JP3267988B2 - 電力変換装置のｐｗｍ制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は交流を直流に変換する
コンバータ、直流を可変周波数の交流に変換するインバ
ータなどの電力変換装置のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０および図１１は、従来の電力変換
装置のＰＷＭ制御方法を説明するための図であり、図１
０は１相分のＰＷＭ制御方法を実施するため制御系を示
すブロック図であり、図１１はインバータの主回路を示
している。図中、ＣＴＬはコントローラであり、電流指
令Ｉ^*とフィードバック電流（制御量）の偏差信号εを
入力して出力信号Ｃu を得るものである。入力リミッタ
ＬＩＭは、コントローラＣＴＬの出力信号Ｃu を入力し
てこれに制限を加えて出力信号Ｃuiを出力するものであ
る。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、入力リミッタＬＩ
Ｍの出力信号Ｃuiを入力してゲート信号ｇ1，ｇ2 を出
力するものである。

【０００３】直流平滑コンデンサＥ１，Ｅ２は直流電圧
源となる、ＰＵ1 ，ＰＵ2 はスイッチング素子を使用し
た電力変換器、ＣＴは電流検出器、ＬＯＡＤは誘導機な
どの負荷を表している。

【０００４】以下、この従来例の制御動作について簡単
に説明する。フィードバック電流Ｉと、図示しない上位
のコントローラによって演算された電流指令Ｉ^* とを比
較し、これにより得られる偏差信号ε＝Ｉ^* −Ｉを、コ
ントローラＣＴＬにより増幅する。コントローラＣＴＬ
からの出力信号Ｃu は、リミッタＬＩＭを介してパルス
幅変調制御回路ＰＷＭに入力される。パルス幅変調制御
回路ＰＷＭの出力信号であるゲート信号ｇ1 ，ｇ2 は電
力変換器ＰＵ1 ，ＰＵ2 を構成しているスイッチング素
子のゲートに入力させることで、パルス幅変調制御回路
ＰＷＭの入力信号Ｃuiに比例した電圧Ｖu を発生させる
ことができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の電力
変換装置の制御方法では次のような問題点がある。

【０００６】コントローラＣＴＬの出力信号Ｃu が大き
くなり、これがリミッタＬＩＭにより入力制限がかか
り、パルス幅変調制御回路ＰＷＭの入力信号Ｃuiの波形
が変形するような場合、次のような不都合が生じる。

【０００７】図１２は上記従来の制御方法による各部の
信号波形を示す。半導体素子の保護等の目的より、コン
トローラＣＴＬの出力信号Ｃu が基準レベルＬより大き
い場合、ＬＩＭの出力信号Ｃu の最大振幅を基準レベル
Ｌに制限する。出力電圧ＶuはＬＩＭの出力信号Ｃuiに
比例するが、コントローラＣＴＬの出力Ｃu が上限値Ｌ
で制限されるため、インバータは歪んだ電圧を発生する
ことになる。出力電圧が歪むことによって、制御量であ
る電流Ｉの制御が不可能になる。この場合、この電力変
換装置が発生できる最大出力の波高値ＶCpは、直流電圧
をＥ１＋Ｅ２＝Ｖd とすると、 ＶCp＝（Ｖd/2 ）・Ｌ ０＜Ｌ＜１ となる。

【０００８】直流電圧と電力変換装置の発生可能な電圧
の比を利用率とすると、従来方法では利用率が低く、負
荷に必要な電力に対して電力変換装置の容量を大きくし
なくてはならず、不経済なシステム構成となる。

