JPH0246173A - 周波数変換装置 - Google Patents
周波数変換装置Info
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- JPH0246173A JPH0246173A JP63195197A JP19519788A JPH0246173A JP H0246173 A JPH0246173 A JP H0246173A JP 63195197 A JP63195197 A JP 63195197A JP 19519788 A JP19519788 A JP 19519788A JP H0246173 A JPH0246173 A JP H0246173A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 14
- 230000006698 induction Effects 0.000 abstract description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 5
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はコンバータ・インバータによる電動機駆動のた
めの周波数変換装置に係り、特に直流電圧の脈動に起因
して発生する電動機電流のビート現象を仰制するのに好
適な周波数変換装置に関する。
めの周波数変換装置に係り、特に直流電圧の脈動に起因
して発生する電動機電流のビート現象を仰制するのに好
適な周波数変換装置に関する。
従来技術としては、特公昭６１−４８３５６号公報に記
載の装置が知られている。
載の装置が知られている。
交流を直流に変換するコンバータの直流出力電圧は、一
般に ｆ＝２・ｐｆｓ 但し、ｐ：電源相数、ｆｓ：電源周波数なる周波数で脈
動する事が知られている。特に電源が単相（ｐ＝１）の
場合には電源の２倍の周波数で脈動し、その脈動幅も極
めて大きく、大容量の平滑コンデンサを設置しても、こ
の脈動電圧を完全に除去することは困難である。
般に ｆ＝２・ｐｆｓ 但し、ｐ：電源相数、ｆｓ：電源周波数なる周波数で脈
動する事が知られている。特に電源が単相（ｐ＝１）の
場合には電源の２倍の周波数で脈動し、その脈動幅も極
めて大きく、大容量の平滑コンデンサを設置しても、こ
の脈動電圧を完全に除去することは困難である。
この様なコンバータとパルス幅変調インバータ（ＰＷＭ
インバータ）による誘導電動機駆動システムを組合わせ
た場合、第４図に示すような直流電圧の脈動に起因する
伝導機電流のうなり現象、いわゆるビート現象が発生す
る。このビート現象はインバータ主回路素子電流の増加
や、＋１！動機のトルク脈動の発生などの問題を引起こ
す。
インバータ）による誘導電動機駆動システムを組合わせ
た場合、第４図に示すような直流電圧の脈動に起因する
伝導機電流のうなり現象、いわゆるビート現象が発生す
る。このビート現象はインバータ主回路素子電流の増加
や、＋１！動機のトルク脈動の発生などの問題を引起こ
す。
これに対して上記従来技術は、直流電圧の大きさに応じ
て変調度を変化させることにより、インバータの出力電
圧のパルス幅を調節し、直流電圧の脈動による影響を出
力電圧から除去して、ビートを仰制しようとするもので
ある。この方式は、直流電圧の脈動周波数に対して、キ
ャリア周波数が十分高く設定できる中・小容量の装置に
は極めて有効である。
て変調度を変化させることにより、インバータの出力電
圧のパルス幅を調節し、直流電圧の脈動による影響を出
力電圧から除去して、ビートを仰制しようとするもので
ある。この方式は、直流電圧の脈動周波数に対して、キ
ャリア周波数が十分高く設定できる中・小容量の装置に
は極めて有効である。
〔発明が解決しようとする課題〕
しかしながら、電気鉄道のように大容量の電力を扱うシ
ステムでは、主回路素子のスイッチング周波数の制限な
どにより、キャリア周波数の上限が制限される。そのた
め、比較的広範囲に速度を変化させようとした場合には
インバータ周波数とキャリア周波数が等しく、−周期に
各相２回の転流しか行わない、いわゆる１パルス領域で
の運転が必要となる。ところが、このような１パルス領
域では変調度による電圧調整が行えないため上記従来技
術では対応できないという問題があった。
ステムでは、主回路素子のスイッチング周波数の制限な
どにより、キャリア周波数の上限が制限される。そのた
め、比較的広範囲に速度を変化させようとした場合には
インバータ周波数とキャリア周波数が等しく、−周期に
各相２回の転流しか行わない、いわゆる１パルス領域で
の運転が必要となる。ところが、このような１パルス領
域では変調度による電圧調整が行えないため上記従来技
術では対応できないという問題があった。
