JPH0728536B2 - 周波数変換装置 - Google Patents
周波数変換装置Info
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- JPH0728536B2 JPH0728536B2 JP63195197A JP19519788A JPH0728536B2 JP H0728536 B2 JPH0728536 B2 JP H0728536B2 JP 63195197 A JP63195197 A JP 63195197A JP 19519788 A JP19519788 A JP 19519788A JP H0728536 B2 JPH0728536 B2 JP H0728536B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はコンバータ・インバータによる電動機駆動のた
めの周波数変換装置に係り、特に直流電圧の脈動に起因
して発生する電動機電流のビート現象を抑制するのに好
適な周波数変換装置に関する。
めの周波数変換装置に係り、特に直流電圧の脈動に起因
して発生する電動機電流のビート現象を抑制するのに好
適な周波数変換装置に関する。
従来技術としては、特公昭61−48356号公報に記載の装
置が知られている。
置が知られている。
交流を直流に変換するコンバータの直流出力電圧は、一
般に ｆ＝２・pfs 但し、p:電源相数,fs:電源周波数 なる周波数で脈動する事が知られている。特に電源が単
相（ｐ＝１）の場合には電源の２倍の周波数で脈動し、
その脈動幅も極めて大きく、大容量の平滑コンデンサを
設置しても、この脈動電圧を完全に除去することは困難
である。
般に ｆ＝２・pfs 但し、p:電源相数,fs:電源周波数 なる周波数で脈動する事が知られている。特に電源が単
相（ｐ＝１）の場合には電源の２倍の周波数で脈動し、
その脈動幅も極めて大きく、大容量の平滑コンデンサを
設置しても、この脈動電圧を完全に除去することは困難
である。
この様なコンバータとパルス幅変調インバータ（PWMイ
ンバータ）による誘導電動機駆動システムを組合わせた
場合、第４図に示すような直流電圧の脈動に起因する電
動機電流のうなり現象、いわゆるビート現象が発生す
る。このビート現象はインバータ主回路素子電流の増加
や、電動機のトルク脈動の発生などの問題を引起こす。
ンバータ）による誘導電動機駆動システムを組合わせた
場合、第４図に示すような直流電圧の脈動に起因する電
動機電流のうなり現象、いわゆるビート現象が発生す
る。このビート現象はインバータ主回路素子電流の増加
や、電動機のトルク脈動の発生などの問題を引起こす。
これに対して上記従来技術は、直流電圧の大きさに応じ
て変調度を変化させることにより、インバータの出力電
圧のパルス幅を調節し、直流電圧の脈動による影響を出
力電圧から除去して、ビートを抑制しようとするもので
ある。この方式は、直流電圧の脈動周波数に対して、キ
ャリア周波数が十分高く設定できる中・小容量の装置に
は極めて有効である。
て変調度を変化させることにより、インバータの出力電
圧のパルス幅を調節し、直流電圧の脈動による影響を出
力電圧から除去して、ビートを抑制しようとするもので
ある。この方式は、直流電圧の脈動周波数に対して、キ
ャリア周波数が十分高く設定できる中・小容量の装置に
は極めて有効である。
しかしながら、電気鉄道のように大容量の電力を扱うシ
ステムでは、主回路素子のスイッチング周波数の制限な
どにより、キャリア周波数の上限が制限される。そのた
め、比較的広範囲に速度を変化させようとした場合には
インバータ周波数とキャリア周波数が等しく、一周期に
各相２回の転流しか行わない、いわゆる１パルス領域で
の運転が必要となる。ところが、このような１パルス領
域では変調度による電圧調整が行えないため上記従来技
術では対応できないという問題があった。
ステムでは、主回路素子のスイッチング周波数の制限な
どにより、キャリア周波数の上限が制限される。そのた
め、比較的広範囲に速度を変化させようとした場合には
インバータ周波数とキャリア周波数が等しく、一周期に
各相２回の転流しか行わない、いわゆる１パルス領域で
の運転が必要となる。ところが、このような１パルス領
域では変調度による電圧調整が行えないため上記従来技
術では対応できないという問題があった。
本発明の目的は、コンバータ・インバータによる誘導電
動機駆動システムにおいて、直流電圧の脈動に起因して
発生するビート現象を、インバータ周波数全域で抑制で
きる周波数変換装置を提供することにある。
動機駆動システムにおいて、直流電圧の脈動に起因して
発生するビート現象を、インバータ周波数全域で抑制で
きる周波数変換装置を提供することにある。
上記の目的を達成するために本発明は、交流を直流に変
換するコンバータと、このコンバータの出力を可変電
圧、可変周波数の交流に変換するインバータとを備えた
周波数変換装置において、そのインバータの出力周波数
指令の整数倍の周波数のキャリアを発生するキャリア発
生手段と、前記周波数指令及び前記インバータの出力電
圧指令に基づく変調波を発生する第１の変調波発生手段
と、その変調波及び前記コンバータにより変換された直
流の脈動度合いから、その脈動の周波数と前記インバー
タの出力周波数との差周波数成分を含む第２の変調波を
発生する手段と、前記キャリア発生手段の出力及び前記