【０００９】この発明は、以上の問題点に鑑みてなされ
たもので、出力電流制御の外乱を補償し、歪みの少ない
出力電流制御を達成すると共に、最大出力電圧を増加さ
せ、利用率を向上させた電力変換装置のＰＷＭ制御装置
を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明は、以上の目的
を達成するために、 請求項１に対応する発明は、３相
３線式で、３相のうち電気角６０度以下の任意の区間
で、いずれか１相の変調率を１に固定し、他の２相でパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う電力変換装置のＰＷＭ
制御装置において、出力電圧基準信号Ｕ ^＊ ，Ｖ ^＊ ，Ｗ ^＊
から各相の変謂率を６０度毎に１に固定するクランプ信
号（ｅｕ１，ｅｕ２，ｅｖｌ，ｅｖ２，ｅｗｌ，ｅｗ
２）を求める手段と、当該クランプ信号を用いて、各相
のＰＷＭ制御指令値（Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ）から６０度以
下の任意の区間だけ強制的に変調率を１に固定する信号
（ＣＬｕ，ＣＬｖ，ＣＬｗ）を演算する手段と、１相の
変調率を強制的に１に固定したことによって生じる外乱
分（△ｅｕ＝ＣＬｕ−Ｃｕ，△ｅｖ＝ＣＬｖ−Ｃｖ，△
ｅｗ＝ＣＬｗ−Ｃｗ）を演算する手段と、当該外乱分の
演算結果（△ｅｕ，△ｅｖ，△ｅｗ）と前記信号（ＣＬ
ｕ，ＣＬｖ，ＣＬｗ）を用いて、新たなＰＷＭ制御指令
値（ＣＬｕ’＝ＣＬｕ＋△ｅｖ＋△ｅｗ，ＣＬｖ’＝△
ｅｗ＋△ｅｕ，ＣＬｗ’＝△ｅｕ＋△ｅｖ）を求める手
段と、を具備したことを特徴とする電力変換装置のＰＷ
Ｍ制御装置である。

【００１１】

【００１２】

【作用】この発明によれば、ＰＷＭ指令がリミッタにか
かるような場合、３相ＰＷＭ指令のうち、基準信号より
決定した電気角６０度信号、または６０度以下の任意の
角度信号をもとに、ある区間だけ１相の変調率を１に固
定する。上記の電気角区間は強制的に１相のＰＷＭ動作
が停止するので、これによって生じる外乱を他の２相に
加え、補償制御を行う。他の２相はＰＷＭ制御を行い、
電力変換装置は線間電圧を出力できるので、各相の電流
が制御可能になる。

【００１３】

【実施例】図１（ａ）は本発明の電力変換装置のＰＷＭ
制御装置の実施例を示す制御回路構成図、図１（ｂ）は
図１（ａ）のクランプ角決定回路ＣＬＤの１例を示して
ある。

【００１４】図中、クランプ角決定回路ＣＬＤは、Ｕ相
基準指令信号Ｕ^*，Ｖ相基準指令信号Ｖ^*，Ｗ相基準指令
信号Ｗ^*をそれぞれ入力し、各相の変調率を６０度毎に
１に固定する各相毎にクランプ信号を決定しこれを出力
するものである。クランプ信号としては具体的には、後
述するＵ相クランプ信号（＋）側ｅu1，Ｕ相クランプ信
号（−）側ｅu2、Ｖ相クランプ信号（＋）側ｅv1，Ｖ相
クランプ信号（−）側ｅv2、Ｗ相クランプ信号（＋）側
ｅw1，Ｗ相クランプ信号（−）側ｅw2である。

【００１５】Ｕ相クランプ回路ＣＬu Ｃ，Ｖ相クランプ
回路ＣＬv Ｃ，Ｗ相クランプ回路ＣＬw Ｃは、それぞれ
コントローラ出力Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗを入力し、クランプ
角決定回路ＣＬＤの６０度固定のクランプ信号に基づい
て変調率１に固定した後、信号ＣＬu ，ＣＬv ，ＣＬw
を出力する回路である。

【００１６】ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw は後述する
ようにゲート信号ｇ11，ｇ12，ｇ21，ｇ22，ｇ31，ｇ32
を出力するＰＷＭパターン発生器、Ａ１〜Ａ９は加減算
器、ＺＣu ，ＺＣv ，ＺＣw は零クロスコンパレータ、
ＡＮＤＵ1 〜ＡＮＤＷ2 は３入力１出力の論理積回路で
ある。

【００１７】図２は、ＰＷＭパターン発生器ＰＷＭu ，
ＰＷＭv ，ＰＷＭw から出力されるゲート信号ｇ11，ｇ
12，ｇ21，ｇ22，ｇ31，ｇ32を、３相インバータに応用
した例の主回路を示している。Ｖd は直流電圧源、Ｓ１
１〜Ｓ３２はスイッチング用半導体素子、Ｄ１１〜Ｄ３
２はフリーホィールダイオード、ＬＯＡＤは誘導機等の
負荷を表している。

【００１８】図３は、図１のクランプ角決定回路ＣＬＤ
の動作を説明するためのもので、各相基準指令信号
Ｕ^* ，Ｖ^* ，Ｗ^* から６０度区間を決定するアルゴリズ
ムを示している。基準指令信号Ｕ^* ，Ｖ^* ，Ｗ^* を零ク
ロスコンパレータ回路ＺＣu ，ＺＣv ，ＺＣw を通すこ
とにより、出力信号ＵZC^* ，ＶZC^* ，ＷZC^* を作成す
る。この出力信号ＵZC^* ，ＶZC^* ，ＷZC^* を、３入力１
出力の論理積回路ＡＮＤＵ1〜ＡＮＤＷ2 に入力し、各
相６０度を決定するクランプ信号ｅu1〜ｅw2を演算す
る。

【００１９】図４は、図１の全体の動作を説明するため
のものであって、ここでは、変調率を１に固定する（ク
ランプ）期間を６０度に設定した場合である。各相のコ
ントローラ出力信号Ｃu ，Ｃv ，Ｃw を、それぞれクラ
ンプ回路ＣＬu Ｃ，ＣＬv Ｃ，ＣＬw Ｃに入力し、クラ
ンプ角決定回路ＣＬＤからのクランプ信号ｅu1〜ｅw2に
基づいて６０度区間だけ強制的に変調率１に固定した信
号ＣＬu ，ＣＬv ，ＣＬw を出力する。図４では、Ｕ相
に関する各部の波形のみを示している。コントローラ出
力信号Ｃu を、クランプ回路ＣＬu Ｃに入力し、クラン
プ角決定回路ＣＬＤからのクランプ信号ｅu1，ｅu2に基
づいて６０度区間だけ強制的に変調率１に固定した信号
ＣＬu を出力する。

【００２０】１相を強制的にクランプさせＰＷＭ制御を
停止させることによって生じる外乱を、加減算器Ａ１を
用いてＵ相外乱信号Δｅu ＝ＣＬu −Ｃu を演算する。
同様にＶ相は加減算器Ａ２を用いてＶ相外乱信号Δｅv
＝ＣＬv −Ｃv をＷ相は加減算器Ａ３を用いてＷ相外乱
信号Δｅw ＝ＣＬw −Ｃw を演算する。ある１相をクラ
ンプさせている間は、他の２相では外乱補償を含めたＰ
ＷＭ制御を行うため、Ｕ相のＰＷＭ指令は、クランプし
た信号ＣＬu とＶ相、Ｗ相の外乱信号Δｅv 、Δｅw を
加減算器Ａ４で加算した結果Δｅv ＋Δｅw を加減算器
Ａ７で加算し、新たなＰＷＭ指令ＣＬui＝ＣＬu ＋（Δ
ｅv ＋Δｅw ）を演算する。同様にＶ相のＰＷＭ指令Ｃ
Ｌv は加減算器Ａ８を用いてＣＬvi＝ＣＬv ＋（Δｅw
＋Δｅu）となり、Ｗ相のＰＷＭ指令ＣＬwiは加減算器
Ａ９を用いてＣＬwi＝ＣＬw ＋（Δｅu ＋Δｅv ）とな
る。

【００２１】図５は図２のインバータの各相の出力電圧
の平均値を示す。Ｖu，Ｖv ，ＶwはそれぞれＵ相，Ｖ
相，Ｗ相の相電圧、Ｖuv，Ｖvw，ＶwuはそれぞれＵＶ
間，ＵＷ間，ＷＵ間の線間電圧を示している。ある１相
がクランプされている期間では他の２相がＰＷＭ制御を
行い、歪のない線間電圧を出力することになる。図６は
図４の１相分の波形を示す、各部分の波形を数式で表す
と、 Ｖd/2 ・［（１＋Ｌ）sin （ωt ＋π／６）＋１］ …（１） −Ｖd/2 …（２） Ｖd/2 ・［（１＋Ｌ）sin （ωt ＋π／６）＋１］ …（３） Ｖd/2 ・［（１＋Ｌ）sin （ωt ＋π／６）＋１］ …（４） ＋Ｖd/2 …（５） Ｖd/2 ・［（１＋Ｌ）sin （ωt ＋π／６）＋１］ …（６） となる。上記の数式より１相分の基本波成分ＶCL(1) を
フーリエ展開によって求めると、波高値ＶCL(1)pは以下
のように表すことができる。

【００２２】

【数１】 従来方法と本方式の出力電圧の基本波の波高値の比ＣＯ
ＮＰ（Ｌ）を求めると、

【００２３】

【数２】 となる。例えばリミッタの設定値Ｌを０．８とした場合
の波高値の比ＣＯＮＰ（０．８）は

【００２４】

【数３】 となり、約３０％の出力電圧の増加が認められる。

【００２５】次に、本発明の第２の実施例、すなわち、
変調率を１に固定（クランプ）する期間を６０度以下の
任意の角度に設定した場合の例について説明する。図７
はクランプ信号を演算する回路で、ＺＣu ，ＺＣv ，Ｚ
Ｃw は零クロスコンパレータ、ＡＮＤＵ1 〜ＡＮＤＷ2
は３入力１出力の論理積回路、ＤＡＵ1 〜ＤＡＷ2 はク
ランプ角設定回路、ＣＬＫは発信器である。

【００２６】図８は、各相基準指令信号Ｕ^* ，Ｖ^* ，Ｗ^*
より６０度区間を決定するアルゴリズムを示してい
る。基準指令信号Ｕ^* ，Ｖ^* ，Ｗ^* を、零クロスコンパ
レータ回路ＺＣu ，ＺＣv ，ＺＣw に通すことより、出
力信号ＵZC^* ，ＶZC^* ，ＷＺＣ^＊を作成する。この出力
信号ＵＺＣ_＊ ，ＶZC^* ，ＷZC^* を３入力１出力の論理
積回路ＡＮＤＵ1 〜ＡＮＤＷ2 に入力し、各相６０度を
決定する信号ｅu1〜ｅw2を演算する。信号ｅu1〜ｅw2は
クランプ角設定回路ＤＡＵ1 〜ＤＡＷ2 に入力され、ク
ランプ期間を６０度から６０度以下の任意の区間に設定
変更する。新たなクランプ信号はｅｃu1〜ｅｃw2とな
る。このクランプ信号ｅｃu1〜ｅｃw2に基づいて、コン
トローラ信号を変形しＰＷＭ指令を作成する。各相のコ
ントローラ出力信号をＣu ，Ｃv ，Ｃw とし、各相のク
ランプ信号に基づいて６０度以下の任意の区間だけ強制
的に変調率１に固定した信号をＣＬu ，ＣＬv ，ＣＬw
とする。１相を強制的にクランプさせＰＷＭ制御を停止
させることによって生じる外乱を、図１の加減算器Ａ１
を用いてＵ相外乱信号Δｅu ＝ＣＬu −Ｃu を演算す
る。同様にＶ相外乱信号Δｅv ＝ＣＬv −Ｃv をＷ相外
乱信号Δｅw ＝ＣＬw −Ｃw を演算する。ある１相をク
ランプさせている間は、他の２相では外乱補償を含めた
ＰＷＭ制御を行うため、Ｕ相のＰＷＭ指令は、クランプ
した信号ＣＬ_u とＶ相、Ｗ相の外乱信号Δｅv 、Δｅw
を加減算器Ａ４で加算した結果Δｅv ＋Δｅw を加減算
器Ａ７で加算し、新たなＰＷＭ指令ＣＬu ＝ＣＬu ＋
（Δｅv ＋Δｅw）を演算する。同様にＶ相のＰＷＭ指
令ＣＬviはＣＬv ＝ＣＬv ＋（Δｅw ＋Δｅu）とな
り、Ｗ相のＰＷＭ指令ＣＬwiはＣＬwi＝ＣＬw ＋（Δｅ
u ＋Δｅv ）となる。

【００２７】図９に６０度以下の任意の区間、１相の変
調率を１に固定する制御方法によるインバータの各相の
出力電圧の平均値を示す。Ｖu ，Ｖv ，Ｖw は各相の相
電圧、Ｖuv，Ｖvw，ＶwuはＵＶ間，ＶＷ間，ＷＵ間の線
間電圧を表す。上記の制御方法では、図７中の区間Ｕ１
では、３相全部がＰＷＭ制御を行う区間と１相は変調率
が１に固定され、他の２相がＰＷＭ制御を行う区間とが
存在することになる。

【００２８】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、出力電
流制御の外乱を補償し、歪みの少ない出力電流制御を達
成すると共に、最大出力電圧を増加させ、利用率を向上
させた電力変換装置のＰＷＭ制御装置を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の電力変換装置の制御方法の実施例を
説明するための回路構成図。

【図２】図１の主回路構成図の１例を示す図。

【図３】図１のクランプ角決定回路の動作説明図。

【図４】この発明の制御方法の各部分の動作説明図。

【図５】図２のインバータの３相の出力電圧の平均値を
示す図。

【図６】図５の１相分を数学的に解析するためのタイム
チャート図。

【図７】この発明の制御方法の他の実施例の任意角度決
定回路を示す図。

【図８】図７の動作説明図。

【図９】図７の方法を実施した場合のインバータの３相
出力電圧の平均値を示す図。

【図１０】従来方法の電力変換装置の制御回路の構成
図。

【図１１】図１０の主回路構成図の１例を示す図。

【図１２】図１０の動作説明図。

【符号の説明】

ＣＬＤ…クランプ角決定回路、ＣＬu Ｃ，ＣＬv Ｃ，Ｃ
Ｌw Ｃ…クランプ回路、ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw
…ＰＷＭパターン発生器、Ａ１〜Ａ９…加減算器、ＺＣ
u ，ＺＣv ，ＺＣw …零クロスコンパレータ、ＡＮＤＵ
1 〜ＡＮＤＷ2…３入力１出力の論理積回路、ＤＡＵ1
〜ＤＡＷ2 …クランプ角設定回路、ＣＬＫ…発信器。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相３線式で、３相のうち電気角６０度
   以下の任意の区間で、いずれか１相の変調率を１に固定
   し、他の２相でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う電力
   変換装置のＰＷＭ制御装置において、出力電圧基準信号Ｕ ^＊ ，Ｖ ^＊ ，Ｗ ^＊ から各相の変謂率を
   ６０度毎に１に固定するクランプ信号（ｅｕ１，ｅｕ
   ２，ｅｖｌ，ｅｖ２，ｅｗｌ，ｅｗ２）を求める手段
   と、 当該クランプ信号を用いて、各相のＰＷＭ制御指令値
   （Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ）から６０度以下の任意の区間だけ
   強制的に変調率を１に固定する信号（ＣＬｕ，ＣＬｖ，
   ＣＬｗ）を演算する手段と、 １相の変調率を強制的に１に固定したことによって生じ
   る外乱分（△ｅｕ＝ＣＬｕ−Ｃｕ，△ｅｖ＝ＣＬｖ−Ｃ
   ｖ，△ｅｗ＝ＣＬｗ−Ｃｗ）を演算する手段と、 当該外乱分の演算結果（△ｅｕ，△ｅｖ，△ｅｗ）と前
   記信号（ＣＬｕ，ＣＬｖ，ＣＬｗ）を用いて、新たなＰ
   ＷＭ制御指令値（ＣＬｕ’＝ＣＬｕ＋△ｅｖ＋△ｅｗ，
   ＣＬｖ’＝△ｅｗ＋△ｅｕ，ＣＬｗ’＝△ｅｕ＋△ｅ
   ｖ）を求める手段と、 を具備したことを特徴とする電力変換装置のＰＷＭ制御
   装置。