JPS63174566A - 電流形ｐｗｍ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、多相出力の電流形ＰＷＭ変換装置に関する。

（従来の技術） 電流形ＰＷＭ変換器は直流側に定電流源（直流リアクト
ル等）を有するもので、大電力トランジスタやゲートタ
ーンオフサイリスタ等の自己消弧素子で構成される電力
変換器をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）することによ
り、交流側出力電流を正弦波に近似した波形に制御する
ことができる。

当該ＰＷＭ変換器を逆変換器（インバータ）として用い
た場合、交流電動機等の負荷に可変電圧、可変周波数の
正弦波電流を供給することができ、トルクリップルの少
ない運転が可能となる。またＰＷＭ変換器を順変換器（
コンバータ）として用いた場合、交流電源から供給され
る電流を電Ｓ電圧と同相（力率＝１）の正弦波（高調波
が小）に制御できる利点がある。

また最近では、アクティブフィルタ等にも電流形ＰＷＭ
変換器を用いているところもある。

第４図は従来の電流形ＰＷＭ変換装置の主回路構成図を
示す、ここでは順変換器（コンバータ）を例にとって説
明する。

図中、ＳＵＰは交流電源、ＣＡＰはフィルタコンデンサ
、Ｃ０ＮｖはＰＷＭコンバータ本体、Ｌｄは直流リアク
トル、ＬＯＡＤは負荷を表わす。

ＰＷＭコンバータ本体は、自己消弧素子（大電力トラン
ジスタ、ゲートターンオフサイリスタ等）Ｓ１〜Ｓ、で
構成されており、３相グレーツ結線（３相ブリツジ接続
）されている。

第５図は、第４図のＰＷＭコンバータの基本動作波形を
示すもので、ＶＲ，ＶＳ、　Ｖ↑は電源電圧、７１〜グ
、は第　図の素子Ｓ１〜Ｓ、のゲート信号、ＩＣ１ｆ　
。

ＩｅＳ、ＩＣＴはコンバータの入力電流波形を表わす。

例えば、ゲート信号グ、で、期間Ｉ、■、■のパルスは
電源電流ＩＳＲ，Ｉ３３．　ＩＳＴを正弦波化するため
のパターンで、期間Ｖのパルスは直流電圧制御のための
短絡パルスである。この正弦波パターンと短絡パルスの
作り方は後で詳細に述べる。

期間Ｉで素子Ｓ、は常時オンしている一方、素子Ｓ、は
図示のように短絡パルスに従ってオン、オフする。素子
Ｓ２がオンすると直流短絡状態になり、この時、直流電
圧■６及び各相のコンバータ入力電流ＩｅＲ，Ｉａｓ、
ＩＣＴの瞬時値は零になる。従って、直流電圧Ｖｄはパ
ルス状の電圧になるが、直流電流Ｉｄは直流リアクトル
しｄによって平滑化され脈動の少ない電流となる。また
、コンバータの各相入力電流ｘｃ、、　Ｉｃｅ、　■ｃ
丁は、パルス幅が正弦波状に分布した電流となり、高調
波成分がフィルタコンデンサＣＡＰに吸収され、電源電
流Ｉ３Ｒ，ＩＳ３、■３アは正弦波となる。

次に第５図の期間Ｉを例にとって、各パターンの作り方
を第６図によって説明する。

ＰＷＭ制御のための正弦波パターングエは、振幅Ａの三
角波Ｉと振幅Ｂの直線θ１を比較して得ている。ｅ１≧
工のときｔｘ＝“１”、ｅｌ（工のとき９エ＝“０”と
する。

直流電圧制御のための短絡パルス９ｓは周期が各動作期
間ごとに異なる振幅ｙ　ｗａｘの不等周期三角波νと、
直流電流工、の制御に応じた指令値ｅ２との比較により
得ている。この不等周期三角波νは正弦波パターンパル
スｇＩの立上り、立下りに同期した三角波である。この
ため、周期が各動作ごとに異なってくる。短絡パルスゲ
ｓは、ｅ、≧ν　のとき９ｓ＝“Ｏ″、ｅｘ　＜　ｙの
ときｔ　ｓ＝＝　４１１”となる。

さらに、ｔｓ（ｔｓの反転値）とグエの論理積をとり、
素子Ｓ１のゲート信号グ、とし、ｔｓと＃ｘＣｔｘの反
転値）の論理積をとり、素子Ｓ２のゲート信号りとして
いる。素子Ｓ、のゲート信号りは短絡パルスゲｓをその
まま用いる０期間工では滲、＝“１”となり、ｔａ＝“
０”、発、＝“０′となる。

第６図で、指令値ｅ２を大きくすると、短絡パルスゲ。

の幅が短くなり、直流短絡期間すなわち直流電圧Ｖｄ＝
Ｏの期間が短くなる。この結果、Ｖｄの平均値が増加す
る。逆に０２を小さくすると、短絡パルスゲ、の幅が広
くなり、Ｖｄ＝Ｏの期間が長くなる。故に■６の平均値
は減少する。このように８３を変えることにより直流電
圧Ｖｄの平均値を制御することができ、直流電流Ｉ、の
値を制御することができるようになる。

動作期間■〜■においても同様の動作を繰り返す。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の電流形ＰＷＭ変換装置は、主回路構成が簡単
であるため、入力力率を１に制御するＰＷＭコンバータ
や、交流電動機等に可変電圧可変周波数の正弦波電流を
供給するＰＷＭインバータに用いられている。

しかしながら、電圧形ＰＷＭ変換装置と異なり、前述の
ように、ＰＷＭ制御の動作が複雑となる欠点がある。特
にコンバータＣ０ＮＶの入力電流Ｉ（１、ＩＣ３，ＩＣ
Ｔを任意の波形に制御する場合はさらに複雑となり、制
御法を根本から変えなければならなくなる。

電流形ＰＷＭ変換器は、自己消弧素子をターンオフさせ
たとき、交流側のりアクドル分のエネルギーを全てフィ
ルタコンデンサＣＡＰが負担することになる。コンデン
サＣＡＰの容量はできるだけ小さな値に選ばれるので、
ＰＷＭ制御の動作を誤まると、瞬時に過電圧がコンデン
サＣＡＰに印加され、コンデンサＣＡＰに限らずコンバ
ータの構成素子８１〜Ｓ、まで破壊してしまう危険があ
る。

従って、ＰＷＭ制御動作はできるだけ簡単な方が望まし
く、誤動作もそれだけ取除くことが可能となる。この点
、従来の装置では問題が残る。

また、大容量の変換器では大電力トランジスタやゲート
ターンオフサイリスタが用いられるがそのスイッチング
周波数は高々１ｋＨｚ程度が限度であり、それ以上の周
波数ではスイッチング損失の増大を招き冷却装置もぼう
大なものとなる。従ってＰＷＭ制御の搬送波周波数もあ
まり高くとることはできず、交流側のフィルタ回路や直
流リアクトルの容量の増大を招くことになる。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので。

ＰＷＭ制御の動作を簡単にし、かつ変換器の交流側の電
流の制御周波数を実質的に、ＰＷＭ制御の搬送波周波数
の２倍に高められるようにした電流形多相ＰＷＭ変換装
置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために本発明は、直流電流′ｇ（
直流リアクトル等）と当該直流電流源に対して、複数台
直列接続された単相ブリッジ結線の電流形ＰＷＭ変換器
と、当該複数台の変換器の交流側端子に接続された複数
台のフィルタ回路と、当該フィルタ回路を介して各相毎
に絶縁して接続される交流負荷あるいは交流電源とから
電流形多相ＰＷＭ変換装置を構成している。

（作　　用） すなわち、相数台だけ単相ブリッジ結線された電流形Ｐ
ＷＭ変換器を用意し、当該変換器を直流側で直列接続し
直流電流源に接続する。また、各相変換器の交流側は、
絶縁トランス等で各相毎に絶縁し、フィルタ回路を接続
する。これにより各相変換器は、はぼ独立して制御する
ことが可能となり他の相の変換器の制御の影響を受けな
くなる。

各相の電流形ＰＷＭ変換器は、４つの自己消弧素子（大
電力トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等）に
よって単相全波ブリッジ結線され。

正側２つの素子Ｓ１とＳ、を対とし、また負側２つの素
子Ｓ、と８４を対とし、ＰＷＭ制御の搬送波又とその反
転値Ｙ；丁を用いて、各々制御する。この結果、各相変
換器の交流側の制御電流は、上記搬送波周波数の２倍で
制御され、実質的な制御周波数を高めることが可能とな
る。これにより、フィルタ回路の容量や直流リアクトル
の値が小さくなり経済的なシステムが達成できる。

（実　施　例） 第１ＷＩは本発明の電流形ＰＷＭ変換装置の実施例を示
す主回路構成図である。

図中、Ｕ、Ｖ、Ｗは３相交流電源端子、Ｔｒｕ、ＴｒＶ
、ＴｒＶは電源トランス、ｔ、ｕ、ＬＶ、　ｔ、ｗはフ
ィルタリアクトル、Ｃυ、ｃｖ、　Ｃｗはフィルタコン
デンサ、Ｃ０ＮＶは３摺電流形ＰＷＭ：＋ンバータ本体
、Ｌｄは直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷を表わす。

ＰＷＭコンバータ本体Ｃ０ＮＶは、単相ブリッジ結線さ
れた各相コンバータ５ｓ−ｕ、　５ｓ−ｖ、　５ｓ−ｖ
カらなる。Ｕ相コンバータ５Ｓ−Ｕは自己消弧素子（大
電力トランジスタあるいはゲートターンオフサイリスタ
等）８１１〜ｓｕｎで構成されている。■相、Ｗ相ノコ
ンハータも同様である。各相コンバータ５ｓ−ｕ、　５
ｓ−ｖ、５ｓ−ｖは直流側で直列接続されている。

また各相コンバータの交流側は電源トランスＴｒＵ、Ｔ
ｒＶ及びＴｒｖによって絶縁されている。

ここでは直流電流Ｉｄがほぼ一定になるように入力電流
Ｉυ、　ＩＶｅ　ｘｖを制御している。このとき、当該
直流電流源。、　ＩＶ、ｘｖは電源電圧Ｖυ、ｖｖ、　
Ｖｖと同相の正弦波になるように制御し、入力力率＝１
で、高調波の少ない変換器としている。

第２図は、第１図の装置の制御回路部の構成を示すもの
である。

図中、ｃｄは比較器、　ａ、ｔ（Ｓ）は、電流制御補償
回路１ＭＬυ、ＭＬＶ、　Ｍｔ、ｖは乗算器、Ａ１〜Ａ
、は加算器、ＳＨ，〜ＳＨ，はシュミット回路、ＴＲＧ
は搬送波（三角波）発生器である。なお、第１図のＣＴ
ｄは直流電流検出量を示す。

以下、その制御動作を説明する。

まず、電流検出器ＣＴｄにより直流電流工、を検出し、
比較器ｃｄに入力する。比較器Ｃ６では、上記検出値工
、と指令値工１をを比較し、偏差ε、＝エニーＩ、を求
め、次の電流制御補償回路Ｇｄ（Ｓ）に入力する。

Ｇｄ（Ｓ）は比例あるいは積分要素等からなり前記偏差
ｔｄを増幅する。ここでは比例要素のみとし、Ｇｎ（Ｓ
）＝Ｋｄとして説明する。　Ｇｄ（Ｓ）の出方信号Ｉｍ
＝に、・Ｃ６は１！源電流工υ、ＩＶ、ＸＶの波高値指
令となるもので１乗算［ＭＬ、Ｊ、　ＭＬｙ、　ＭＬｙ
４．−　Ｊ：　’Ｊ　を源電、ＥＶｕ、Ｖｖ、　Ｖｗに
同期した単位正弦波φυ、φＶ、φＶと掛は算される。

当該単位正弦波φυ、φＶ、φＶは次式のように表わさ
れる。

φυ＝　ｓｉｎωｔ　　　　　　　　　　　　・・・　
■φｖ＝ｓｉｎ（ωｔ−：’ｃ／３）　　　　　　　　
・・’　　■φｙ＝ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）　　　　
　　　　−■故に、乗算器ＭＬＵ、ＭＬＶ、　Ｍｔ、ｖ
の出力ｘｆｆｌ、ｒｃ、エロは次式のようになる。

Ｉυ＝＝Ｉ＋　・ｓｉｎωｔ　　　　　　　　　　　−
＠）ＩＱ＝Ｉｍ・５ｉｎ（ωｔ−２ｚ／３）　　　　　
　　−■工ζ＝工■・ｓｉｎ　（ωｔ＋２π／３）　　
　　　　　・・・　■工ご、工３、工ζは電源電流■υ
、　Ｉｖ、　Ｉｗの指令値に相当するものである。

Ｕ相の電源電流指令値工♂は加算器Ａ１に入力され、第
１図のフィルタコンデンサＣｕに流れる進み電流■。ａ
ｐ−υに相当する値Ｉｅａｐ−υを引き算することによ
り、Ｕ相コンバータ５Ｓ−Ｕの入力電流ＩＣυの指令値
１九を得る。この指令値工３υがＰＷＭ制御の入力信号
ｅＬユとなる。

６　Ｌ１＝Ｉ：Ｕ＝Ｉｊ−Ｉ：ａＰ−〇　　　　　　　
・・・　■同様にＶ相、Ｗ相のＰＷＭ制御入力信号ｅ。

及び６１ｉは次のようになる。

ａｌｌ＝ＩぎＶ＝Ｉ塁−工２、−ν　　　　　　・・・
　■ｅ　ｉｓ　＝　Ｉ裏ｖ　＝　ＩＣＩ：ａｐ−ｖ　　
　　　　　’・・　■ＰＷＭ制御動作は後に詳しく説明
するが、各相コンバータの入力電流ＩＣυ、ＩＣＶ、　
ＩＣＶは、前記ＰＷＭ制御入力信号ｅｔａ、（３１、ｅ
Ｌｓに各々比例した値となる。故に各相コンバータの入
力電流Ｉｃυ、ＩＣＶ、工ｅｗは、各々前記指令値エキ
υ、Ｉ：Ｖ、Ｉｃｙに等しく制御され、結果的に各相電
源電流Ｉυ、ＩＶ、　Ｉｖを前記電源電流指令値工σ、
ｘ５．　ＩＣに一致させることができる。

Ｉ：＞Ｉａの場合、偏差底、は正の値となり、電源電流
の波高値指令工１を増大させる。故に電源から供給され
る有効電力 Ｐ３＝Ｖｇ　’　ＩＵ＋ＶＶ　”　Ｉｙ＋Ｖｙ　”　Ｉ
ｗＶ■：電源電圧波高値 を増加させ、その分直流リアクトルしｄの蓄積エネルギ
ー（１／２）Ｌｄ・Ｉ、”＝Ｐｓ−ｔを増大させる。従
って直流電流工、が増加し、Ｉｄ＆ｒＩＨとなるように
制御される。

逆に、ＩＭ＜Ｉｄとなった場合、偏差Ｃ１は負の値とな
り、有効電力Ｐ３も負の値となる。故に直流リアクトル
しｄに蓄積されていたエネルギーが電源に回生され、直
流電流工、が減少する。やはり、最終的にＩｄ＆ＦＩ：
となって落ち着く。

次にパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）動作を説明する。

ここではＵ相コンバータ５Ｓ−Ｕを例にとって説明する
。

第３図は第１図のＵ相コンバータ５Ｓ−ＵのＰＷＭ制御
動作を説明するためのタイムチャート図で、Ｘ、Ｙは搬
送波発生器ＴＲＧから出力される搬送波信号、ｅｉ□は
前記制御入力信号、＃１１．＃ｔ□はゲート信号、ＩＣ
Ｕはコンバータ５Ｓ−Ｕの入力電流波形を示す。

搬送波ＹはＸに対して位相が１８０°ずれている。

Ｘ及びＹは各々第２図の加算器Ａよ、Ａ、に入力される
。

第２図の加算器Ａ２及びシュミット回路ＳＨ１によって
、ゲート信号ｇ１１を作る。すなわち、ｓ、１１−Ｘ≧
０のとき％　＃ｔｔ＝“１”Ｓｉｘ　−Ｘ　＜　Ｏのと
き、グ、１＝“０”となる、また、このゲート信号グ、
□によってＵ相コンバータ５Ｓ−Ｕの素子Ｓ、□とＳ１
２をオン、オフさせる。すなわち、 滲、１＝“１”のとき　Ｓｌ、：オン、Ｓ１□ニオフグ
１１＝“０“のとき　Ｓ１１：オフ、Ｓ１□：オンとな
る。

また、加算器Ａ８及びシュミット回路ＳＮ、によってゲ
ート信号ｔ１ｓを作る。すなわち、６１ｚ　　Ｙ≧０の
とき　り８．＝“１”ａｌｔ　−Ｙ　＜　Ｏのとき　％
、、＝”Ｑ”となる、このゲート信号ｇ２□によって、
Ｕ相コンバータ５Ｓ−Ｕの素子Ｓｔ３とＳ１４をオン、
オフさせる。

すなわち、 ｔｏ＝“１”のとき　Ｓｌ：オフ、Ｓ４：オング、＝“
０”のとき　Ｓｌ：オン、Ｓ４：オフとなる。

この結果、ＰＷＭ＠御入力信号ｅＬ１が搬送波Ｘより大
きく、かつ搬送波Ｙよりも大きい場合、素子５１ｘと８
１４がオンし、直流電流Ｉｄは、素子Ｓ１４→電源トラ
ンスＴｒυ→リアクトルＬ、→素子Ｓ８□→直流リアク
トルＬｄ→負荷ＬＯＡＤ→コンバータ５Ｓ−Ｗ→コンバ
ータ５Ｓ−Ｖの経路と、素子Ｓ１ｅ→コンデンサＣＵ→
素子ＳＺ１→直流リアクトルＬ、→負荷ＬＯＡＤ→コン
バータＳＳ−讐→コンバータ５Ｓ−Ｖの経路を流れる。

故にコンバータ５Ｓ−Ｕの入力電流ＩＣυは、ＩＣＵ＝
Ｉｄとなる。

また、入力信号ｅ１□が搬送波Ｘより小さく、かつ搬送
波Ｙよりも小さい場合、素子Ｓ１２とＳＺａがオンし、
素子Ｓａ１とＳｌ、はオフとなる。従って直流電流Ｉｄ
は素子Ｓｔｓ→リアクトルＬυ→電源トランスＴｒＵ→
素子Ｓ１２→直流リアクトルＬｄ→負荷ＬＯＡＤ→コン
バータ５Ｓ−Ｖ→コンバータ５Ｓ−Ｖの経路と、素子□
、→コンデンサＣＯ→素子Ｓｉ、→直流リアクトルＬ４
→負荷ＬＯＡＤ→コンバータ５Ｓ−Ｖ→コンバータ５Ｓ
−Ｖの経路に流れる。故にコンバータＳＳ−υの入力電
流はＩＣυ＝−Ｉｄとなる。

また、Ｘ≦ｅｌ□くＹの場合、素子Ｓｉｔとｓｔｉがオ
ン、素子ＳｔＺと８１４がオフとなり、直流電流工、は
素子Ｓｏｌ→素子Ｓ□□→直流リアクすルＬｄ→負荷Ｌ
ＯＡＤ→コンバータ５Ｓ−Ｖ→コンバータ５Ｓ−Ｖの経
路に流れ環流モードとなる。故にＩＣＵ＝Ｏとなる。

同様に、Ｙ≦ｅｉｔ＜Ｘの場合、素子Ｓｔ２とＳ１４が
オン、素子Ｓ。とＳｔａがオフとなり、直流電流Ｉｄは
素子ＳＬ４→素子Ｓ１．．→直流リアクトルＬｄ→負荷
ＬＯＡＤ→コンバータ５Ｓ−Ｖ→コンバータ５Ｓ−Ｖの
経路に流れ、やはり環流モードとなる。故にＩＣυ＝０
となる。

以上のようにして、コンバータ５Ｓ−Ｕの入力電流ＩＣ
Ｕが決定され、その制御周波数は第３図に示したように
搬送波周波数ｆｃＣ素子のスイッチング周波数）の２倍
になる。

ＩＣＵの平均値（破線で示す）は、ＰＷＭ制御の入力信
号ｅＬｉに比例した値となる。すなわち、ｅ工□が大き
くなると素子Ｓｏｌと８１４のオン期間が長くなり、入
力電流ＩＣυが増加し、またθ１１が小さくなり、零に
近ずくと環流モードの期間が増加して、ＩＣＵ〜Ｏとな
る。また、ｅｌ□の値が負の値で大きくなると、素子Ｓ
１□とＳＸＳのオン期間が長くなり、入力電流ｒｅｖは
負の値で大きくなる。

このようにして、コンバータ５Ｓ−Ｕの入力電流ＩＣυ
はＰＷＭ制御入力信号ｅ　Ｌ１＝　Ｉ九に比例した値と
なる。

Ｖ相及びＷ相のコンバータ５Ｓ−Ｖ及び５Ｓ−Ｖも同様
にして制御される。このとき、直流電流工、は共通に流
れるが、各相コンバータの交流側は電源トランス丁ｒυ
、丁ｒＶ、丁ｒＷによって絶縁されてしするため。

各相コンバータの入力電流Ｉｃυ、ＩＣＶ、　ＩＣ％ｌ
は干渉されることなく制御できる。

第１図はＰＷＭコンバータ（順変換器）について説明し
たが、交流電動機等を駆動する電流形ＰＷＭインバータ
についても同様に適用できることは言うまでもない。

また、３相に限らす２相あるいは他の多相電流形ＰＷＭ
変換装置としても同様に適用できる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の電流形ＰＷＭ変換装置によれば
、各相変換器の交流側制御電流（コンバータの場合入力
電流、インバータの場合出力電流）を独立に制御するこ
とが可能となり、しかも当該交流側制御電流の制御周波
数をＰＷＭ制御の搬送波周波数の２倍に高めることが可
能となる。従って、交流側端子に接続されるフィルタ回
路の容量を減らすことができ、また直流リアクトルの値
を小さくすることが可能となる。また、ＰＷＭ制御の方
法が簡単になり、誤動作の危険が減少し、フィルタコン
デンサに過電圧が印加される危険もなくなる。さらに、
ＰＷＭ制御の入力信号は正弦波に限られず、任意の波形
でもそのまま制御することができ、アクティブフィルタ
等の用途でも簡単に適用できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の電流形ＰＷＭ変換装置の実施例を示
す主回路構成図、第２図はその制御回路構成図、第３図
は第１図の装置のＰＷＭ制御動作を説明するためのタイ
ムチャート図、第４図は従来の電流形ＰＷＭ変換装置の
主回路構成図、第５図及び第６図は、第４図の装置の動
作を説明するためのタイム−チャート図である。 Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・交流電源の端子 ＴｒｌＪ、　ＴｒＶ、　ＴｒＶ＝・電源トランスＬυ、
ＬＶ、　Ｌｗ・・・フィルタリアクトルＣυ、Ｃｖ、　
ｃｖ・・・フィルタコンデンサＣ０ＮＶ・・・電流形Ｐ
ＷＭコンバータ本体Ｌｄ・・・直流リアクトル　　　Ｌ
ＯＡＤ・・・負荷５ｓ−ｕ、　５ｓ−ｖ、　５ｓ−ｔｔ
・・・各相コンバータＣＴｄ・・・直流電流検出器　　
ｃｄ・・・比較器ＧＰ（Ｓ）・・・電流制御補償回路　
　゛肛Ｕ、肚Ｖ、肛Ｖ・・・乗算器 Ａ１〜Ａ、・・・加算器 ＳＨ１〜ＳＨ，・・・シュミット回路 ＴＲＧ・・・搬送波発生器。 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　三俣弘文 第１図 ｇ６ 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電流源と、当該直流電流源に対して複数台直列接続
   された単相ブリッジ結線された電流形ＰＷＭ変換器と、
   当該複数台の変換器の交流側端子に接続された複数台の
   フィルタ回路と、当該フィルタ回路を介して各相毎に絶
   縁して接続された交流負荷あるいは交流電源とからなる
   電流形ＰＷＭ変換装置。