第２の変調波に基づいて前記インバータを駆動するパル
ス列を発生するパルス幅変調手段とを備えたものであ
る。
換するコンバータと、このコンバータの出力を可変電
圧、可変周波数の交流に変換するインバータとを備えた
周波数変換装置において、そのインバータの出力周波数
指令の整数倍の周波数のキャリアを発生するキャリア発
生手段と、前記周波数指令及び前記インバータの出力電
圧指令に基づく変調波を発生する第１の変調波発生手段
と、その変調波及び前記コンバータにより変換された直
流の脈動度合いから、その脈動の周波数と前記インバー
タの出力周波数との差周波数成分を含む第２の変調波を
発生する手段と、前記キャリア発生手段の出力及び前記
第２の変調波に基づいて前記インバータを駆動するパル
ス列を発生するパルス幅変調手段とを備えたものであ
る。
また、前記周波数変換装置において、そのインバータの
出力電圧の半サイクルに含まれるパルス数が１パルスの
モードである場合、そのインバータ出力周波数指令と同
一の周波数のキャリアを発生するキャリア発生手段と、
前記周波数指令及び前記インバータの出力電圧指令に基
づく変調波を発生する変調波発生手段と、その変調波及
び前記コンバータにより変換された直流の脈動度合いか
ら、その脈動の周波数と前記インバータの出力周波数と
の差周波数成分を検出する手段と、前記キャリア発生手
段の出力とその差周波数成分検出手段の出力とに基づい
て前記インバータを駆動するパルス列を発生するパルス
幅変調手段とを備えたものである。
出力電圧の半サイクルに含まれるパルス数が１パルスの
モードである場合、そのインバータ出力周波数指令と同
一の周波数のキャリアを発生するキャリア発生手段と、
前記周波数指令及び前記インバータの出力電圧指令に基
づく変調波を発生する変調波発生手段と、その変調波及
び前記コンバータにより変換された直流の脈動度合いか
ら、その脈動の周波数と前記インバータの出力周波数と
の差周波数成分を検出する手段と、前記キャリア発生手
段の出力とその差周波数成分検出手段の出力とに基づい
て前記インバータを駆動するパルス列を発生するパルス
幅変調手段とを備えたものである。
また、前記周波数変換装置において、そのインバータの
出力周波数指令の整数倍の周波数のキャリアを発生する
キャリア発生手段と、前記周波数指令及び前記インバー
タの出力電圧指令に基づく変調波を発生する変調波発生
手段と、その変調波及び前記コンバータにより変換され
た直流の脈動度合いから、その脈動の周波数と前記イン
バータの出力周波数との差周波数成分を検出する手段
と、前記インバータの出力電圧の半サイクルに含まれる
パルス数が１パルスのモードである場合、前記キャリア
発生手段の出力とその差周波数成分検出手段の出力とに
基づいて、前記インバータを駆動するパルス列を発生
し、前記パルス数が多パルスのモードである場合、前記
変調波と前記差周波数成分との差と、前記キャリアとに
基づいて、前記インバータを駆動するパルス列を発生す
るパルス幅変調手段を備えたものである。
出力周波数指令の整数倍の周波数のキャリアを発生する
キャリア発生手段と、前記周波数指令及び前記インバー
タの出力電圧指令に基づく変調波を発生する変調波発生
手段と、その変調波及び前記コンバータにより変換され
た直流の脈動度合いから、その脈動の周波数と前記イン
バータの出力周波数との差周波数成分を検出する手段
と、前記インバータの出力電圧の半サイクルに含まれる
パルス数が１パルスのモードである場合、前記キャリア
発生手段の出力とその差周波数成分検出手段の出力とに
基づいて、前記インバータを駆動するパルス列を発生
し、前記パルス数が多パルスのモードである場合、前記
変調波と前記差周波数成分との差と、前記キャリアとに
基づいて、前記インバータを駆動するパルス列を発生す
るパルス幅変調手段を備えたものである。
また、前記周波数変換装置において、前記直流電圧を検
出する手段と、この直流電圧から脈動の振幅を演算する
手段と、この直流電圧の平均値を演算する手段と、その
振幅をその平均値で除する除算器と、前記インバータの
出力周波数指令の整数倍の周波数のキャリアを発生する
キャリア発生手段と、前記周波数指令及び前記インバー
タの出力電圧指令に基づく変調波を発生する変調波発生
手段と、この変調波と前記除算器の出力とを掛け合わせ
る乗算器と、この乗算器の出力から前記脈動周波数と前
記インバータの出力周波数との差周波数成分を抽出する
フィルタと、前記インバータの出力電圧の半サイクルに
含まれるパルス数が１パルスのモードである場合、前記
キャリアと前記フィルタの出力とに基づいて前記インバ
ータを駆動するパルス列を発生し、前記パルス数が多パ
ルスのモードである場合、前記変調波と前記キャリアと
前記フィルタの出力とに基づいて前記インバータを駆動
するパルス列を発生するパルス幅変調手段を備えたもの
である。
出する手段と、この直流電圧から脈動の振幅を演算する
手段と、この直流電圧の平均値を演算する手段と、その
振幅をその平均値で除する除算器と、前記インバータの
出力周波数指令の整数倍の周波数のキャリアを発生する
キャリア発生手段と、前記周波数指令及び前記インバー
タの出力電圧指令に基づく変調波を発生する変調波発生
手段と、この変調波と前記除算器の出力とを掛け合わせ
る乗算器と、この乗算器の出力から前記脈動周波数と前
記インバータの出力周波数との差周波数成分を抽出する
フィルタと、前記インバータの出力電圧の半サイクルに
