制御回路７０２Ａはこ
の差を零とする電圧指令Ｖ＊をＰＷＭ変回路７０３に与
える。ＰＷＭ変調回路７０３は例えば電圧指令Ｖ＊と三
角波とを比較してその交点でインバータ５００をスイッ
チングさせる。インバータ５００は高周波スイッチング
素子で構成され、電流△Ｉ1Hを瞬時に発生し、リアクト
ル５０１を介して、交流出力フィルタ用コンデンサ３Ａ
にこの電流を流す。従って、インバータ５００は、高調
波横流と逆位相の電流を瞬時に交流出力フィルタ用コン
デンサ３Ａに流すように動作するので、コンデンサ３Ａ
には高調波横流が流れなくなる。つまり、コンデンサ間
の共振電流が抑制されるので、インバータ１Ａとインバ
ータ１Ｂの主回路構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ
制御方法等が異なっても、共振現象を起こさずに安定に
並列運転を行うことができる。
１Ａが分担すべき負荷電流ＩL／２からインバータ１Ａ
の出力電流Ｉ1を減じた信号△Ｉ1を減算器８００で求
め、これを高域通過フィルタ７０１に入力し、△Ｉ1Hを
得る。△Ｉ1Hは上述のごとくインバータ１Ａとインバー
タ１Ｂ間に流れる高調波横流である。△Ｉ1HとＩ2との
差を減算器８０１にて求め、電流制御回路７０２Ａはこ
の差を零とする電圧指令Ｖ＊をＰＷＭ変回路７０３に与
える。ＰＷＭ変調回路７０３は例えば電圧指令Ｖ＊と三
角波とを比較してその交点でインバータ５００をスイッ
チングさせる。インバータ５００は高周波スイッチング
素子で構成され、電流△Ｉ1Hを瞬時に発生し、リアクト
ル５０１を介して、交流出力フィルタ用コンデンサ３Ａ
にこの電流を流す。従って、インバータ５００は、高調
波横流と逆位相の電流を瞬時に交流出力フィルタ用コン
デンサ３Ａに流すように動作するので、コンデンサ３Ａ
には高調波横流が流れなくなる。つまり、コンデンサ間
の共振電流が抑制されるので、インバータ１Ａとインバ
ータ１Ｂの主回路構成、主回路定数、直流電圧、ＰＷＭ
制御方法等が異なっても、共振現象を起こさずに安定に
並列運転を行うことができる。
【００１７】尚、上述の各実施例では、複数台のインバ
ータを並列運転する場合について説明したが、電圧波形
が歪んでいる商用電源とインバータを並列運転する場合
でも、上述の並列運転補助用インバータ等を用いること
によって、共振現象を起こさずに安定に運転することが
できる。
ータを並列運転する場合について説明したが、電圧波形
が歪んでいる商用電源とインバータを並列運転する場合
でも、上述の並列運転補助用インバータ等を用いること
によって、共振現象を起こさずに安定に運転することが
できる。
【００１８】
【発明の効果】以上のように第１の発明によれば、第１
および第２のインバータが共通の負荷母線に対し並列運
転し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにお
いて、上記第１および第２のインバータ間に流れる高調
波横流電流を検出する検出手段と、上記高調波横流電流
を入力とする増幅回路のゲインを上記高調波横流電流と
許容値との差に応じて調整する調整手段と、上記増幅回
路の出力信号に応じて電圧を発生する、上記第１および
第２のインバーとは別のインバータとを備え、上記別の
インバータの出力電圧を変圧器を介して上記並列運転イ
ンバータ間に供給するようにしたので、高調波横流電流
を抑制し、共振現象を起こすことなく安定に並列運転を
行えるインバータ装置が得られる効果がある。又、第２
の発明によれば、出力に並列にコンデンサを設けた第１
および第２のインバータが共通の負荷母線に対し並列運
転し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにお
いて、上記第１および第２のインバータ間に流れる高調
波横流電流を検出する検出手段と、上記高調波横流電流
を入力とする増幅回路のゲインを上記高調波横流電流と
許容値との差に応じて調整する調整手段と、上記増幅回
路の出力信号に応じて電圧を発生する、上記第１および
第２のインバーとは別のインバータとを備え、上記別の
インバータの出力電圧を変圧器を介して上記並列運転イ
ンバータに設けられたコンデンサに供給するようにした
ので、高調波横流電流を抑制し、共振現象を起こすこと
なく安定に並列運転を行えるインバータ装置が得られる
効果がある。又、第３の発明によれば、出力に並列にコ
ンデンサを設けた第１および第２のインバータが共通の
負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して供給す
る変換器システムにおいて、上記第１および第２のイン
バータ間に流れる高調波横流電流を検出する検出手段
と、上記第１および第２のインバータとは別の電流制御
ループを有するインバータとを備え、上記高調波横流電
流と逆位相の信号を電流制御ループの指令値として与え
ることにより、高調波横流電流と逆位相の電流を上記別
のインバータが発生し、この電流を上記並列運転インバ
ータに設けられたコンデンサに供給するようにしたの
で、高調波横流電流を抑制し、共振現象を起こすことな
く安定に並列運転を行えるインバータ装置が得られる効
果がある。又、第４の発明によれば、上記第１ないし第
３の発明において、上記第１および第２のインバータの
少なくとも一つが商用電源であるとしたので、電圧波形
が歪んでいる商用電源とインバータの並列運転の場合で
も、高調波横流電流を抑制し、共振現象を起こすことな
く安定に並列運転を行えるインバータ装置が得られる効
果がある。
および第２のインバータが共通の負荷母線に対し並列運
転し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにお
いて、上記第１および第２のインバータ間に流れる高調
波横流電流を検出する検出手段と、上記高調波横流電流
を入力とする増幅回路のゲインを上記高調波横流電流と
許容値との差に応じて調整する調整手段と、上記増幅回
路の出力信号に応じて電圧を発生する、上記第１および
第２のインバーとは別のインバータとを備え、上記別の
インバータの出力電圧を変圧器を介して上記並列運転イ
ンバータ間に供給するようにしたので、高調波横流電流
を抑制し、共振現象を起こすことなく安定に並列運転を
行えるインバータ装置が得られる効果がある。又、第２
の発明によれば、出力に並列にコンデンサを設けた第１
および第２のインバータが共通の負荷母線に対し並列運
転し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにお
いて、上記第１および第２のインバータ間に流れる高調
波横流電流を検出する検出手段と、上記高調波横流電流
を入力とする増幅回路のゲインを上記高調波横流電流と
許容値との差に応じて調整する調整手段と、上記増幅回
路の出力信号に応じて電圧を発生する、上記第１および
第２のインバーとは別のインバータとを備え、上記別の
インバータの出力電圧を変圧器を介して上記並列運転イ
ンバータに設けられたコンデンサに供給するようにした
ので、高調波横流電流を抑制し、共振現象を起こすこと
なく安定に並列運転を行えるインバータ装置が得られる
効果がある。又、第３の発明によれば、出力に並列にコ
ンデンサを設けた第１および第２のインバータが共通の
負荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して供給す
る変換器システムにおいて、上記第１および第２のイン
バータ間に流れる高調波横流電流を検出する検出手段
と、上記第１および第２のインバータとは別の電流制御
ループを有するインバータとを備え、上記高調波横流電
流と逆位相の信号を電流制御ループの指令値として与え
ることにより、高調波横流電流と逆位相の電流を上記別
のインバータが発生し、この電流を上記並列運転インバ
ータに設けられたコンデンサに供給するようにしたの
で、高調波横流電流を抑制し、共振現象を起こすことな
く安定に並列運転を行えるインバータ装置が得られる効
果がある。又、第４の発明によれば、上記第１ないし第
３の発明において、上記第１および第２のインバータの
少なくとも一つが商用電源であるとしたので、電圧波形
が歪んでいる商用電源とインバータの並列運転の場合で
も、高調波横流電流を抑制し、共振現象を起こすことな
く安定に並列運転を行えるインバータ装置が得られる効
果がある。
【図１】この発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】この発明の要部を示す回路構成図である。
【図３】この発明の他の実施例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図４】この発明の更に他の実施例を示す回路構成図で
ある。
ある。
【図５】従来のインバータ装置を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】インバータの並列運転における共振現象を説明
するための回路図である。
するための回路図である。
【図７】インバータの並列運転における共振現象の伝達
関数を説明するための回路図である。
関数を説明するための回路図である。
１Ａ、１Ｂ インバータ ２Ａ、２Ｂ、５０１ リアクトル ３Ａ、３Ｂ、５０２ コンデンサ ５ 負荷母線 ６ 負荷 ５００ 並列運転補助用インバータ ５０３ 変圧器 ６００、６０１、６０２ 電流センサ ７００ 負荷電流検出回路 ７０１ 高域通過フィルタ ７０２ 増幅回路 ７０２Ａ 電流制御回路 ７０３ ＰＷＭ変調回路 ７０４ 実効値検出回路 ７０５ 低域通過フィルタ ７０６ ゲイン選択回路 ８００、８０１ 減算器
Claims (4)
- 【請求項１】 第１および第２のインバータが共通の負
荷母線に対し並列運転し、負荷電力を分担して供給する
変換器システムにおいて、 上記第１および第２のインバータ間に流れる高調波横流
電流を検出する検出手段と、 上記高調波横流電流を入力とする増幅回路のゲインを上
記高調波横流電流と許容値との差に応じて調整する調整
手段と、 上記増幅回路の出力信号に応じて電圧を発生する、上記
第１および第２のインバーとは別のインバータとを備
え、上記別のインバータの出力電圧を変圧器を介して上
記並列運転インバータ間に供給するようにしたことを特
徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 出力に並列にコンデンサを設けた第１お
よび第２のインバータが共通の負荷母線に対し並列運転
し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにおい
て、 上記第１および第２のインバータ間に流れる高調波横流
電流を検出する検出手段と、 上記高調波横流電流を入力とする増幅回路のゲインを上
記高調波横流電流と許容値との差に応じて調整する調整
手段と、 上記増幅回路の出力信号に応じて電圧を発生する、上記
第１および第２のインバーとは別のインバータとを備
え、上記別のインバータの出力電圧を変圧器を介して上
記並列運転インバータに設けられたコンデンサに供給す
るようにしたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 出力に並列にコンデンサを設けた第１お
よび第２のインバータが共通の負荷母線に対し並列運転
し、負荷電力を分担して供給する変換器システムにおい
て、 上記第１および第２のインバータ間に流れる高調波横流
電流を検出する検出手段と、 上記第１および第２のインバータとは別の電流制御ルー
プを有するインバータとを備え、上記高調波横流電流と
逆位相の信号を電流制御ループの指令値として与えるこ
とにより、高調波横流電流と逆位相の電流を上記別のイ
ンバータが発生し、この電流を上記並列運転インバータ
に設けられたコンデンサに供給するようにしたことを特
徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 上記第１および第２のインバータの少な
くとも一つが商用電源である請求項１ないし３のいずれ
かに記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03051150A JP3133772B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03051150A JP3133772B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04289734A JPH04289734A (ja) | 1992-10-14 |
| JP3133772B2 true JP3133772B2 (ja) | 2001-02-13 |
Family
ID=12878790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03051150A Expired - Fee Related JP3133772B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3133772B2 (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63148102A (ja) * | 1986-12-10 | 1988-06-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 回転角検出装置 |
| JPH02179226A (ja) * | 1988-09-21 | 1990-07-12 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置 |
| JPH02241328A (ja) * | 1989-03-14 | 1990-09-26 | Nichicon Corp | 交流フィルタと電力用アクティブフィルタを併用した高調波抑制装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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1991
- 1991-03-15 JP JP03051150A patent/JP3133772B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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