JP3233097B2 - 電力変換装置とその制御方法 - Google Patents
電力変換装置とその制御方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電動機を駆動す
る電力変換装置とその制御方法及び電力変換装置を用い
た駆動システムに関する。
る電力変換装置とその制御方法及び電力変換装置を用い
た駆動システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、三相ブリッジ型インバータを用い
た電力変換装置は図８に示す構成となっている。また図
８において、インバータの電圧指令と搬送波及び三相の
出力電圧のうちＵ相とＶ相及びＵ−Ｖ線間電圧の波形を
図９に示す。
た電力変換装置は図８に示す構成となっている。また図
８において、インバータの電圧指令と搬送波及び三相の
出力電圧のうちＵ相とＶ相及びＵ−Ｖ線間電圧の波形を
図９に示す。
【０００３】図８において、電圧指令手段５は、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の電圧指令５０１，５０２，５０３を出力
し、搬送波発生手段７は前記電圧指令の基本波周期より
十分短かい周期の三角波状の波送波を出力する。比較器
８−ａ，８−ｂ，８−ｃでは前記各相の電圧指令５０
１，５０２，５０３と前記搬送波７０１とを比較し、得
られた信号８０１，８０２，８０３をインバータ３の対
応する相の制御信号としてドライブ回路９ａ〜９ｆを経
由してインバータ３の各スイッチング素子をオン・オフ
させ、前記電圧指令が搬送波より大きいときには、該当
相の出力電圧を正とし、小さいときには該当相の出力電
圧を負とする様に制御することにより、負荷に加わる電
圧を平均的に指令値に近づける。
Ｖ，Ｗ各相の電圧指令５０１，５０２，５０３を出力
し、搬送波発生手段７は前記電圧指令の基本波周期より
十分短かい周期の三角波状の波送波を出力する。比較器
８−ａ，８−ｂ，８−ｃでは前記各相の電圧指令５０
１，５０２，５０３と前記搬送波７０１とを比較し、得
られた信号８０１，８０２，８０３をインバータ３の対
応する相の制御信号としてドライブ回路９ａ〜９ｆを経
由してインバータ３の各スイッチング素子をオン・オフ
させ、前記電圧指令が搬送波より大きいときには、該当
相の出力電圧を正とし、小さいときには該当相の出力電
圧を負とする様に制御することにより、負荷に加わる電
圧を平均的に指令値に近づける。
【０００４】前記従来技術によれば、電圧指令に応じた
高調波成分が小さい可変周波数可変振幅の電圧が得られ
る。
高調波成分が小さい可変周波数可変振幅の電圧が得られ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、出力
電圧の高調波成分を小さくするために、各相の電圧指令
５０１〜５０３が常に搬送波７０１の振幅内にあること
が必要である。このため出力電圧の基本波成分を大きく
できないという問題があった。また、パルスパターンが
不規則なため、電動機を負荷とした場合に、発生トルク
の脈動が大きくなるという問題もある。
電圧の高調波成分を小さくするために、各相の電圧指令
５０１〜５０３が常に搬送波７０１の振幅内にあること
が必要である。このため出力電圧の基本波成分を大きく
できないという問題があった。また、パルスパターンが
不規則なため、電動機を負荷とした場合に、発生トルク
の脈動が大きくなるという問題もある。
【０００６】従来、出力電圧の基本波成分の最大値を大
きくするための方法として、各相の電圧指令値に基本波
の３倍の周波数の正弦波を加えて電圧指令値に基本波の
３倍の周波数の正弦波を加えて電圧指令のピーク値を小
さくする方法がある。しかし、前記方法では電圧指令手
段とは別に基本波の３倍の周波数の正弦波を発生させる
ための正弦波発生手段が必要となる。さらに、電圧指令
の基本波成分と３倍の周波数の正弦波を同期させる必要
があり、瞬時電圧制御を行う場合には制御回路が複雑に
なるという問題がある。また前記３倍の周波数を基本波