含まれるパルス数が１パルスのモードである場合、前記
キャリアと前記フィルタの出力とに基づいて前記インバ
ータを駆動するパルス列を発生し、前記パルス数が多パ
ルスのモードである場合、前記変調波と前記キャリアと
前記フィルタの出力とに基づいて前記インバータを駆動
するパルス列を発生するパルス幅変調手段を備えたもの
である。
また、交流を直流に変換するコンバータと、このコンバ
ータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換するイ
ンバータと、このインバータの出力電圧の半サイクルに
含まれるパルス数が多パルスのモードである場合、その
インバータの出力周波数指令の整数倍の周波数のキャリ
アを発生するキャリア発生手段と、前記周波数指令及び
前記インバータの出力電圧指令に基づく変調波を発生す
る変調波発生手段とを備えた周波数変換装置において、
その変調波及び前記コンバータにより変換された直流の
脈動度合いから、その脈動の周波数と前記インバータの
出力周波数との差周波数成分を検出する手段と、前記変
調波と前記差周波数成分との差と、前記キャリアとに基
づいて前記インバータを駆動するパルス列を発生するパ
ルス幅変調手段を備えたものである。
ータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換するイ
ンバータと、このインバータの出力電圧の半サイクルに
含まれるパルス数が多パルスのモードである場合、その
インバータの出力周波数指令の整数倍の周波数のキャリ
アを発生するキャリア発生手段と、前記周波数指令及び
前記インバータの出力電圧指令に基づく変調波を発生す
る変調波発生手段とを備えた周波数変換装置において、
その変調波及び前記コンバータにより変換された直流の
脈動度合いから、その脈動の周波数と前記インバータの
出力周波数との差周波数成分を検出する手段と、前記変
調波と前記差周波数成分との差と、前記キャリアとに基
づいて前記インバータを駆動するパルス列を発生するパ
ルス幅変調手段を備えたものである。
上記の構成によれば、差周波数成分に応じてゲート信号
を補正することができるので、ビート発生の原因となる
インバータ出力電圧の低周波のうなりが除去され、電動
機電流のビート及び電動機のトルク脈動が抑制される。
を補正することができるので、ビート発生の原因となる
インバータ出力電圧の低周波のうなりが除去され、電動
機電流のビート及び電動機のトルク脈動が抑制される。
ここで、本発明によってインバータ出力電圧に含まれる
ビート成分を除去する原理について説明する。
ビート成分を除去する原理について説明する。
第５図に示すようなインバータを考える。同図におい
て、102、104、106、108、110、112は理想スイッチUP〜
WN、114は直流電圧源（脈動電圧源も含む）、116は誘導
電動機、Ｇは仮想中間点である。
て、102、104、106、108、110、112は理想スイッチUP〜
WN、114は直流電圧源（脈動電圧源も含む）、116は誘導
電動機、Ｇは仮想中間点である。
ここで、UPオン、UNオフのときSu＝1,UPオフ、UPオンの
ときSu＝０なる関数Su,を導入する。同様にＶ相、Ｗ相
についてもSv,Swなる関数を導入する。これらの関数は
スイッチング関数と呼ばれるもので、インバータの出力
端子電圧euo，evo及びewo（対中性点電圧）はこれらの
関数Su,Sv,Swを用いて、 但し、ed：直流電圧（脈動含む） と表わせる。例えば、１パルス時の場合、Su,Sv,Swは第
６図（Ｂ）〜（Ｄ）に示すようになり、euoは同図
（Ａ）のedにSuを掛けて、同図（Ｅ）のように求まる。
ときSu＝０なる関数Su,を導入する。同様にＶ相、Ｗ相
についてもSv,Swなる関数を導入する。これらの関数は
スイッチング関数と呼ばれるもので、インバータの出力
端子電圧euo，evo及びewo（対中性点電圧）はこれらの
関数Su,Sv,Swを用いて、 但し、ed：直流電圧（脈動含む） と表わせる。例えば、１パルス時の場合、Su,Sv,Swは第
６図（Ｂ）〜（Ｄ）に示すようになり、euoは同図
（Ａ）のedにSuを掛けて、同図（Ｅ）のように求まる。
一方、線間電圧は、（２）式の関係から、 として求まる。以上のように、インバータの各出力電圧
はスイッチング関数Su,Sv,Swを用いて記述できる。ま
た、図７に示すように各スイッチング関係はインバータ
主回路素子（第５図UP〜WN）のうち上側アームのゲート
信号に相当しており、所定の電圧を得るためのゲート信
号は、スイッチング関数が求まれば、直ちに決定され
る。
はスイッチング関数Su,Sv,Swを用いて記述できる。ま
た、図７に示すように各スイッチング関係はインバータ
主回路素子（第５図UP〜WN）のうち上側アームのゲート
信号に相当しており、所定の電圧を得るためのゲート信
号は、スイッチング関数が求まれば、直ちに決定され
る。
ところで、定常時のスイッチング関数は周期関数である
ことからフーリエ展開でき、次式のように表わせる。
ことからフーリエ展開でき、次式のように表わせる。
但し、A1：基本波成分 An:n次高調波成分 したがって、（４）式においてθ＝wit（wi:インバータ
角周波数）として、（２）式に代入すれば、インバータ
の各出力端子電圧は、 但し、 と表せる。
角周波数）として、（２）式に代入すれば、インバータ
の各出力端子電圧は、 但し、 と表せる。