本発明の目的は、コンバータ・インバータによる誘導電
動機駆動システムにおいて、直流電圧の脈動に起因して
発生するビート現象を、インバータ周波数全域で抑制で
きる周波数変換装置を提供することにある。
動機駆動システムにおいて、直流電圧の脈動に起因して
発生するビート現象を、インバータ周波数全域で抑制で
きる周波数変換装置を提供することにある。
上記の目的を達成するために本発明は、交流電源を直流
に変換するコンバータと、該コンバータによって変換さ
れた直流電圧を平滑にするフィルタ回路と、該フィルタ
回路の出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換して電
動機を駆動するパルス幅変調インバータと、該インバー
タの出力電圧及び周波数を所定値に制御するインバータ
制御装置とを具えた周波数変換装置において、前記イン
バータ制御装置に、前記直流電圧の脈動周波数と前記イ
ンバータの出力周波数との差に基づく差周波数成分に応
じて、前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ
するゲート信号を補正する手段が設けられていることを
特徴とするものである。
に変換するコンバータと、該コンバータによって変換さ
れた直流電圧を平滑にするフィルタ回路と、該フィルタ
回路の出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換して電
動機を駆動するパルス幅変調インバータと、該インバー
タの出力電圧及び周波数を所定値に制御するインバータ
制御装置とを具えた周波数変換装置において、前記イン
バータ制御装置に、前記直流電圧の脈動周波数と前記イ
ンバータの出力周波数との差に基づく差周波数成分に応
じて、前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ
するゲート信号を補正する手段が設けられていることを
特徴とするものである。
そして、前記インバータ制御装置に、前記直流′電圧の
脈動周波数成分を検出する脈動成分検出器及びその平均
値を検出する平均値検出器と、それぞれの検出器から出
力される脈動成分信号を平均値信号で除する除算器とを
備え、前記インバータ制御装置のパルス幅変調回路に、
前記除算器の出力信号にインバータ周波数指令値及びイ
ンバータの変調度指令の両方又はいずれか一方の信号を
印加する乗算器と、該乗算器の信号から低周波成分のみ
を検出するフィルタとを備え、該フィルタの出力信号に
応じて前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ
するゲート信号を補正する手段を有することを特徴とす
るものである。
脈動周波数成分を検出する脈動成分検出器及びその平均
値を検出する平均値検出器と、それぞれの検出器から出
力される脈動成分信号を平均値信号で除する除算器とを
備え、前記インバータ制御装置のパルス幅変調回路に、
前記除算器の出力信号にインバータ周波数指令値及びイ
ンバータの変調度指令の両方又はいずれか一方の信号を
印加する乗算器と、該乗算器の信号から低周波成分のみ
を検出するフィルタとを備え、該フィルタの出力信号に
応じて前記インバータのスイッチング素子をオン・オフ
するゲート信号を補正する手段を有することを特徴とす
るものである。
上記の構成によれば、差周波数成分に応じてゲート信号
を補正することができるので、ビート発生の原因となる
インバータ出力電圧の低周波のうなりが除去され、ｆｆ
ｉ動機電流のビート及び電動機のトルク脈動が抑制され
る。
を補正することができるので、ビート発生の原因となる
インバータ出力電圧の低周波のうなりが除去され、ｆｆ
ｉ動機電流のビート及び電動機のトルク脈動が抑制され
る。
ここで１本発明によってインバータ出力電圧に含まれる
ビート成分を除去する原理について説明する。
ビート成分を除去する原理について説明する。
第５図に示すようなインバータを考える。同図において
、１０２．１０４．１０６．１０８．１１０．１１２は
理想ス、イッチＵＰ−ＷＮ、１１４は直流電圧源（脈動
電圧源も含む）、１１６は誘導電動機、Ｇは仮想中間点
である。
、１０２．１０４．１０６．１０８．１１０．１１２は
理想ス、イッチＵＰ−ＷＮ、１１４は直流電圧源（脈動
電圧源も含む）、１１６は誘導電動機、Ｇは仮想中間点
である。
ここで、ｕｐオン、ＵＮオフのとき５ｕ＝１゜ＵＰオフ
、ｕｐオンのとき５ｕ＝Ｏなる関数Ｓｕ。
、ｕｐオンのとき５ｕ＝Ｏなる関数Ｓｕ。
を導入する。同様にＶ相、Ｗ相についてもＳｖ。
Ｓｗなる関数を導入する。これらの関数はスイッチング
関数と呼ばれるもので、インバータの出力端子電圧ｅｕ
ｏＨｅｖｏ及びｅｌｌｏ（対中性点電圧）はこれらの関
数Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを用いて。
関数と呼ばれるもので、インバータの出力端子電圧ｅｕ
ｏＨｅｖｏ及びｅｌｌｏ（対中性点電圧）はこれらの関
数Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを用いて。
但し、ｅａ：直流電圧（脈動含む）
と表わせる。例えば、１パルス時の場合、Ｓｕ。
Ｓｖ、Ｓｗは第６図（Ｂ）〜（Ｄ）に示すようになり、
ｅｕＱは同図（Ａ）のｅａにＳｕを掛けて。
ｅｕＱは同図（Ａ）のｅａにＳｕを掛けて。
同図（Ｅ）のように求まる。
一方、線間電圧は、（２）式の関係から、として求まる
。以上のように、インバータの各出力電圧はスイッチン
グ関数Ｓ、ｕ、Ｓｖ、Ｓｗを用いて記述できる。また、
図７に示すように各スイッチング関数はインバータ主回
路素子（第５図ＵＰ−ＷＮ）のうち上側アームのゲート
信号に相当しており、所定の電圧を得るためのゲート信
号は、スイッチング関数が求まれば、直ちに決定される
。
。以上のように、インバータの各出力電圧はスイッチン
グ関数Ｓ、ｕ、Ｓｖ、Ｓｗを用いて記述できる。また、
図７に示すように各スイッチング関数はインバータ主回
路素子（第５図ＵＰ−ＷＮ）のうち上側アームのゲート
信号に相当しており、所定の電圧を得るためのゲート信
号は、スイッチング関数が求まれば、直ちに決定される
。
ところで、定常時のスイッチング関数は周期関数である
ことからフーリエ展開でき、次式のように表わせる。
ことからフーリエ展開でき、次式のように表わせる。
但し、ｅｕｈ”ＧａΣＡｎ ｃｏｓｎｗｉｔ但し、へ〇
：基本波成分 Ａｎ：ｎ次高調波成分 したがって、（４）式において０＝ｗｉ ｔ （ｗｉ
：インバータ角周波数）として、（２）式に代入すれば
、インバータの各出力端子電圧は、と表せる。
：基本波成分 Ａｎ：ｎ次高調波成分 したがって、（４）式において０＝ｗｉ ｔ （ｗｉ
：インバータ角周波数）として、（２）式に代入すれば
、インバータの各出力端子電圧は、と表せる。
ここで、コンバータの出力電圧（直流電圧）の脈動に含
まれる基本波以外の高調波を全て無視して直流電圧ｅｄ
を ｅａ＝Ｅａ＋Ｅｏ ｃｏｓ（ｖａｔ＋φｏ）・・・・・
・・・・・・・（６）但し、Ｅ４：直流電圧平均値 Ｅｏ：脈動電圧振幅 ｗｏ：脈動角周波数 φ０：脈動電圧位相 とおけば、Ｕ相の出力端子電圧ｅｕ（＋は、（５）式の
関係より、 ｅｕｏ”Ａ□（Ｅｉ＋Ｅｏ ｃｏｓ（ｗｏｔ＋φｏ））
ｃｏｓｗｔｔ＋ ｅ ｗｈ＝ＡＩＥ ｄｃｏｓ 豐＋
１ ＋ｅｕｈ ・・・・・・・・
・ （７）となる。（７）式において、右辺第１項は基
本波成分、第２項及び第３項は直流電圧の脈動によっで
発生する成分、Ｑｕｌ＋はその他の高調波成分である。
まれる基本波以外の高調波を全て無視して直流電圧ｅｄ
を ｅａ＝Ｅａ＋Ｅｏ ｃｏｓ（ｖａｔ＋φｏ）・・・・・
・・・・・・・（６）但し、Ｅ４：直流電圧平均値 Ｅｏ：脈動電圧振幅 ｗｏ：脈動角周波数 φ０：脈動電圧位相 とおけば、Ｕ相の出力端子電圧ｅｕ（＋は、（５）式の
関係より、 ｅｕｏ”Ａ□（Ｅｉ＋Ｅｏ ｃｏｓ（ｗｏｔ＋φｏ））
ｃｏｓｗｔｔ＋ ｅ ｗｈ＝ＡＩＥ ｄｃｏｓ 豐＋
１ ＋ｅｕｈ ・・・・・・・・
・ （７）となる。（７）式において、右辺第１項は基
本波成分、第２項及び第３項は直流電圧の脈動によっで
発生する成分、Ｑｕｌ＋はその他の高調波成分である。
いま、インバータ周波数が直流電圧の脈動周波数に接近
した場合を考えると、（７）式の右辺第３項の成分は極
めて低い周波数になることがわがる。このような電圧が
、低周波に対して低インピーダンスとなる誘導電動機に
印加されるため、大きな振幅の低周波電流が通常の電流
に重畳して流れ、ビートを引起こす。これに対して、（
７）式右辺第２項及び第４項の電圧成分は比較的周波数
も高く、また、振幅も小さいため、大きな影響は与えな
い。
した場合を考えると、（７）式の右辺第３項の成分は極
めて低い周波数になることがわがる。このような電圧が
、低周波に対して低インピーダンスとなる誘導電動機に
印加されるため、大きな振幅の低周波電流が通常の電流
に重畳して流れ、ビートを引起こす。これに対して、（
７）式右辺第２項及び第４項の電圧成分は比較的周波数
も高く、また、振幅も小さいため、大きな影響は与えな
い。
そこで、（７）式右辺第３項の成分、すなわち、脈動周
波数とインバータ周波数の差周波数の電圧成分を（以下
、ビート成分と呼ぶ）を除去するための、スイッチング
関数を次に考える。
波数とインバータ周波数の差周波数の電圧成分を（以下
、ビート成分と呼ぶ）を除去するための、スイッチング
関数を次に考える。
Ｕ相のスイッチング関数Ｓｕを
Ｓ ｕ ＝−＋ Ａｉｃｏｓ ｔｇｉｔ＋ΔＳ ｕ −
（８）とすれば、直流電圧が（６）式で表される場合の
出力端子は１次式のように表せる。
（８）とすれば、直流電圧が（６）式で表される場合の
出力端子は１次式のように表せる。
ｅ ｕｏ＝ ＡＩＥ ｄ ｃｏｓ ｖｉｅ＋ΔＳｕ
−Ｅｄ 十ΔＳ ｕ ＋Ｅ ｏｃｏｓ（ｗｏｔ＋φＧ）・（９）
ここで、ΔＳｕを Δ５ｕ＝−ΔＡｃｏｓ（（ｗｏ−ｗ＋）ｔ＋φｏ）
−Ｄｏ）２Ｅｄ とすれば、ｅｕｏは ｅｕｏ” Ａ、Ｅ ｄｃｏｓ ｗｉｔ＋Δ（３ｕ。
−Ｅｄ 十ΔＳ ｕ ＋Ｅ ｏｃｏｓ（ｗｏｔ＋φＧ）・（９）
ここで、ΔＳｕを Δ５ｕ＝−ΔＡｃｏｓ（（ｗｏ−ｗ＋）ｔ＋φｏ）
−Ｄｏ）２Ｅｄ とすれば、ｅｕｏは ｅｕｏ” Ａ、Ｅ ｄｃｏｓ ｗｉｔ＋Δ（３ｕ。
・・・・・・・・・ （１１）
１Ｅｄ
となりビート成分が除去される。（１１）式において、
Δｅｕｏは通常、鰭本波に対して十分小さいため、無視
しても問題はない。
Δｅｕｏは通常、鰭本波に対して十分小さいため、無視
しても問題はない。
２π
但し、Δ５ｖ＝−ΔＡｃｏｓ（（ｔｇｏ−ｗｔ）ｔ＋φ
０＋−）ΔＳｗ＝−ΔＡｃｏｓ（（ｗｏ−ｗｔ）ｔ＋φ
０−−）Ｅｄ とすれば、各相端子電圧からビート成分を除去できる。
０＋−）ΔＳｗ＝−ΔＡｃｏｓ（（ｗｏ−ｗｔ）ｔ＋φ
０−−）Ｅｄ とすれば、各相端子電圧からビート成分を除去できる。
当然ながら、インバータ出力線間電圧からもビート成分
は除去される。
は除去される。
したがって、ビートを抑制するには、直流電圧の脈動に
応じてスイッチング関数にビー１〜成分が含まれるよう
にすればよい。
応じてスイッチング関数にビー１〜成分が含まれるよう
にすればよい。
第１図は本発明の一実施例を示すものである。
同図において、２は単相交流電源、４は交流を直流に流
すコンバータ、６は平滑コンデンサ、８は直流を可変電
圧・可変周波の交流に変換するインバータ、１０．１２
．１４．１６．１８．２０はインバータ８を構成するス
イッチング素子ＵＰ〜ＷＮ、２２は誘導電動機である。
すコンバータ、６は平滑コンデンサ、８は直流を可変電
圧・可変周波の交流に変換するインバータ、１０．１２
．１４．１６．１８．２０はインバータ８を構成するス
イッチング素子ＵＰ〜ＷＮ、２２は誘導電動機である。
また２４は動脈検出器、２６は平均値検出器、２８ａは
除算器３０を用いて脈動成分検出器２４の出力Δｅａを
平均値検出器２６の出力Ｅ、ｉで割った信号ｙｄｒと、
インバータの変調度指令にと、インバータ周波数指令Ｆ
ｉを入力として、Ｕ相のスイッチング素子１ｏ、１２の
オン・オフを制御するためのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇ １
１１１を演算作成するパルス幅変調回路である。
除算器３０を用いて脈動成分検出器２４の出力Δｅａを
平均値検出器２６の出力Ｅ、ｉで割った信号ｙｄｒと、
インバータの変調度指令にと、インバータ周波数指令Ｆ
ｉを入力として、Ｕ相のスイッチング素子１ｏ、１２の
オン・オフを制御するためのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇ １
１１１を演算作成するパルス幅変調回路である。
このパルス幅変調回路２８ａは、インバータ周波数指令
Ｆｉに応じて、所定の周波数の三角波信号を出力するキ
ャリア発生器３２と、変調度指令にとインバータ周波数
指令Ｆｉと初期位相φを入力として、インバータ周波数
の２つの正弦波信号’ｊｘ工とｙｌを発生する変調波発
生器３４と、変調波発生器３４の一方の出力’／ｌｘと
除算器３０の出力ｙｄｒとを乗算器３６で掛は合わせて
得られた信号ｙｂｏを入力として、低周波成分’ｊｂｕ
のみを検出するフィルタ３８と、変調波発生器３４のも
う一方の出力ｙ！１とフィルタ３８の出力 ｙｂｕとの差ｙｕ及びキャリア発生器３２の出力ｙｃを
入力としてＵ用土下アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇ ｕ
ｎを発生するゲート信号発生器４０から構成され、Ｕ相
のゲート信号を作成する。
Ｆｉに応じて、所定の周波数の三角波信号を出力するキ
ャリア発生器３２と、変調度指令にとインバータ周波数
指令Ｆｉと初期位相φを入力として、インバータ周波数
の２つの正弦波信号’ｊｘ工とｙｌを発生する変調波発
生器３４と、変調波発生器３４の一方の出力’／ｌｘと
除算器３０の出力ｙｄｒとを乗算器３６で掛は合わせて
得られた信号ｙｂｏを入力として、低周波成分’ｊｂｕ
のみを検出するフィルタ３８と、変調波発生器３４のも
う一方の出力ｙ！１とフィルタ３８の出力 ｙｂｕとの差ｙｕ及びキャリア発生器３２の出力ｙｃを
入力としてＵ用土下アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇ ｕ
ｎを発生するゲート信号発生器４０から構成され、Ｕ相
のゲート信号を作成する。
一方、２８ｂ、２８ｃはそれぞれＶ相とＷ相のゲート信
号Ｇ ＶＦ ” Ｇ ｖ＋ｔとＧｗｐ’Ｇ−０を作成し
、それぞれの構成は２８ａと同様である。また、４２は
２８ａ、２８ｂ、２８ｃから出力されるゲート信号を増
輻し、それぞれスイッチング素子を１０・１２．１４・
１６．１８・２０を駆動するためのゲートアンプである
。
号Ｇ ＶＦ ” Ｇ ｖ＋ｔとＧｗｐ’Ｇ−０を作成し
、それぞれの構成は２８ａと同様である。また、４２は
２８ａ、２８ｂ、２８ｃから出力されるゲート信号を増
輻し、それぞれスイッチング素子を１０・１２．１４・
１６．１８・２０を駆動するためのゲートアンプである
。
本実施例では、パルス幅変調回路２８ａ、２８ｂ、２８
ｃのそれぞれにおいて、ゲー１〜（Ｍ号に生じる高調波
を最少限に抑制することができる。
ｃのそれぞれにおいて、ゲー１〜（Ｍ号に生じる高調波
を最少限に抑制することができる。
次に、１パルス時の動作を説明する。
第２図（Ｂ）に示す直流線圧の脈動分Δｅａを平均値Ｅ
４で割った信号ｙｄｒと、第２図（Ｃ）に示す変調波発
生器３４によって作成されたインバータ周波数の変調正
弦波ｙｉ２とを掛は合わせることにより、第２図（Ｄ）
に示すような脈動周波数とインバータ周波数の差及び和
の周波数成分を含む信号ｙＩ、を作成する。この信号か
らフィルタ３８により高周波成分をカットして低周波成
分ｙｂｕのみを取出すことにより、所定の振幅と位相の
ビート成分を作成する（第２図（Ｅ））。
４で割った信号ｙｄｒと、第２図（Ｃ）に示す変調波発
生器３４によって作成されたインバータ周波数の変調正
弦波ｙｉ２とを掛は合わせることにより、第２図（Ｄ）
に示すような脈動周波数とインバータ周波数の差及び和
の周波数成分を含む信号ｙＩ、を作成する。この信号か
らフィルタ３８により高周波成分をカットして低周波成
分ｙｂｕのみを取出すことにより、所定の振幅と位相の
ビート成分を作成する（第２図（Ｅ））。
ゲート信号発生器４０は、変調波ｙｕとキャリアｙＣと
を比較して なるゲート信号を発生する回路で、第２図（Ｆ）に示す
ように、フィルタ３８の出力ｙ、、ｕを反転した信号を
変調波’／ｕとし、インバータ周波数と同一周波数の三
角波をキャリアとすれば、同図（Ｇ）に示すように、１
パルス時においても基本波をほとんど変化させることな
く、ビート成分を含ませることが可能となり、ｙｌｚを
調整することにより、インバータ出力端子電圧からビー
ト成分を除去できる。この時、変調波発生器３４のもう
一方の出力をｙｚ、＝ｏとしなければならないが、１パ
ルス領域においては特に問題なく、脈動が無い場合でも
従来と同様の動作が可能であることは、第２図からも容
易に推察できる。
を比較して なるゲート信号を発生する回路で、第２図（Ｆ）に示す
ように、フィルタ３８の出力ｙ、、ｕを反転した信号を
変調波’／ｕとし、インバータ周波数と同一周波数の三
角波をキャリアとすれば、同図（Ｇ）に示すように、１
パルス時においても基本波をほとんど変化させることな
く、ビート成分を含ませることが可能となり、ｙｌｚを
調整することにより、インバータ出力端子電圧からビー
ト成分を除去できる。この時、変調波発生器３４のもう
一方の出力をｙｚ、＝ｏとしなければならないが、１パ
ルス領域においては特に問題なく、脈動が無い場合でも
従来と同様の動作が可能であることは、第２図からも容
易に推察できる。
なお、インバータ出力電圧からビート成分を除去するに
は、変調波発生器３４の出力’／ｘ□の振幅を４／πに
設定しなければならない。
は、変調波発生器３４の出力’／ｘ□の振幅を４／πに
設定しなければならない。
次に、多パルス時の動作を説明する。
ビート成分ｙｂｕの作成までは１パルスの場合と同様で
あり、各部の波形は第２図（Ｂ）〜（Ｅ）に示す波形と
なる。多パルスの場合は、１パルスの場合と異って、変
調率によるパルス幅の調整が可能なため、得ようとする
インバータ周波数の出力電力に比例した変調度ｋを振幅
とした変調正弦波’／ｌｘと、前述のゲート信号に含ま
せようとするビート成分の信号ｙｂｕとの差を取り、こ
れを変調波ｙｕとして、第３図（Ｂ）に示すように三角
波キャリアと比較する（第３図は３パルス時の例）。こ
れにより、所定の基本波とビート成分を有するゲート信
号（第３図（Ｃ））を作成し、同図（Ｄ）、（Ｅ）のよ
うにインバータの出力端子電圧からビート成分を除去す
る。したがって、線間電圧からもビート成分が除去され
る。
あり、各部の波形は第２図（Ｂ）〜（Ｅ）に示す波形と
なる。多パルスの場合は、１パルスの場合と異って、変
調率によるパルス幅の調整が可能なため、得ようとする
インバータ周波数の出力電力に比例した変調度ｋを振幅
とした変調正弦波’／ｌｘと、前述のゲート信号に含ま
せようとするビート成分の信号ｙｂｕとの差を取り、こ
れを変調波ｙｕとして、第３図（Ｂ）に示すように三角
波キャリアと比較する（第３図は３パルス時の例）。こ
れにより、所定の基本波とビート成分を有するゲート信
号（第３図（Ｃ））を作成し、同図（Ｄ）、（Ｅ）のよ
うにインバータの出力端子電圧からビート成分を除去す
る。したがって、線間電圧からもビート成分が除去され
る。
なお、多パルス時においては、変調波発生器３４の一方
の出力ｙ５はｙｚ２と等しく、（振幅がｋ。
の出力ｙ５はｙｚ２と等しく、（振幅がｋ。
ｋ：変調度）なるように設定する必要がある。
以上のように、本発明によれば他パルス領域はもちろん
のこと、１パルス領域においてもインバータ出力電圧か
らビート成分を除去できるため、パルス数に依らずイン
バータの動作周波数全域においてビートの抑制が可能と
なる効果がある。
のこと、１パルス領域においてもインバータ出力電圧か
らビート成分を除去できるため、パルス数に依らずイン
バータの動作周波数全域においてビートの抑制が可能と
なる効果がある。
本発明によれば、ビート発生の原因となるインバータ出
力電圧の低周波のうなりが除去されるため。
力電圧の低周波のうなりが除去されるため。
■電動Ｉａ電流のビートによる主回路スイッチング素子
の電流増加を抑えられる。
の電流増加を抑えられる。
■ビートによるトルクの脈動を抑制できるため誘導電動
機を円滑に運転できる。
機を円滑に運転できる。
■直流ステージの平滑コンデンサ容量を低減できる。
などの効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図及び第
３図は第１図に示す実施例の動作を説明するための波形
図、第４図はビート現象の一例を示す図、第５図はイン
バータの動作を説明するための主回路概念図、第６図は
第５図の動作とスイッチング関数の概念を説明するため
の図、第７図はスイッチング関数とスイッチング素子の
導通状態及びゲート信号の対応関係を示す図である。 ２・・・単相交流電源、４・・・コンバータ、６・：・
平滑コンデンサ、８・・・インバータ、１０．１２．１
４．１６．１８．２ｏ・・・スイッチング素子、２２・
・・誘導電動機、２４・・・脈動成分検出器、２６・・
・平均値検出器、２８ａ、２８ｂ、２８ｃ・・・パルス
幅変調回路、３０・・・除算器、３２・・・キャリア発
生器、３４・・・変調波発生器、３６・・・乗算器、３
８・・・フィルタ、４０・・・ゲート信号発生器、４２
・・・ゲートアンプ。
３図は第１図に示す実施例の動作を説明するための波形
図、第４図はビート現象の一例を示す図、第５図はイン
バータの動作を説明するための主回路概念図、第６図は
第５図の動作とスイッチング関数の概念を説明するため
の図、第７図はスイッチング関数とスイッチング素子の
導通状態及びゲート信号の対応関係を示す図である。 ２・・・単相交流電源、４・・・コンバータ、６・：・
平滑コンデンサ、８・・・インバータ、１０．１２．１
４．１６．１８．２ｏ・・・スイッチング素子、２２・
・・誘導電動機、２４・・・脈動成分検出器、２６・・
・平均値検出器、２８ａ、２８ｂ、２８ｃ・・・パルス
幅変調回路、３０・・・除算器、３２・・・キャリア発
生器、３４・・・変調波発生器、３６・・・乗算器、３
８・・・フィルタ、４０・・・ゲート信号発生器、４２
・・・ゲートアンプ。
Claims (10)
- １．交流電源を直流に変換するコンバータと、該コンバ
ータによって変換された直流電圧を平滑にするフィルタ
回路と、該フィルタ回路の出力を可変電圧，可変周波数
の交流に変換して電動機を駆動するパルス幅変調インバ
ータと、該インバータの出力電圧及び周波数を所定値に
制御するインバータ制御装置とを具えた周波数変換装置
において、 前記インバータ制御装置に、前記直流電圧の脈動周波数
と前記インバータの出力周波数との差に基づく差周波数
成分に応じて、前記インバータのスイッチング素子をオ
ン・オフするゲート信号を補正する手段が設けられてい
ることを特徴とする周波数変換装置。 - ２．請求項１記載の装置において、 前記差周波数成分は、前記インバータの出力電圧に含ま
れる脈動周波数と前記インバータ周波数との差の成分に
対して、相反する極性を有することを特徴とする周波数
変換装置。 - ３．請求項１又は２記載の装置において、 前記差周波数成分は、前記直流電圧の脈動周波数成分を
その平均値で除したものに、インバータ周波数指令値を
印加したものであることを特徴とする周波数変換装置。 - ４．請求項１又は２記載の装置において、 前記差周波数成分は、前記直流電圧の脈動周波数成分を
その平均値で除したものに、インバータ周波数指令値と
変調度指令値を印加したものであることを特徴とする周
波数変換装置。 - ５．請求項１ないし４のうちいずれかに記載の装置にお
いて、 前記差周波数成分によって、前記インバータ制御装置の
パルス幅変調回路の変調波及びキャリアを補正して、前
記ゲート信号を調整することを特徴とする周波数変換装
置。 - ６．請求項５記載の装置において、 前記キャリアは三角波であることを特徴とする周波数交
換装置。 - ７．請求項５記載の装置において、 前記キャリアは、１パルスのとき正弦波等の非三角波で
あることを特徴とする周波数変換装置。 - ８．請求項１又は５記載の装置において、 前記インバータ制御装置のパルス幅変調回路における変
調波発生回路に、１パルスのときにインバータ周波数指
令値成分を遮断する手段が設けられていることを特徴と
する周波数変換装置。 - ９．請求項１ないし５のうちいずれかに記載の装置にお
いて、 前記差周波数成分に応じてゲート信号を補正する手段が
、前記インバータ制御装置の全てのパルス幅変調回路に
設けられていることを特徴とする周波数変換装置。 - １０．交流電源を直流に交換するコンバータと、該コン
バータによって交換された直流電圧を平滑にするフィル
タ回路と、該フィルタ回路の出力を可変電圧，可変周波
数の交流に交換して電動機を駆動するパルス幅変調イン
バータと、該インバータの出力電圧及び周波数を所定値
に制御するインバータ制御装置とを具えた周波数変換装
置において、 前記インバータ制御装置に、前記直流電圧の脈動周波数
成分を検出する脈動成分検出器及びその平均値を検出す
る平均値検出器と、それぞれの検出器から出力される脈
動成分信号を平均値信号で除する除算器とを備え、 前記インバータ制御装置のパルス幅変調回路に、前記除
算器の出力信号にインバータ周波数指令値及びインバー
タの変調度指令の両方又はいずれか一方の信号を印加す
る乗算器と、該乗算器の信号から低周波成分のみを検出
するフィルタとを備え、該フィルタの出力信号に応じて
前記インバータのスッチング素子をオン・オフするゲー
ト信号を補正する手段を有することを特徴とする周波数
変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63195197A JPH0728536B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | 周波数変換装置 |
| EP19890114206 EP0353715B1 (en) | 1988-08-04 | 1989-08-01 | Frequency changer |
| DE1989606482 DE68906482T2 (de) | 1988-08-04 | 1989-08-01 | Frequenz-Wandler. |
| AU39304/89A AU624846B2 (en) | 1988-08-04 | 1989-08-04 | Frequency changer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63195197A JPH0728536B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | 周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246173A true JPH0246173A (ja) | 1990-02-15 |
| JPH0728536B2 JPH0728536B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16337067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63195197A Expired - Fee Related JPH0728536B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | 周波数変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0353715B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0728536B2 (ja) |
| AU (1) | AU624846B2 (ja) |
| DE (1) | DE68906482T2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006034070A (ja) * | 2004-07-21 | 2006-02-02 | Daikin Ind Ltd | モータの制御方法及びモータの制御装置 |
| JPWO2008139518A1 (ja) * | 2007-04-27 | 2010-07-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN112751519A (zh) * | 2019-10-31 | 2021-05-04 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 电机拍频抑制方法及系统、电传动控制系统、存储介质 |
| JP2022150871A (ja) * | 2021-03-26 | 2022-10-07 | ダイキン工業株式会社 | 空気調和機 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4232356C2 (de) * | 1992-09-26 | 1997-01-09 | Inst Solare Energieversorgungstechnik Iset | Stromversorgungseinrichtung mit mindestens zwei Stromquellen |
| US5457375A (en) * | 1994-05-27 | 1995-10-10 | Emerson Electric Co. | Sensorless commutation controller for a poly-phase dynamoelectric machine |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2218688A1 (ja) * | 1973-02-20 | 1974-09-13 | Arnaud Robert | |
| DE2944334A1 (de) * | 1979-11-02 | 1981-05-14 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Unterdrueckung einer kritischen rueckwirkungsfrequenz eines ueber einen gleichstromsteller gespeisten wechselrichters |
-
1988
- 1988-08-04 JP JP63195197A patent/JPH0728536B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-08-01 EP EP19890114206 patent/EP0353715B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-08-01 DE DE1989606482 patent/DE68906482T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-08-04 AU AU39304/89A patent/AU624846B2/en not_active Ceased
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006034070A (ja) * | 2004-07-21 | 2006-02-02 | Daikin Ind Ltd | モータの制御方法及びモータの制御装置 |
| JPWO2008139518A1 (ja) * | 2007-04-27 | 2010-07-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN112751519A (zh) * | 2019-10-31 | 2021-05-04 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 电机拍频抑制方法及系统、电传动控制系统、存储介质 |
| CN112751519B (zh) * | 2019-10-31 | 2022-07-22 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 电机拍频抑制方法及系统、电传动控制系统、存储介质 |
| JP2022150871A (ja) * | 2021-03-26 | 2022-10-07 | ダイキン工業株式会社 | 空気調和機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68906482D1 (de) | 1993-06-17 |
| AU3930489A (en) | 1990-02-08 |
| EP0353715B1 (en) | 1993-05-12 |
| AU624846B2 (en) | 1992-06-25 |
| EP0353715A2 (en) | 1990-02-07 |
| DE68906482T2 (de) | 1993-10-07 |
| EP0353715A3 (en) | 1990-07-04 |
| JPH0728536B2 (ja) | 1995-03-29 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |