JPS63245268A

JPS63245268A - 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法

Info

Publication number: JPS63245268A
Application number: JP62078605A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1987-03-31
Filing date: 1987-03-31
Publication date: 1988-10-12
Anticipated expiration: 2009-08-24
Also published as: JPH0667200B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）本発明は単相ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器の
制御方法に関する。

（従来の技術）電流形ＰＷＭ変換器は直流側に定電流源（直流リアクト
ル等）を有するもので、大電力トランジスタやゲートタ
ーンオフサイリスタ等の自己消弧素子で構成される電力
変換器をパルス幅変調制御（Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｉｌｌ　ｍ　
’）することにより交流側出力電流を正弦波に近似した
波形に制御することができる。

当該ＰＷＭ変換器を逆変換器（インバータ）として用い
た場合、交流電動機等に可変電圧・可変周波数の正弦波
電流を供給することができる。この結果、トルクリンプ
ルの少ない運転が可能となる。

また、ＰＷＭ変換器を順変換器（コンバータ）として用
いた場合、交流電源から供給される電流を電源電圧と同
相（力率−１）の正弦波（高調波が小）に制御できる利
点がある。

電流形ＰＷＭ変換器では、常に直流電流が流れ続ける経
路を作るように構成素子の点弧信号を与えなければなら
ない。

また、交流側には電流を平滑化させるフィルタ回路（コ
ンデンサ及びリアクトル等）が接続されるが、ＰＷＭ制
御の方法を誤まると、当該フィルタ回路のコンデンサの
電圧を過大なものどじ、変換器を構成する自己消弧素子
の破壊させる危険がある。

第３図は従来の電流形Ｐ　Ｗ　Ｍ変換器の制御方法を説
明するための構成図を示す。ここでは、順変換器（コン
バータ）を例にとって説明する。

図中、ＳＵＰは交流電源、Ｌｐ及びＣｐはフィルタ回路
のりアクドルとコンデンサ、Ｃ０ＮＶは電流形ＰＷＭコ
ンバータ本体、ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷
を示す。

Ｐ　Ｗ　Ｍコンバータ本体Ｃ０ＮＶは、自己消弧素子（
例えば、ゲートターンオフサイリスタ等）８１〜＄４を
単相ブリッジ結線することにより構成されている。

また、制御回路として、直流電流検出器ＣＴｄ、比較器
ｃｄ、電流制御補償回路Ｇｄ（Ｓ）、乗算器Ｍし、加１
１ｆｌＡＤｔ　、ＡＣ３、絶対ｍ＊ｉ回路ＡＢＳ、シュ
ミット回路ＳＨｔ　、ＳＨ２、搬送波発生器ＴＲＧ、排
他論理和回路ＥＸＯＲが用意されている。

ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶは直流電流Ｉｄがほぼ一定に
なるように電ｒＡｓｕｐから供給される電流Ｉｓを制御
する。このとき電流Ｉｓが電源電圧Ｖｓと同相の正弦波
になるように制御し、入力力率＝１で高調波の少ない変
換器としている。

まず、電流検出器ＣＴｄにより、直流電流１ｄを検出し
比較器Ｃｄに入力する。比較器Ｃｄでは、上記検出値１
ｄと指令値１ｄ”を比較し、偏差εｄ−１ｄ’−Ｉｄを
求め、次の電流制御補償回路Ｇｄ（ｓ＞に入力する。電
流制御補償回路Ｇｄ（Ｓ）は比例あるいは積分要素等か
らなり、前記偏差εｄを増幅する。ここでは比例要素の
みとしＱｄ　　（Ｓ　）−Ｋｄとして説明する。Ｇ（１
（Ｓ）の出力信号Ｉ　Ｓｍ　−Ｋ　ｄ　・εｄは電ａ電
流Ｉｓの波高値指令となるもので１次の乗算器ＭＬによ
り電源電圧Ｖ　ｓ　＝　Ｖ　５ｉｌｌ−３！ｎω℃に同
期した単位正弦波ｓｉｎω【と掛は合わせられる。

故に乗算器Ｍ　Ｌの出力）ｓ％は次式のように表わされ
る。

！ｓ　　’　−１ｓｒａ−ｓｉｎ　（Ｊ）ｔ　　　　　
　　・・・（１）当該″ＩＩ電流指令値Ｉｓ’は、加算
器ＡＤＩに入力され、平滑コンデンサＣＦに流れる電流
Ｉ　ｃａｐに相当する値１　ｃａｐ″を引き禅すること
により、コンバータＣ０ＮＶの入力電流Ｉ。の指令値■
。′を得る。

当該指令値Ｉｃ′４に基づいて、パルス幅変調制御する
ことにより、■。＝Ｉｃ”とし、結果的に、７Ａ　Ｒ電
′ａＩ　ｓを前記指令ｆＩＩＩＩ　ｓ　’に一致させる
ことができる。

Ｉｄ　’　＞　Ｉｄの場合、偏差εｄは正の値となり、
電源電流Ｉ　！；　−＃　Ｉ　ｓ’を増大させる。故に
電源Ｓ　Ｕ　Ｐから供給される有効電力Ｐｓ−Ｖｓ−１
ｓが増加し、その分直流リアクトルｌ　ｄの蓄積エネル
ギー（１／　２）　Ｌｄ　Ｉｃｌ　２　Ｉｍｐｓ　・ｔ
を増加させ、結果的に、直流電流７ｄを増大させる。逆
に１１１’　＜　Ｉｄとなった場合、偏差εｄは負の値
となり、有効ミノＩＰｓも負の値となる。故に、直流リ
アクトル１−ｄに蓄積されていたエネルギーが電源ＳＵ
Ｐに回生され、直流電流１ｄが減少する。

すなわち、Ｉｍ＝Ｉｄ’となるように制御される。

第４図は、従来のＰＷＭ制御法を示すタイムチャート図
である。

コンバータの入力電流指令値Ｉ。′が正の値か負の値か
によって、正側の２つの素子Ｓ１及びＳ２のオン、オフ
を決定し、負側の２つの素子Ｓ３．３４によってＰＷＭ
制御している。

すなわち、指令値Ｉｃ″をシュミット回路ＳＨ１に入力
しＩ。′≧Ｏのときｇｆ　＝“１′°、Ｉｃ　”　＜Ｑ
のときｇ１＝゛ｏ″の信号を出力する。

このゲート信号Ｑ１が“１°°のとき素子Ｓ１をオン、
素子Ｓ２をオフにし、ｇｌが０”のとき素子Ｓ１をオフ
、素子Ｓ２をオンにする。

また、素子８３．８４のゲート信号は次のようにして与
えられる。

まず、指令値１ｃ″を絶対ｌｌｉ′ｉ演譚回路ＡＢＳに
入力し、１１゜′Ｉを求める。

また、搬送波発生器ＴＲＧは、第４図の三角波Ｘを発生
する。三角波Ｘは常に正の値となる。加算器Ａ、　Ｄ　
２は、上記ＡＢＳの出力信号＋ＩＣ’１と三角波Ｘの差
をとりシュミット回路ＳＨ２によって次の信号ｇ２を得
る。

１１ｃ’ｌ　　ＸとＯのとき、＋７２　＝　”　１°′
Ｉ　Ｉｃ’　ｌ−Ｘ＜Ｏのとき、！Ｊ２−”Ｏ”シュミ
ット回路ＳＨ２の出力信号ｇ２と前記シュミット回路Ｓ
Ｈ１の出力信号ｇ１を排他的論理演算回路ＥＸＯＲに入
力し、ゲート信号　０２−を得る。すなわち、Ｑｌ−“１′°で（１２＝“１″のとき、２−＝ｔｉｌ
ｌ１ｇｔ＝”１”で０２−ＯＩＴのとき０２−一“０パ９ニー°“Ｏ゛でｇ２　＝　”　１　”のとき９２′＝
ＴＴ　　ＯＩＴｇｌ−０′°でｇ２　＝“０′°のときり２−−”１” となる。第４図にゲート信号Ｑ１．（Ｉ２−を示す。

ゲート信号　ｇ２′が“１″のとぎ素子Ｓ３をオフ、素
子Ｓ４をオンにし、ｇ２−が“０″のとき、素子Ｓ３を
オン、素子Ｓ４をオフにする。

この結果、Ｉｃ’と一〇のときｌ　Ｉｃ　’　Ｉ、と−
Ｘならば、素子Ｓ１と８４がオンし、素子Ｓ２と８３は
オフとなる。故に直流電流Ｊｄは素子Ｓ４→電源ＳＵＰ
→交流リアクトルＬＦ→素子Ｓ１→直流リアクトルｌ−
ｄ→負負荷ＯＡＤの経路と、素子Ｓ４→コンデンサＣＦ
→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負荷の経路を流れ、
Ｉｃ＝Ｉｄとなる。

また、Ｉｃ’≧Ｏのとき、ｌｌｃ”ｌ＜Ｘとなった場合
、素子Ｓ１と８３がオンし、素子Ｓ２と８４はオフとな
る。故に直流電流１ｄは、素子Ｓ３→素子Ｓ１→直流リ
アクトルｌｄ→負荷ＬＯＡＤの経路を流れ、還流モード
となる。従って■。＝０となる。

また、Ｉｃ　’　＜ＯのときＩＴｃ’ｌ＞Ｘとなった場
合、素子＄２と８３がオンし、素子Ｓ１と８４がオフす
る。故にＩｄは、素子Ｓ３→交流リアクトルＬＦ→電ｍ
８ＵＰ→素子Ｓ２→直流リアクトルｌ−ｄ→負負荷経路
と、素子３３→コンデンサＣｐ→素子Ｓ２→直流リアク
トルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路に流れ、Ｉｃ−１６とな
る。

さらに、ＩＣＩ４〈Ｏのとき、ｌＩｃ’ｌ＜Ｘとなった
場合、素子Ｓ２と８４がオンし、素子Ｓ１と８３がオフ
する。故に、直流電流Ｉｄは、素子Ｓ４→素子Ｓ２→直
流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路を流れ、ｌｏ−
０となる。

従って、コンバータの入力電流！。は第４図に示すよう
な値となる。その平均値（破線で示す）は、入力電流指
令値■。′に比例した値となる。

（発明が解決しようとする問題点）上記従来の電流形ＰＷＭ変換器の制御方法は、単相ブリ
ッジ結線された電流形変換器に限られず、三相グレーツ
接続く三相ブリッジ接続〉された電流形変換器の制御法
としても同様に適用できる利点がある。

しかし、前記電流指令値１ｃ”が正の値か、負の値かに
よって素子Ｓ１と８２のオン、オフを決定しているため
、当該指令値■。′の値が小さい場合、そのリップル分
によって、ひんばんにゲート信号　ｇｌが変化し、良好
なＰＷＭ制御を行なうことができなくなる欠点がある。

また、交流側のフィルタ回路のコンデンサＣＦやりアク
ドルＬＦの値は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数が、高けれ
ば、小さな値にすることが可能であるが、大電力トラン
ジスタやゲートターンオフサイリスタ等では、高々１ｋ
Ｈｚ程度が限度となり、ＣｐＪｃ′３Ｌｐも大きな値の
ものが必要となっていた。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、単相
ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器に対し、電流指
令値Ｉｃ’の零りＯス点を用いることなぐＰＷＭ制御を
行ない、しかも、コンバータの入力電流（インバータの
出力電流）Ｉｃの制御周波数がＰＷＭ制御の搬送波周波
数の２倍となるように制御できる電流形ＰＷＭ変換器の
制御方法を提供することを目的とする。

［発明の構成］（問題点を解決するための手段）以上の目的を達成するために、本発明は、４つの自己消
弧素子Ｓ１〜Ｓ４によって、単相ブリッジ結線された゛
心流形ＰＷＭ変換器において、位相が１８０°ずれた２
つの搬送波信号Ｘ、Ｙを用意し、パルス幅変調制御（Ｐ
ＷＭ制御）の入力信号Ｉｃ′と一方の搬送波Ｘとを比較
し、その結果に基ずいて前に！変換器の正側の２つの素
子Ｓ！及びＳｌにゲー（−信号を与え、また、前記入力
信号ｌｃＭと他の搬送波Ｙとを比較し、その結果に基づ
いて、前記変換器の負側の２つの素子Ｓ３及びＳ４のゲ
ート信号を与えるようにして制御している。

（作　用）すなわち、変換器の正側の２つの素子Ｓ１と８２を対に
し、どちらか一方がオン状態になるようにし、また、負
側の２つの素子Ｓ３と８４を対にし、これもどちらか一
方が必ずオン状態になように制御する。従って、直流リ
アクトルＬｄに流れる電流１ｄが必ずどれか２つの素子
（例えば、ＳｌとＳ４また、Ｓｌと８３等）を通って流
れるようになる。また、正側の２つの素子Ｓ１と８２の
ゲート信号と負側の２つの素子Ｓ３と８４のゲート信号
の位相が１８０°だけずれているため、変換器の交流側
の入力電流（インバータの場合、出力電流）Ｉｃの制御
周波数は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数の２倍となり、そ
の分、フィルタ回路のりアクドルやコンデンサの値を小
さくすることができる。

また、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉ。′の零クロス点を用い
ないで制御しているため、小さな入力信号のときも問題
なく制御できる。

（実施例）第１図は本発明の電流形ＰＷＭ変換器の実施例を示す構
成図である。

図中、５ＩＪＰは交流１！源、ＬＦ及びＣＦはフィルタ
回路のりアクドルとコンデンサ、Ｃ０ＮＶは。

ＰＷＭコンバータ本体、ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡ
Ｄは負荷である。

ＰＷＭコンバータ本体Ｃ０ＮＶは、４つの自己消弧素子
（大電力トランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ等
）８１〜Ｓ４で構成され、単相ブリッジ結線されている
。

また、制御回路として、直流電流検出！！ＩＣＴｄ　。

比較器Ｃｄ、電流制御補償回路Ｇｄ（Ｓ）、乗算器ＭＬ
、加算器ＡＤＩ〜ＡＤ３、搬送波発生器ＴＲＧ、シュミ
ット回路ＳＨ１，８Ｈ２が用意されている。

Ｐ　Ｗ　ＭコンバータＣ０ＮＶは直流電流１ｄがほぼ一
定になるように電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓを制
御する。このとき′ｉＩｔ流Ｉ５流電５電圧■５と同相
の正弦波になるように制御し、入力力率＝−１で高調波
の少ない変換器としている。

Ｐ　Ｗ　Ｍ　Ｍ　ＩＩＩの入力信号１ｄ”を得るまでの
説明は第３図で行った説明と同じなので詳細する。ここ
では、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ＩＩＮＩ　１０動作に焦点を合わせ
て説明する。

第２図は第１図の装置のＰ　Ｗ　Ｍ　ＩＩ　ｉｌｌ　８
作を説明するためのタイムチャート図で、Ｘ、Ｙは、搬
送波発生器ＴＲＧから出力される搬送波信号、［ｏ′は
、前記入力信号、Ｃｌｌ、０２は、ゲート信号、Ｉｃは
、コンバータの入力電流波形を各々示す。

三角波Ｘに対して、三角波Ｙは、位相が１８０゜ずれて
いる。また、Ｘ、Ｙは、正及び負の値に振れている。

加算器ＡＤ２及びシュミット回路ＳＨｔによってゲート
信号　９五を作る。すなわち、Ｉｃ　”−Ｘ＞Ｏのとき
Ｑｔ−’１” Ｉｃ　”−Ｘ＜０（１）トキＩＪＩ　−”Ｏ”となる。

また、このゲート信号　ｇｌによって、素子Ｓ１と８２
をオン、オフさせる。すなわち、Ｑ！−“１″のとき、
Ｓｌ　ニオン、Ｓ２二オフｇ１−“０″のとき、Ｓｌ　
＝オフ、Ｓｌ：オンとなる。

また、加算器ＡＤ３及びシュミット回路ＳＨ２によって
ゲート信号　ｇ２を作る。すなわち、Ｉｃ″−Ｙ＞Ｏの
とき、（１，２＝　”　１　”Ｉｃ’Ｙ＜Ｏのとき、Ω
２−０″ となる。このゲート信号　ｇ２によって素子Ｓ３と８４
をオン、オフさせる。すなわち、ｇ２−　”　１”のと
きＳ３　：オフ、Ｓ４　：オフｇ２−″Ｏ”のときＳ３
　：オン、Ｓ４　：オフとなる。

この結果、Ｐ　Ｗ　Ｍ　１ｌｉＩＩ　ｍ入力信号！ｃ′
が搬送波Ｘより大きく、かつ搬送波Ｙよりも大きい場合
、素子　Ｓｌと＄４がオン、Ｓｌと８３がオフとなり、
直流電ｌｉｄは、素子Ｓ４→電源ＳＵＰ→リアクトルＬ
Ｆ→素子Ｓ１→直流リアクトルＬｄ→負荷　ＬＯＡＤの
経路と、素子Ｓ４→コンデンサＣｐ→素子Ｓ１→直流リ
アクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤの経路を流れる。故にコン
バータの入力電流■。は、Ｉｃ−１ｄとなる。

また、入力信号Ｉ。Ｈが搬送波Ｘより小さく、かつ搬送
波Ｙよりも小さい場合、素子Ｓ２と８３がオンし、素子
Ｓ１と８４がオフする。従って、直流電流Ｉｄは、素子
Ｓ３→リアクトルＬＦ→電ｔｌ！ＳＵＢ→素子Ｓ２→直
流リアクトルｌ−ｄ→負負ＬＯＡＤの経路と、素子Ｓ３
→コンデンサＣｐ→素子Ｓ２→直流リアクトルｌ−ｄ→
負″荷ＬＯＡＤの経路に流れる。故に入力電流はＩｃ＝
　　Ｉｄとなる。

また、Ｘ≦−Ｉｃ′〈Ｙの場合、素子８１と８３がオン
、素子Ｓ２と８４がオフとなり、直流電流Ｉｄは素子Ｓ
３→素子Ｓ１→直流リアクトルｌ−ｄ→負負ＬＯＡＤの
経路に流れ、還流モードとなる。

故にＩｃ　＝Ｏとなる。

同様に、Ｙ≦−■。′＜×の場合、素子Ｓ２と８４がオ
ン、素子Ｓ１と８３がオフとなり、直流Ｉｔ流１ｄは、
素子Ｓ４→素子Ｓ２→ｉｉ！［流リアクトルｌ−ｄ→負
荷ＬＯＡＤの経路に流れ、やはり還流モードとなる。故
にＩｃ　＝Ｏとなる。

以上のようにして、入力電流Ｉ０が決定され、その制御
周波数は第２図に示したように搬送波周波数ｆｃ　　（
素子のスイッチング周波数）の２倍になる。

Ｉｃの平均値（破線で示す）は、ＰＷＭＩＪＩＩの入力
信号１ｃ″に比例した値となる。すなわち、Ｉｃ’が大
きくなると、素子Ｓ１と８４のオン期間が長くなり、入
力電流■。は増大し、■Ｃ′が小さくなり、零に近ずく
と、還流モードの期間が増加して、Ｉｃ”＝０となる。

またＩｃ”の値が負の値で大きくなると、素子Ｓ２と８
３のオン期間が長くなり、入力電流１ｃは負の値で大き
くなる。

このように本発明の電流形ＰＷＭ変挽器の制御方法によ
れば、ＰＷＭ制御の入力信号Ｉｃ′が小さくなっても何
ら問題なくｌ！Ｊｔ［ｌされ、かつコンバータの入力電
流１ｃの制御周波数は搬送波周波数ｆｃの２倍となり、
その分フィルタ回路のコンデンサやりアクドルの値を小
さくすることが可能となる。

以上のことは、電流形ＰＷＭインバータでも同様に可能
であることは言うまでもない。

［発明の効果］以上のように本発明のｉｌｌ形ＰＷＭ変換器の制御方法
によれば、ＰＷＭ制御の入力信号１ｃの零クロス点を用
いることなくゲート信号を作っているため、当該入力信
号Ｉｃ’が小さな値となった場合でも、良好なＰＷＭ制
御を行うことができる。また、変換器の交流側電流１ｃ
の制御周波数は、搬送波周波数ｆ。（素子のスイッチン
グ周波数）の２倍となり、その分だけ、フィルタ回路の
コンデンサＣＦやリアクトルしＦの値を小さくすること
ができる。従ってスイッチング周波数に限界のある大電
力トランジスタやゲートターンオフサイリスタを用いる
システムには特に効果を発揮するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電流形ＰＷＭ変換器の実施例を示す構
成図、第２図は第１図の装置の動作を説明するためのタ
イムチャート図、第３図は、従来の装置の構成図、第４
図は第３図の装置の動作を説明するためのタイムチャー
ト図である。ＳＵＰ・・・交流電源、ＬＦ・・・フィルタ回路のりア
クドル、ＣＦ・・・フィルタ回路のコンデンサ、Ｃ０Ｎ
Ｖ・・・電流形ＰＷＭ変換器本体、ｌ−ｄ・・・直流リ
アクトル、ＬＯＡＤ・・・負荷、Ｓ１〜Ｓ４・・・自己
消弧素子、ＣＴｄ・・・直流電流検出器、ｃｄ・・・比
較器、Ｇ（ｊ（Ｓ）・・・電流制御補償回路、ＭＬ・・
・乗算器、ＡＤＺ〜ＡＤ９・・・加算器、ＴＲＧ・・・
搬送波発生器、ＳＨｌ、ＳＨ２・・・シュミット回路。

Claims

【特許請求の範囲】

４つの自己消弧素子Ｓ＿１〜Ｓ＿４によって単相ブリッ
ジ結線された電流形ＰＷＭ変換器において、位相が１８
０°ずれた２つの搬送波信号Ｘ、Ｙを用意し、パルス幅
変調制御（ＰＷＭ制御）の入力信号Ｉ＿ｃ＾＊と一方の
搬送波Ｘとを比較し、その結果に基づいて前記変換器の
正側の２つの素子Ｓ＿１及びＳ＿２にゲート信号を与え
、また、前記入力信号Ｉ＿ｃ＾＊と他方の搬送波Ｙとを
比較し、その結果に基づいて前記変換器の負側の２つの
素子Ｓ＿３及びＳ＿４にゲート信号を与えるようにした
ことを特徴とする電流形ＰＷＭ変換器の制御方法。