ここで、コンバータの出力電圧（直流電圧）の脈動に含
まれる基本波以外の高調波を全て無視して直流電圧edを ed＝Ed＋Eocos（woｔ＋φｏ） …………（６） 但し、Ed ：直流電圧平均値 Eo ：脈動電圧振幅 wo ：脈動角周波数 φｏ：脈動電圧位相 とおけば、Ｕ相の出力端子電圧euoは、（５）式の関係
より、 となる。（７）式において、右辺第１項は基本波成分、
第２項及び第３項は直流電圧の脈動によって発生する成
分、euhはその他の高調波成分である。
まれる基本波以外の高調波を全て無視して直流電圧edを ed＝Ed＋Eocos（woｔ＋φｏ） …………（６） 但し、Ed ：直流電圧平均値 Eo ：脈動電圧振幅 wo ：脈動角周波数 φｏ：脈動電圧位相 とおけば、Ｕ相の出力端子電圧euoは、（５）式の関係
より、 となる。（７）式において、右辺第１項は基本波成分、
第２項及び第３項は直流電圧の脈動によって発生する成
分、euhはその他の高調波成分である。
いま、インバータ周波数が直流電圧の脈動周波数に接近
した場合を考えると、（７）式の右辺第３項の成分は極
めて低い周波数になることがわかる。このような電圧
が、低周波に対して低インピーダンスとなる誘導電動機
に印加されるため、大きな振幅の低周波電流が通常の電
流に重畳して流れ、ビートを引起こす。これに対して、
（７）式右辺第２項及び第４項の電圧成分は比較的周波
数も高く、また、振幅も小さいため、大きな影響は与え
ない。
した場合を考えると、（７）式の右辺第３項の成分は極
めて低い周波数になることがわかる。このような電圧
が、低周波に対して低インピーダンスとなる誘導電動機
に印加されるため、大きな振幅の低周波電流が通常の電
流に重畳して流れ、ビートを引起こす。これに対して、
（７）式右辺第２項及び第４項の電圧成分は比較的周波
数も高く、また、振幅も小さいため、大きな影響は与え
ない。
そこで、（７）式右辺第３項の成分、すなわち、脈動周
波数とインバータ周波数の差周波数の電圧成分を（以
下、ビート成分と呼ぶ）を除去するための、スイッチン
グ関数を次に考える。
波数とインバータ周波数の差周波数の電圧成分を（以
下、ビート成分と呼ぶ）を除去するための、スイッチン
グ関数を次に考える。
Ｕ相のスイッチング関数Suを とすれば、直流電圧が（６）式で表される場合の出力端
子は、次式のように表せる。
子は、次式のように表せる。
ここで、ΔSuを ΔSu＝−ΔAcos｛（wo−wi）ｔ＋φｏ｝ …（10） とすれば、euoは となりビート成分が除去される。（11）式において、Δ
euoは通常、基本波に対して十分小さいため、無視して
も問題はない。
euoは通常、基本波に対して十分小さいため、無視して
も問題はない。
同様に、Sv,Swを とすれば、各相端子電圧からビート成分を除去できる。
当然ながら、インバータ出力線間電圧からもビート成分
は除去される。
当然ながら、インバータ出力線間電圧からもビート成分
は除去される。
したがって、ビートを抑制するには、直流電圧の脈動に
応じてスイッチング関数にビート成分が含まれるように
すればよい。
応じてスイッチング関数にビート成分が含まれるように
すればよい。
第１図は本発明の一実施例を示すものである。同図にお
いて、２は単相交流電源、４は交流を直流に流すコンバ
ータ、６は平滑コンデンサ、８は直流を可変電圧・可変
周波の交流に変換するインバータ、10、12、14、16、1
8、20はインバータ８を構成するスイッチング素子UP〜W
N、22は誘導電動機である。また24は動脈検出器、26は
平均値検出器、28aは除算器30を用いて脈動成分検出器2
4のΔedを平均値検出器26の出力Edで割った信号ydrと、
インバータの変調度指令ｋと、インバータ周波数指令Fi
を入力として、Ｕ相のスイッチング素子10、12のオン・
オフを制御するためのゲート信号Gup、Gunを演算作成す
るパルス幅変調回路である。
いて、２は単相交流電源、４は交流を直流に流すコンバ
ータ、６は平滑コンデンサ、８は直流を可変電圧・可変
周波の交流に変換するインバータ、10、12、14、16、1
8、20はインバータ８を構成するスイッチング素子UP〜W
N、22は誘導電動機である。また24は動脈検出器、26は
平均値検出器、28aは除算器30を用いて脈動成分検出器2
4のΔedを平均値検出器26の出力Edで割った信号ydrと、
インバータの変調度指令ｋと、インバータ周波数指令Fi
を入力として、Ｕ相のスイッチング素子10、12のオン・
オフを制御するためのゲート信号Gup、Gunを演算作成す
るパルス幅変調回路である。
このパルス幅変調回路28aは、インバータ周波数指令Fi
に応じて、所定の周波数の三角波信号を出力するキャリ
ア発生器32と、変調度指令ｋとインバータ周波数指令Fi
と初期位相φを入力として、インバータ周波数の２つの
正弦波信号yf1とyf2を発生する変調波発生器34と、変調
波発生器34の一方の出力yf2と除算器30の出力ydrとを乗
算器36で掛け合わせて得られた信号yboを入力として、
低周波成分ybuのみを検出するフィルタ38と、変調波発
生器34のもう一方の出力yf1とフィルタ38の出力 ybuとの差yu及びキャリア発生器32の出力ycを入力とし
てＵ相上下アームのゲート信号Gup、Gunを発生するゲー
ト信号発生器40から構成され、Ｕ相のゲート信号を作成
する。
に応じて、所定の周波数の三角波信号を出力するキャリ
ア発生器32と、変調度指令ｋとインバータ周波数指令Fi
と初期位相φを入力として、インバータ周波数の２つの
正弦波信号yf1とyf2を発生する変調波発生器34と、変調
波発生器34の一方の出力yf2と除算器30の出力ydrとを乗
算器36で掛け合わせて得られた信号yboを入力として、
低周波成分ybuのみを検出するフィルタ38と、変調波発
生器34のもう一方の出力yf1とフィルタ38の出力 ybuとの差yu及びキャリア発生器32の出力ycを入力とし
てＵ相上下アームのゲート信号Gup、Gunを発生するゲー
ト信号発生器40から構成され、Ｕ相のゲート信号を作成
する。
一方、28b、28cはそれぞれＶ相とＷ相のゲート信号Gvp
・GvnとGwp・Gwnを作成し、それぞれの構成は28aと同様
である。また、42は28a、28b、28cから出力されるゲー
ト信号を増幅し、それぞれスイッチング素子を10・12、
14・16、18・20を駆動するためのゲートアンプである。
・GvnとGwp・Gwnを作成し、それぞれの構成は28aと同様
である。また、42は28a、28b、28cから出力されるゲー
ト信号を増幅し、それぞれスイッチング素子を10・12、
14・16、18・20を駆動するためのゲートアンプである。
本実施例は、パルス幅変調回路28a、28b、28cのそれぞ
れにおいて、ゲート信号に生じる高調波を最少限に抑制
することができる。
れにおいて、ゲート信号に生じる高調波を最少限に抑制
することができる。
次に、１パルス時の動作を説明する。
第２図（Ｂ）に示す直流線圧の脈動分Δedを平均値Edで
割った信号ydrと、第２図（Ｃ）に示す変調波発生器34
によって作成されたインバータ周波数の変調正弦波yf2
とを掛け合わせることにより、第２図（Ｄ）に示すよう
な脈動周波数とインバータ周波数の差及び和の周波数成
分を含む信号ybを作成する。この信号からフィルタ38に
より高周波成分をカットして低周波成分ybuのみを取出
すことにより、所定の振幅と位相のビート成分を作成す
る（第２図（Ｅ））。
割った信号ydrと、第２図（Ｃ）に示す変調波発生器34
によって作成されたインバータ周波数の変調正弦波yf2
とを掛け合わせることにより、第２図（Ｄ）に示すよう
な脈動周波数とインバータ周波数の差及び和の周波数成
分を含む信号ybを作成する。この信号からフィルタ38に
より高周波成分をカットして低周波成分ybuのみを取出
すことにより、所定の振幅と位相のビート成分を作成す
る（第２図（Ｅ））。
ゲート信号発生器40は、変調波yuとキャリアycとを比較
して なるゲート信号を発生する回路で、第２図（Ｆ）に示す
ように、フィルタ38の出力ybuを反転した信号を変調波y
uとし、インバータ周波数と同一周波数の三角波をキャ
リアとすれば、同図（Ｇ）に示すように１パルス時にお
いても基本波をほとんど変化させることなく、ビート成
分を含ませることが可能となり、yf2を調整することに
より、インバータ出力端子電圧からビート成分を除去で
きる。この時、変調波発生器34のもう一方の出力をyf1
＝０としなければならないが、１パルス領域においては
特に問題なく、脈動が無い場合でも従来と同様の動作が
可能であることは、第２図からも容易に推察できる。
して なるゲート信号を発生する回路で、第２図（Ｆ）に示す
ように、フィルタ38の出力ybuを反転した信号を変調波y
uとし、インバータ周波数と同一周波数の三角波をキャ
リアとすれば、同図（Ｇ）に示すように１パルス時にお
いても基本波をほとんど変化させることなく、ビート成
分を含ませることが可能となり、yf2を調整することに
より、インバータ出力端子電圧からビート成分を除去で
きる。この時、変調波発生器34のもう一方の出力をyf1
＝０としなければならないが、１パルス領域においては
特に問題なく、脈動が無い場合でも従来と同様の動作が
可能であることは、第２図からも容易に推察できる。
なお、インバータ出力電圧からビート成分を除去するに
は、変調波発生器34の出力yf2の振幅を4/πに設定しな
ければならない。
は、変調波発生器34の出力yf2の振幅を4/πに設定しな
ければならない。
次に、多パルス時の動作を説明する。
ビート成分ybuの作成までは１パルスの場合と同様であ
り、各部の波形は第２図（Ｂ）〜（Ｅ）に示す波形とな
り。多パルスの場合は、１パルスの場合と異って、変調
率によるパルス幅の調整が可能なため、得ようとするイ
ンバータ周波数の出力電力に比例した変調度ｋを振幅と
した変調正弦波yf1と、前述のゲート信号に含ませよう
とするビート成分の信号ybuとの差を取り、これを変調
波yuとして、第３図（Ｂ）に示すように三角波キャリア
と比較する（第３図は３パルス時の例）。これにより所
定の基本波とビート成分を有するゲート信号（第３図
（Ｃ））を作成し、同図（Ｄ），（Ｅ）のようにインバ
ータの出力端子電圧からビート成分を除去する。したが
って、線間電圧からもビート成分が除去される。
り、各部の波形は第２図（Ｂ）〜（Ｅ）に示す波形とな
り。多パルスの場合は、１パルスの場合と異って、変調
率によるパルス幅の調整が可能なため、得ようとするイ
ンバータ周波数の出力電力に比例した変調度ｋを振幅と
した変調正弦波yf1と、前述のゲート信号に含ませよう
とするビート成分の信号ybuとの差を取り、これを変調
波yuとして、第３図（Ｂ）に示すように三角波キャリア
と比較する（第３図は３パルス時の例）。これにより所
定の基本波とビート成分を有するゲート信号（第３図