に加える方式でも発生トルク脈動が大きくなるという問
題がある。
きくするための方法として、各相の電圧指令値に基本波
の３倍の周波数の正弦波を加えて電圧指令値に基本波の
３倍の周波数の正弦波を加えて電圧指令のピーク値を小
さくする方法がある。しかし、前記方法では電圧指令手
段とは別に基本波の３倍の周波数の正弦波を発生させる
ための正弦波発生手段が必要となる。さらに、電圧指令
の基本波成分と３倍の周波数の正弦波を同期させる必要
があり、瞬時電圧制御を行う場合には制御回路が複雑に
なるという問題がある。また前記３倍の周波数を基本波
に加える方式でも発生トルク脈動が大きくなるという問
題がある。
【０００７】本発明の目的は、出力電圧の高調波成分を
増加させることなく、簡単な制御回路で出力電圧の基本
波成分を大きくでき、しかも電動機駆動時のトルク脈動
を小さな電力変換装置を実現することにある。
増加させることなく、簡単な制御回路で出力電圧の基本
波成分を大きくでき、しかも電動機駆動時のトルク脈動
を小さな電力変換装置を実現することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、三相の電圧指令の大小を比較する比較器と、前記比
較器で最大値と最小値を除いた中間値を求め、前記中間
値を２分の１倍した値を各相電圧指令に加算する加算器
を設け、前記加算器の出力を新たに電圧指令値とするこ
とにより達成される。
に、三相の電圧指令の大小を比較する比較器と、前記比
較器で最大値と最小値を除いた中間値を求め、前記中間
値を２分の１倍した値を各相電圧指令に加算する加算器
を設け、前記加算器の出力を新たに電圧指令値とするこ
とにより達成される。
【０００９】また、電圧指令として振幅指令と位相指令
が与えられる場合は、互に１２０°ずつ位相が異なる三
相の正弦波状の電圧指令に変換する変換手段を設け、前
記変換手段で変換した三相の電圧指令の大小を比較し、
その中間値の２分の１を変換した各相の電圧指令値に加
算した結果を新たな電圧指令値とすることによって上記
目的を達成できる。
が与えられる場合は、互に１２０°ずつ位相が異なる三
相の正弦波状の電圧指令に変換する変換手段を設け、前
記変換手段で変換した三相の電圧指令の大小を比較し、
その中間値の２分の１を変換した各相の電圧指令値に加
算した結果を新たな電圧指令値とすることによって上記
目的を達成できる。
【００１０】三相の電力変換器と負荷の間では、通常中
性点を接続しないので、電圧指令の与え方を変化させて
も、線間電圧さえ変化しなければ、負荷に加わる電圧は
変化しない。従って、各相の電圧指令に同じ値を加え
て、電圧指令の絶対値が最大となる相の電圧指令を小さ
くすることにより、負荷電圧を変化させることなく電圧
指令のピーク値を小さくすることができるため、電圧指
令を大きくすることによって、出力電圧の基本波成分の
最大値を大きくすることができる。
性点を接続しないので、電圧指令の与え方を変化させて
も、線間電圧さえ変化しなければ、負荷に加わる電圧は
変化しない。従って、各相の電圧指令に同じ値を加え
て、電圧指令の絶対値が最大となる相の電圧指令を小さ
くすることにより、負荷電圧を変化させることなく電圧
指令のピーク値を小さくすることができるため、電圧指
令を大きくすることによって、出力電圧の基本波成分の
最大値を大きくすることができる。
【００１１】さらに、三相の瞬時電圧指令の最大値と最
小値の絶対値を常に等しくなるように変換し、前記変換
した値を新たな電圧指令値とすることによって、線間電
圧を変化させずに前記電圧指令値を小さくすることがで
きるため、従来方法に比べ電圧指令を大きくすることが
可能となる。例えば、前記変換前の電圧指令が正弦波の
場合には、変換後の新たな電圧指令値の振幅は、変換前
の√３／２倍となるため、出力電圧の基本波成分は従来
に比べ２／√３≒１.１５ 倍に大きくできる。
小値の絶対値を常に等しくなるように変換し、前記変換
した値を新たな電圧指令値とすることによって、線間電
圧を変化させずに前記電圧指令値を小さくすることがで
きるため、従来方法に比べ電圧指令を大きくすることが
可能となる。例えば、前記変換前の電圧指令が正弦波の
場合には、変換後の新たな電圧指令値の振幅は、変換前
の√３／２倍となるため、出力電圧の基本波成分は従来
に比べ２／√３≒１.１５ 倍に大きくできる。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１に本発明第１の実施例を示
す。
す。
【００１３】交流電源１の電力をコンバータ２によって
直流に変換し、この直流を三相ブリッジ型インバータ３
により可変周波数可変電圧の交流電力に変換して負荷４
に供給する。
直流に変換し、この直流を三相ブリッジ型インバータ３
により可変周波数可変電圧の交流電力に変換して負荷４
に供給する。
【００１４】電圧指令手段５は正弦波状の三相瞬間電圧
指令５０１〜５０３を発生する。電圧指令比較手段６
は、前記三相瞬時電圧指令５０１〜５０３を互いに大小
比較し、それらの中から最大値６０１と最小値６０２を
除いた中間値６０３を出力する。前記電圧指令の中間値
６０３の２分の１を電圧指令補正信号６０５とし、これ
を前記各相の瞬時電圧指令５０１〜５０３の各々に加え
た値を新たな電圧指令６０６〜６０８とする。搬送波発
生手段７より出力される三角波状の搬送波701と、前記
各相の新たな電圧指令６０６〜６０８とを、それぞれ比
較器８ａ〜８ｃにより比較して、得られる信号をパルス
幅変調信号として、ドライブ回路９ａ〜９ｆを通じて三
相ブリッジ型インバータ３の各スイッチング素子をオン
・オフさせることにより負荷４に交流電力を供給する。
指令５０１〜５０３を発生する。電圧指令比較手段６
は、前記三相瞬時電圧指令５０１〜５０３を互いに大小
比較し、それらの中から最大値６０１と最小値６０２を
除いた中間値６０３を出力する。前記電圧指令の中間値
６０３の２分の１を電圧指令補正信号６０５とし、これ
を前記各相の瞬時電圧指令５０１〜５０３の各々に加え
た値を新たな電圧指令６０６〜６０８とする。搬送波発
生手段７より出力される三角波状の搬送波701と、前記
各相の新たな電圧指令６０６〜６０８とを、それぞれ比
較器８ａ〜８ｃにより比較して、得られる信号をパルス
幅変調信号として、ドライブ回路９ａ〜９ｆを通じて三
相ブリッジ型インバータ３の各スイッチング素子をオン
・オフさせることにより負荷４に交流電力を供給する。
【００１５】図２に、図１に示す本発明第１の実施例に
おける各部の波形を示す。図２は、電圧指令手段５より
出力される各相の電圧指令５０１〜５０３が、互いに位
相が１２０°ずつ異なる正弦波である場合について示し
たものである。
おける各部の波形を示す。図２は、電圧指令手段５より
出力される各相の電圧指令５０１〜５０３が、互いに位
相が１２０°ずつ異なる正弦波である場合について示し
たものである。
【００１６】Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令５０１〜５０３
をそれぞれＶU ，ＶV ，ＶW とする。各相の電圧指令は
通常零相分が零、即ち、
をそれぞれＶU ，ＶV ，ＶW とする。各相の電圧指令は
通常零相分が零、即ち、
【００１７】
【数１】 ＶU＋ＶV＋ＶW＝０ …（１） となるように得られる。例えばＶU≧ＶV≧ＶW である場
合について考えると、これらを互いに大小比較した中間
値はＶV であり、電圧指令補正信号６０５をＶmとする
と、（１）式より
合について考えると、これらを互いに大小比較した中間
値はＶV であり、電圧指令補正信号６０５をＶmとする
と、（１）式より
【００１８】
【数２】
【００１９】となる。このとき、変換後の新たな各相電
圧指令６０６〜６０８をＶU′，ＶV′，ＶW′ とし、そ
れぞれを求めると、
圧指令６０６〜６０８をＶU′，ＶV′，ＶW′ とし、そ
れぞれを求めると、
【００２０】
【数３】
【００２１】となる。このとき、変換の前後で線間電圧
は変化していない。ＶU′，ＶV′，ＶW′ の中での最大
値はＶU′、最小値はＶW′であり、両者の絶対値は等し
い。ＶU ，ＶV ，ＶW の大小関係が異なる場合について
も同様に変換後の新たな電圧指令ＶU′，ＶV′，ＶW′
の中の最大値と最小値の絶対値は等しくなる。
は変化していない。ＶU′，ＶV′，ＶW′ の中での最大
値はＶU′、最小値はＶW′であり、両者の絶対値は等し
い。ＶU ，ＶV ，ＶW の大小関係が異なる場合について
も同様に変換後の新たな電圧指令ＶU′，ＶV′，ＶW′
の中の最大値と最小値の絶対値は等しくなる。
【００２２】新たな電圧指令ＶU′，ＶV′，ＶW′ は図
２（ｃ）に示すような波形となり、その振幅は図２
（ａ）に示す変換前の電圧指令ＶU ，ＶV ，ＶW の振幅
より小さくなる。従って本実施例によれば、電圧指令の
振幅が搬送波の振幅を超えずに出力できる電圧の基本波
成分の最大値を従来よりも高くすることができる。
２（ｃ）に示すような波形となり、その振幅は図２
（ａ）に示す変換前の電圧指令ＶU ，ＶV ，ＶW の振幅
より小さくなる。従って本実施例によれば、電圧指令の
振幅が搬送波の振幅を超えずに出力できる電圧の基本波
成分の最大値を従来よりも高くすることができる。
【００２３】さらに、搬送波一周期間のパルスパターン
を詳細に見た場合、搬送波周期の始めと終わりに等しい
期間出力電圧が零となり、規則正しいパルスパターンと
なる。このため、電動機を駆動した場合に発生トルクの
脈動を小さくすることができる。
を詳細に見た場合、搬送波周期の始めと終わりに等しい
期間出力電圧が零となり、規則正しいパルスパターンと
なる。このため、電動機を駆動した場合に発生トルクの
脈動を小さくすることができる。
【００２４】図３に、本発明第２の実施例を示す。本実
施例は、電圧指令手段５′の出力として位相指令５０４
と振幅指令５０５が得られる場合についての実施例であ
る。電圧指令変換手段１０において、前記位相指令５０
４と前記振幅指令５０５を三相の電圧指令６０６′，６
０７′，６０８′に変換する。位相モード判定手段１０
１は位相指令５０４を入力し、６０°ごとの位相モード
１０３を出力する。関数発生手段１０２は、三相の電圧
指令６０６′〜６０８′の中の最大値と最小値の絶対値
が等しくかつ各線間電圧が正弦波なるような関数１０６
〜１０８を、位相指令５０４と位相モード１０３より求
め、振幅指令５０５を乗ずることにより、三相の電圧指
令６０６′〜６０８′が得られる。図６に位相指令と位
相モードおよび振幅指令に対する各相の電圧指令の関係
を示す。
施例は、電圧指令手段５′の出力として位相指令５０４
と振幅指令５０５が得られる場合についての実施例であ
る。電圧指令変換手段１０において、前記位相指令５０
４と前記振幅指令５０５を三相の電圧指令６０６′，６
０７′，６０８′に変換する。位相モード判定手段１０
１は位相指令５０４を入力し、６０°ごとの位相モード
１０３を出力する。関数発生手段１０２は、三相の電圧
指令６０６′〜６０８′の中の最大値と最小値の絶対値
が等しくかつ各線間電圧が正弦波なるような関数１０６
〜１０８を、位相指令５０４と位相モード１０３より求
め、振幅指令５０５を乗ずることにより、三相の電圧指
令６０６′〜６０８′が得られる。図６に位相指令と位
相モードおよび振幅指令に対する各相の電圧指令の関係
を示す。
【００２５】前記各相の電圧指令６０６′〜６０８′
を、それぞれ比較器８ａ〜８ｃにおいて搬送波発生手段
７により出力される三角波状の搬送波７０１と比較し、
得られる信号をパルス幅変調信号として、ドライブ回路
９ａ〜９ｆを通じて三相ブリッジ型インバータ３の各ス
イッチング素子をオン・オフさせることにより、負荷４
に交流電力を供給する。
を、それぞれ比較器８ａ〜８ｃにおいて搬送波発生手段
７により出力される三角波状の搬送波７０１と比較し、
得られる信号をパルス幅変調信号として、ドライブ回路
９ａ〜９ｆを通じて三相ブリッジ型インバータ３の各ス
イッチング素子をオン・オフさせることにより、負荷４
に交流電力を供給する。
【００２６】本実施例によれば、電圧指令として位相指
令と振幅指令が得られる場合においても、出力電圧の基
本波成分の最大値を大きくすることができ、その際の演
算処理を簡単にすることができる。
令と振幅指令が得られる場合においても、出力電圧の基
本波成分の最大値を大きくすることができ、その際の演
算処理を簡単にすることができる。
【００２７】図５に本発明第３の実施例を示す。本実施
例は、交流電力を直流に変換する電力順変換装置に本発
明を適用した例である。
例は、交流電力を直流に変換する電力順変換装置に本発
明を適用した例である。
【００２８】三相ブリッジ型コンバータ３′は交流リア
クトル２０を介して交流電源１に接続され、交流電力を
直流電力に変換して負荷４′に供給する。
クトル２０を介して交流電源１に接続され、交流電力を
直流電力に変換して負荷４′に供給する。
【００２９】電圧制御器１２は直流電圧検出器より得ら
れる検出値と直流電圧指令との偏差によって働き、電流
振幅指令１２１を出力する。乗算器１５ａ〜１５ｃは電
圧検出器１３ａ〜１３ｃにより検出される各相の交流電
圧信号と前記電流振幅指令を乗算して、電圧と同位相の
交流電流指令を出力する。電流制御器１４ａ〜１４ｃは
電流検出器１６ａ〜１６ｃより得られる検出値と前記交
流電流指令との偏差によって働き、電圧指令５０１′〜
５０３′を出力する。電圧指令比較手段６は前記電圧指
令５０１′〜５０３′を互いに大小比較してその中での
中間値６０３′を出力する。得られた中間値６０３′の
２分の１を前記電圧指令５０１′〜５０３′に加え、そ
の和をそれぞれ比較器８ａ〜８ｃにおいて、搬送波発生
手段７より出力される三角波状の搬送波と比較し、得ら
れる信号をパルス幅変調信号としてドライブ回路９′ａ
〜９′ｆを介して三相ブリッジ型コンバータ３′の各ス
イッチング素子をオン・オフさせる。
れる検出値と直流電圧指令との偏差によって働き、電流
振幅指令１２１を出力する。乗算器１５ａ〜１５ｃは電
圧検出器１３ａ〜１３ｃにより検出される各相の交流電
圧信号と前記電流振幅指令を乗算して、電圧と同位相の
交流電流指令を出力する。電流制御器１４ａ〜１４ｃは
電流検出器１６ａ〜１６ｃより得られる検出値と前記交
流電流指令との偏差によって働き、電圧指令５０１′〜
５０３′を出力する。電圧指令比較手段６は前記電圧指
令５０１′〜５０３′を互いに大小比較してその中での
中間値６０３′を出力する。得られた中間値６０３′の
２分の１を前記電圧指令５０１′〜５０３′に加え、そ
の和をそれぞれ比較器８ａ〜８ｃにおいて、搬送波発生
手段７より出力される三角波状の搬送波と比較し、得ら
れる信号をパルス幅変調信号としてドライブ回路９′ａ
〜９′ｆを介して三相ブリッジ型コンバータ３′の各ス
イッチング素子をオン・オフさせる。
【００３０】本実施例によれば、交流側の入力電流を力
率１でかつ正弦波に１つずつ直流側の出力電圧を制御す
る電力順変換装置において、直流側の出力電圧を従来よ
りも低くまで制御できるため、制御範囲が拡大し制御の
安定性が向上する。
率１でかつ正弦波に１つずつ直流側の出力電圧を制御す
る電力順変換装置において、直流側の出力電圧を従来よ
りも低くまで制御できるため、制御範囲が拡大し制御の
安定性が向上する。
【００３１】図５に示す実施例は図１に示すインバータ
を順変換装置に適用したものであるが、図３に示すイン
バータに適用しても、同様の効果が得られる。
を順変換装置に適用したものであるが、図３に示すイン
バータに適用しても、同様の効果が得られる。
【００３２】さらに、本発明を順変換装置とインバータ
装置の両者に適用し、負荷の必要とする電力に応じて両
者の電圧指令を決定することにより変換装置全体の小型
化を図ることも可能となる。
装置の両者に適用し、負荷の必要とする電力に応じて両
者の電圧指令を決定することにより変換装置全体の小型
化を図ることも可能となる。
【００３３】図６に本発明第４の実施例を示す。本実施
例は、本発明を多重インバータの制御に適用したもので
ある。
例は、本発明を多重インバータの制御に適用したもので
ある。
【００３４】三相ブリッジ型インバータ３ａと３ｂは、
共に直流側は並列接続され、交流側は相間リアクトル１
６ａ〜１６ｃを介して接続されている。各相間リアクト
ルの中点を出力端として負荷に接続されている。
共に直流側は並列接続され、交流側は相間リアクトル１
６ａ〜１６ｃを介して接続されている。各相間リアクト
ルの中点を出力端として負荷に接続されている。
【００３５】電圧指令手段５は、正弦波状の三相の瞬時
電圧指令５０１〜５０３を発生する。電圧指令比較手段
６は前記三相の瞬時電圧指令５０１〜５０３を互いに大
小比較し、それらの中の中間値６０３を出力する。前記
電圧指令の中間値６０３の２分の１を電圧指令補正信号
６０５として、前記各相の電圧指令に加えた値を新たな
電圧指令６０６〜６０８とする。搬送波発生手段７は三
角波状の搬送波７０１とそれを反転した搬送波７０２を
出力する。比較器８ａ〜８ｃは新たな電圧指令６０６〜
６０８を搬送波７０１と比較して三相ブリッジ型インバ
ータ３ａの各スイッチング素子をオン・オフさせる信号
を作り、比較器８ｄ〜８ｆは新たな電圧指令６０６〜６
０８を搬送波７０２と比較して三相ブリッジ型インバー
タ３ｂの各スイッチング素子をオン・オフさせる信号を
作る。
電圧指令５０１〜５０３を発生する。電圧指令比較手段
６は前記三相の瞬時電圧指令５０１〜５０３を互いに大
小比較し、それらの中の中間値６０３を出力する。前記
電圧指令の中間値６０３の２分の１を電圧指令補正信号
６０５として、前記各相の電圧指令に加えた値を新たな
電圧指令６０６〜６０８とする。搬送波発生手段７は三
角波状の搬送波７０１とそれを反転した搬送波７０２を
出力する。比較器８ａ〜８ｃは新たな電圧指令６０６〜
６０８を搬送波７０１と比較して三相ブリッジ型インバ
ータ３ａの各スイッチング素子をオン・オフさせる信号
を作り、比較器８ｄ〜８ｆは新たな電圧指令６０６〜６
０８を搬送波７０２と比較して三相ブリッジ型インバー
タ３ｂの各スイッチング素子をオン・オフさせる信号を
作る。
【００３６】図７に、図６に示す本発明第４の実施例に
おける各部の波形を示す。インバータ３ａのＵ相出力電
圧３０１ａとインバータ３ｂのＵ相出力電圧３０１ｂで
は搬送波周波数成分の位相が異っているため、両者の合
成出力電圧３０１では搬送波周波数成分が低減されてい
る。したがって負荷に流れる電流の高調波成分が低減さ
れるので、電動機駆動に用いる場合には発生トルクの脈
動を低減することができる。
おける各部の波形を示す。インバータ３ａのＵ相出力電
圧３０１ａとインバータ３ｂのＵ相出力電圧３０１ｂで
は搬送波周波数成分の位相が異っているため、両者の合
成出力電圧３０１では搬送波周波数成分が低減されてい
る。したがって負荷に流れる電流の高調波成分が低減さ
れるので、電動機駆動に用いる場合には発生トルクの脈
動を低減することができる。
【００３７】本実施例によれば、複数台のインバータを
並列接続した多数インバータにおいても、出力電圧の基
本波成分の最大値を大きくすることができる。
並列接続した多数インバータにおいても、出力電圧の基
本波成分の最大値を大きくすることができる。
【００３８】
【発明の効果】本発明によれば、小さな電圧指令で従来
方法と同じ大きさの相間出力電圧を得ることができるた
め、電圧指令値を従来方法に比べ大きく設定することが
可能になり、電圧の制御範囲を拡大できるという効果が
ある。
方法と同じ大きさの相間出力電圧を得ることができるた
め、電圧指令値を従来方法に比べ大きく設定することが
可能になり、電圧の制御範囲を拡大できるという効果が
ある。
【００３９】また、従来の出力電圧と同じ出力電圧を得
るための入力電圧を低くすることができるため、電力変
換装置の素子容量を小さくすることができ、さらに、装
置で発生する損失を小さくすることができる。
るための入力電圧を低くすることができるため、電力変
換装置の素子容量を小さくすることができ、さらに、装
置で発生する損失を小さくすることができる。
【００４０】本発明を順変換装置に適用した場合は、出
力する直流電圧は従来より低くまで制御できるので、制
御範囲を拡大することができる。
力する直流電圧は従来より低くまで制御できるので、制
御範囲を拡大することができる。
【００４１】さらに、本発明を順変換装置と逆変換装置
の両者に適用した電力変換装置とすると、入力の電圧電
流および出力の電圧電流の条件を従来とほぼ等しくした
場合の中間回路の直流電圧を従来より低くすることがで
きるので、平滑コンデンサ等の中間回路を小型化するこ
とができ、また中間回路で発生する損失を低減できる効
果がある。
の両者に適用した電力変換装置とすると、入力の電圧電
流および出力の電圧電流の条件を従来とほぼ等しくした
場合の中間回路の直流電圧を従来より低くすることがで
きるので、平滑コンデンサ等の中間回路を小型化するこ
とができ、また中間回路で発生する損失を低減できる効
果がある。
【００４２】さらに、本発明の電力変換装置を電動機の
駆動に適用した場合には、規則正しいパルスパターンを
発生することができるため、発生トルクの脈動を小さく
でき、機械的振動の発生を抑制できる。従って機械の安
定性を向上することができ、システム全体の長寿命化を
図ることができる他、騒音も低減でき効果がある。
駆動に適用した場合には、規則正しいパルスパターンを
発生することができるため、発生トルクの脈動を小さく
でき、機械的振動の発生を抑制できる。従って機械の安
定性を向上することができ、システム全体の長寿命化を
図ることができる他、騒音も低減でき効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】第１の実施例における各部の波形を示す図。
【図３】本発明の第２の実施例の構成図。
【図４】図３の実施例における演算を説明する図。
【図５】本発明の第３の実施例の構成図。
【図６】本発明の第４の実施例の構成図。
【図７】第４の実施例における各部の波形を示す図。
【図８】従来技術の構成図。
【図９】従来技術における各部の波形を示す図。
１…交流電源、２…コンバータ、３…三相ブリッジ型イ
ンバータ、４…負荷、５…電圧指令手段、６…電圧指令
比較手段、７…搬送波発生手段、８…比較器、１０…電
圧指令変更手段。
ンバータ、４…負荷、５…電圧指令手段、６…電圧指令
比較手段、７…搬送波発生手段、８…比較器、１０…電
圧指令変更手段。
フロントページの続き (72)発明者 戸張 和明 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 神山 健三 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株式会社 日立製作所 大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭63−28276（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02P 7/63
Claims (2)
- 【請求項１】複数のスイッチング素子をオン・オフさせ
ることにより直流あるいは交流の電力を可変周波数可変
電圧の電力に変換する三相の電力変換装置の制御方法に
おいて、 各相の瞬時電圧指令値の中の最大値と最小値の絶対値が
等しくなるように、前記各相の瞬時電圧指令値に前記各
相の瞬時電圧指令値の中間値の２分の１を加えたものを
新たな電圧指令とし、前記新たな電圧指令に従って出力
電力を制御することを特徴とする電力変換装置の制御方
法。 - 【請求項２】複数のスイッチング素子をオン・オフさせ
ることにより直流あるいは交流の電力を可変周波数可変
電圧の電力に変換する三相の電力変換装置の制御方法に
おいて、 各相の瞬時電圧指令値の中の最大値と最小値の和が一定
に成るように、前記各相の瞬時電圧指令値に前記各相の
瞬時電圧指令値の中間値の２分の１を加えたものを新た
な電圧指令とし、前記新たな電圧指令に従って出力電力
を制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09122098A JP3233097B2 (ja) | 1998-04-03 | 1998-04-03 | 電力変換装置とその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09122098A JP3233097B2 (ja) | 1998-04-03 | 1998-04-03 | 電力変換装置とその制御方法 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1242068A Division JPH0681514B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 電力変換装置とその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248262A JPH10248262A (ja) | 1998-09-14 |
| JP3233097B2 true JP3233097B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=14020352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09122098A Expired - Lifetime JP3233097B2 (ja) | 1998-04-03 | 1998-04-03 | 電力変換装置とその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3233097B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106464155A (zh) * | 2014-05-29 | 2017-02-22 | 住友电气工业株式会社 | 功率转换设备以及三相ac电源设备 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4667771B2 (ja) * | 2004-06-24 | 2011-04-13 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ装置 |
| JP5803681B2 (ja) | 2012-01-12 | 2015-11-04 | 株式会社明電舎 | Ｐｗｍ電力変換器の並列運転装置 |
| JP6405671B2 (ja) | 2014-04-03 | 2018-10-17 | 日本電産株式会社 | モータ制御方法およびモータ制御装置 |
| JP6264257B2 (ja) | 2014-10-20 | 2018-01-24 | 株式会社明電舎 | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 |
| JP7112593B2 (ja) | 2019-04-12 | 2022-08-03 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置、及び、その制御方法 |
| CN115039335A (zh) | 2020-05-08 | 2022-09-09 | 株式会社日立产机系统 | 电力转换装置及其控制方法 |
-
1998
- 1998-04-03 JP JP09122098A patent/JP3233097B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106464155A (zh) * | 2014-05-29 | 2017-02-22 | 住友电气工业株式会社 | 功率转换设备以及三相ac电源设备 |
| CN106464155B (zh) * | 2014-05-29 | 2019-03-26 | 住友电气工业株式会社 | 功率转换设备以及三相ac电源设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10248262A (ja) | 1998-09-14 |
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