（Ｃ））を作成し、同図（Ｄ），（Ｅ）のようにインバ
ータの出力端子電圧からビート成分を除去する。したが
って、線間電圧からもビート成分が除去される。
なお、多パルス時においては、変調波発生器34の一方の
出力yf2はyf2と等しく、（振幅がk,k:変調度）なるよう
に設定する必要がある。
出力yf2はyf2と等しく、（振幅がk,k:変調度）なるよう
に設定する必要がある。
以上のように、本発明によれば他パルス領域はもちろん
のこと、１パルス領域においてもインバータ出力電圧か
らビート成分を除去できるため、パルス数に依らずイン
バータの動作周波数全域においてビートの抑制が可能と
なる効果がある。
のこと、１パルス領域においてもインバータ出力電圧か
らビート成分を除去できるため、パルス数に依らずイン
バータの動作周波数全域においてビートの抑制が可能と
なる効果がある。
本発明によれば、ビート発生の原因となるインバータ出
力電圧の低周波のうなりが除去されるため、 電動機電流のビートによる主回路スイッチング素子
の電流増加を抑えられる。
力電圧の低周波のうなりが除去されるため、 電動機電流のビートによる主回路スイッチング素子
の電流増加を抑えられる。
ビートによるトルクの脈動を抑制できるため誘導電
動機を円滑に運転できる。
動機を円滑に運転できる。
直流ステージの平滑コンデンサ容量を低減できる。
などの効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図及び第
３図は第１図に示す実施例の動作を説明するための波形
図、第４図はビート現象の一例を示す図、第５図はイン
バータの動作を説明するための主回路概念図、第６図は
第５図の動作とスイッチング関数を概念を説明するため
の図、第７図はスイッチング関数とスイッチング素子の
導通状態及びゲート信号の対応関係を示す図である。 ２…単相交流電源、４…コンバータ、６…平滑コンデン
サ、８…インバータ、10、12、14、16、18、20…スイッ
チング素子、22…誘導電動機、24…脈動成分検出器、26
…平均値検出器、28a、28b、28c…パルス幅変調回路、3
0…除算器、32…キャリア発生器、34…変調波発生器、3
6…乗算器、38…フィルタ、40…ゲート信号発生器、42
…ゲートアンプ。
３図は第１図に示す実施例の動作を説明するための波形
図、第４図はビート現象の一例を示す図、第５図はイン
バータの動作を説明するための主回路概念図、第６図は
第５図の動作とスイッチング関数を概念を説明するため
の図、第７図はスイッチング関数とスイッチング素子の
導通状態及びゲート信号の対応関係を示す図である。 ２…単相交流電源、４…コンバータ、６…平滑コンデン
サ、８…インバータ、10、12、14、16、18、20…スイッ
チング素子、22…誘導電動機、24…脈動成分検出器、26
…平均値検出器、28a、28b、28c…パルス幅変調回路、3
0…除算器、32…キャリア発生器、34…変調波発生器、3
6…乗算器、38…フィルタ、40…ゲート信号発生器、42
…ゲートアンプ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木村 彰 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭61−277377（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−187264（ＪＰ，Ａ)
Claims (10)
- 【請求項１】交流を直流に変換するコンバータと、この
コンバータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換
するインバータとを備えた周波数変換装置において、そ
のインバータの出力周波数指令の整数倍の周波数のキャ
リアを発生するキャリア発生手段と、前記周波数指令及
び前記インバータの出力電圧指令に基づく変調波を発生
する第１の変調波発生手段と、その変調波及び前記コン
バータにより変換された直流の脈動度合いから、その脈
動の周波数と前記インバータの出力周波数との差周波数
成分を含む第２の変調波を発生する手段と、前記キャリ
ア発生手段の出力及び前記第２の変調波に基づいて前記
インバータを駆動するパルス列を発生するパルス幅変調
手段とを備えた周波数変換装置。 - 【請求項２】請求項１記載の装置において、前記直流の
脈動度合いは、前記コンバータの出力電圧の脈動の振幅
をその出力電圧の平均値で除した脈動率である周波数変
換装置。 - 【請求項３】請求項１記載の装置において、前記第２の
変調波は、前記インバータの出力電圧の半サイクルに含
まれるパルス数が１パルスのモードである場合、前記脈
動の周波数と前記インバータの出力周波数との差周波数
成分と逆極性の変調波であり、前記パルス数が多パルス
のモードである場合、前記第２の変調波は、前記第１の
変調波と、前記脈動の周波数と前記インバータの出力周
波数との差周波数成分と逆極性の変調波との和の変調波
である周波数変換装置。 - 【請求項４】交流を直流に変換するコンバータと、この
コンバータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換
するインバータとを備えた周波数変換装置において、そ
のインバータの出力電圧の半サイクルに含まれるパルス
数が１パルスのモードである場合、そのインバータ出力
周波数指令と同一の周波数のキャリアを発生するキャリ
ア発生手段と、前記周波数指令及び前記インバータの出
力電圧指令に基づく変調波を発生する変調波発生手段
と、その変調波及び前記コンバータにより変換された直
流の脈動度合いから、その脈動の周波数と前記インバー
タの出力周波数との差周波数成分を検出する手段と、前
記キャリア発生手段の出力とその差周波数成分検出手段
の出力とに基づいて前記インバータを駆動するパルス列
を発生するパルス幅変調手段とを備えた周波数変換装
置。 - 【請求項５】交流を直流に変換するコンバータと、この
コンバータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換
するインバータと、このインバータの出力電圧の半サイ
クルに含まれるパルス数が多パルスのモードである場
合、そのインバータの出力周波数指令の整数倍の周波数
のキャリアを発生するキャリア発生手段と、前記周波数
指令及び前記インバータの出力電圧指令に基づく変調波
を発生する変調波発生手段とを備えた周波数変換装置に
おいて、その変調波及び前記コンバータにより変換され
た直流の脈動度合いから、その脈動の周波数と前記イン
バータの出力周波数との差周波数成分を検出する手段
と、前記変調波と前記差周波数成分との差と、前記キャ
リアとに基づいて前記インバータを駆動するパルス列を
発生するパルス幅変調手段を備えた周波数変換装置。 - 【請求項６】交流を直流に変換するコンバータと、この
コンバータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換
するインバータとを備えた周波数変換装置において、そ
のインバータの出力周波数指令の整数倍の周波数のキャ
リアを発生するキャリア発生手段と、前記周波数指令及
び前記インバータの出力電圧指令に基づく変調波を発生
する変調波発生手段と、その変調波及び前記コンバータ
により変換された直流の脈動度合いから、その脈動の周
波数と前記インバータの出力周波数との差周波数成分を
検出する手段と、前記インバータの出力電圧の半サイク
ルに含まれるパルス数が１パルスのモードである場合、
前記キャリア発生手段の出力とその差周波数成分検出手
段の出力とに基づいて、前記インバータを駆動するパル
ス列を発生し、前記パルス数が多パルスのモードである
場合、前記変調波と前記差周波数成分との差と、前記キ
ャリアとに基づいて、前記インバータを駆動するパルス
列を発生するパルス幅変調手段を備えた周波数変換装
置。 - 【請求項７】交流を直流に変換するコンバータの直流脈
動度合いを検出する手段と、そのコンバータにより変換
された直流を交流に変換するインバータの出力周波数の
指令及び出力電圧の指令に基づく変調波を発生する手段
と、前記脈動度合検出手段及び変調波発生手段の出力に
基づいて、前記脈動周波数と前記インバータの出力周波
数との差周波数成分を抽出する手段とを備えた差周波数
成分検出装置。 - 【請求項８】請求項７記載の装置において、前記抽出手
段は、前記脈動度合検出手段及び変調波発生手段の出力
を乗算する手段と、その結果から前記脈動周波数と前記
インバータの出力周波数との差周波数成分を抽出するフ
ィルタとを備えた差周波数成分検出装置。 - 【請求項９】交流を直流に変換するコンバータと、この
コンバータの出力を可変電圧、可変周波数の交流に変換
するインバータとを備えた周波数変換装置において、前
記直流電圧を検出する手段と、この直流電圧から脈動の
振幅を演算する手段と、この直流電圧の平均値を演算す
る手段と、その振幅をその平均値で除する除算器と、前
記インバータの出力周波数指令の整数倍の周波数のキャ
リアを発生するキャリア発生手段と、前記周波数指令及
び前記インバータの出力電圧指令に基づく変調波を発生
する変調波発生手段と、この変調波と前記除算器の出力
とを掛け合わせる乗算器と、この乗算器の出力から前記
脈動周波数と前記インバータの出力周波数との差周波数
成分を抽出するフィルタと、前記インバータの出力電圧
の半サイクルに含まれるパルス数が１パルスのモードで
ある場合、前記キャリアと前記フィルタの出力とに基づ
いて前記インバータを駆動するパルス列を発生し、前記
パルス数が多パルスのモードである場合、前記変調波と
前記キャリアと前記フィルタの出力とに基づいて前記イ
ンバータを駆動するパルス列を発生するパルス幅変調手
段を備えた周波数変換装置。 - 【請求項１０】請求項９記載の装置において、前記フィ
ルタはローパスフィルタである周波数変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63195197A JPH0728536B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | 周波数変換装置 |
| EP19890114206 EP0353715B1 (en) | 1988-08-04 | 1989-08-01 | Frequency changer |
| DE1989606482 DE68906482T2 (de) | 1988-08-04 | 1989-08-01 | Frequenz-Wandler. |
| AU39304/89A AU624846B2 (en) | 1988-08-04 | 1989-08-04 | Frequency changer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63195197A JPH0728536B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | 周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246173A JPH0246173A (ja) | 1990-02-15 |
| JPH0728536B2 true JPH0728536B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16337067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63195197A Expired - Fee Related JPH0728536B2 (ja) | 1988-08-04 | 1988-08-04 | 周波数変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0353715B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0728536B2 (ja) |
| AU (1) | AU624846B2 (ja) |
| DE (1) | DE68906482T2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4232356C2 (de) * | 1992-09-26 | 1997-01-09 | Inst Solare Energieversorgungstechnik Iset | Stromversorgungseinrichtung mit mindestens zwei Stromquellen |
| US5457375A (en) * | 1994-05-27 | 1995-10-10 | Emerson Electric Co. | Sensorless commutation controller for a poly-phase dynamoelectric machine |
| JP4682551B2 (ja) * | 2004-07-21 | 2011-05-11 | ダイキン工業株式会社 | モータの制御方法及びモータの制御装置 |
| US8547713B2 (en) * | 2007-04-27 | 2013-10-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion system |
| CN112751519B (zh) * | 2019-10-31 | 2022-07-22 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 电机拍频抑制方法及系统、电传动控制系统、存储介质 |
| JP7168884B2 (ja) * | 2021-03-26 | 2022-11-10 | ダイキン工業株式会社 | 空気調和機 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2218688A1 (ja) * | 1973-02-20 | 1974-09-13 | Arnaud Robert | |
| DE2944334A1 (de) * | 1979-11-02 | 1981-05-14 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Unterdrueckung einer kritischen rueckwirkungsfrequenz eines ueber einen gleichstromsteller gespeisten wechselrichters |
-
1988
- 1988-08-04 JP JP63195197A patent/JPH0728536B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-08-01 DE DE1989606482 patent/DE68906482T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-08-01 EP EP19890114206 patent/EP0353715B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-08-04 AU AU39304/89A patent/AU624846B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68906482D1 (de) | 1993-06-17 |
| AU3930489A (en) | 1990-02-08 |
| AU624846B2 (en) | 1992-06-25 |
| EP0353715A3 (en) | 1990-07-04 |
| EP0353715A2 (en) | 1990-02-07 |
| EP0353715B1 (en) | 1993-05-12 |
| JPH0246173A (ja) | 1990-02-15 |
| DE68906482T2 (de) | 1993-10-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |