JP3395920B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

インバータ制御装置

Info

Publication number
JP3395920B2
JP3395920B2 JP15387594A JP15387594A JP3395920B2 JP 3395920 B2 JP3395920 B2 JP 3395920B2 JP 15387594 A JP15387594 A JP 15387594A JP 15387594 A JP15387594 A JP 15387594A JP 3395920 B2 JP3395920 B2 JP 3395920B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
current
command value
value
motor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP15387594A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH0823698A (ja
Inventor
健 森岡
常幸 江上
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP15387594A priority Critical patent/JP3395920B2/ja
Priority to US08/493,702 priority patent/US5614803A/en
Priority to DE69502445T priority patent/DE69502445T2/de
Priority to EP95110082A priority patent/EP0691730B1/en
Publication of JPH0823698A publication Critical patent/JPH0823698A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3395920B2 publication Critical patent/JP3395920B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/06—Controlling the motor in four quadrants
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/28—Controlling the motor by varying the switching frequency of switches connected to a DC supply and the motor phases

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、三相誘導モータ駆動用
のインバータ制御装置に関し、特にインバータのある相
のデューティを所定の位相において固定する二相変調方
式と三相変調方式との切り換えを行うインバータ制御装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】特開昭５９−２１６４７６号公報は、三
相インバータのＰＷＭ制御装置（以下、インバータ制御
装置ともいう）において、電磁波ノイズ及びスイッチン
グロスの低減や電力変換効率の向上を図ることが可能な
二相変調方式を提案している。この二相変調方式とは、
三相のうちのある一相の電圧レベルを順番に所定レベル
に固定し、残りの二相で変調する方式である。
【０００３】また、特開昭６３−２９０１７０号公報
は、上記二相変調方式と三相変調方式とを切り換えるこ
とを提案している。二相変調方式から三相変調方式への
切り換えは、インバータの出力電圧振幅が所定レベル以
下となる場合に対応する電圧ベクトル指令値が所定レベ
ル以下となる場合に行われる。更に説明すると、上記し
たインバータ制御装置の三相変調方式では三相誘導モー
タの電流指令値と電流検出値との偏差に基づいて（例え
ば偏差をＰＩ処理して）三相インバータをＰＷＭ制御
し、三相誘導モータに印加する三相交流電圧（各相電
圧）を形成している。また、二相変調方式では、電流指
令値（正弦波）の所定の位相角値毎に各相電圧を１相づ
つ一定レベルに固定している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記した二相変調方式
は電磁ノイズ及びスイッチングロスの低減や電力変換効
率の向上に有利であるが、以下の問題点を有している。
すなわち、従来の二相変調方式では、電流指令値（正弦
波）の所定の位相角値毎に各相電圧を１相ずつ一定レベ
ルに固定しており、固定されない残りの相電圧は電流指
令値に応じた相電圧に制御されている。さらに具体的に
説明すると、各相の電流指令値の電流波形が正または負
の最大値を中心として前後に３０度ずつ合計６０度の位
相期間に１周期（３６０度）を分割し、各位相期間毎に
最も正または負の最大値に近い電流指令値をこの正また
は負の最大値に固定し、残りの相は電流指令値を操作せ
ずに、電波フィ−ドバックのマイナーループで制御して
いる。
【０００５】しかしながら、この方式では固定する相の
電流指令値を増加しており、その電流増加分を無視し、
固定しない残りの相の電流を電流フィ−ドバックのマイ
ナーループを用いて、正弦波状の電流指令値を基にして
制御しているため、三相変調方式に比較すると、固定す
る相の電流フィ−ドバックループに外乱が入力されたこ
とと等価となり、しかもその外乱が電流指令値に対して
急変するように働くため、モ−タに流れる電流波形の歪
みが生ずるという問題があった。
【０００６】一方、本出願人による特願平５−２６２６
６５号公報は、この問題を解決するために、各相の電流
指令値とその相のモ−タ電流との偏差をＰｌ制御器を介
して処理し、所定周波数の三角波信号と比較器で比較す
ることでＰＷＭ信号を発生してインバ−タへ駆動信号を
出力してモ−タへの相電圧を制御しているが、その際に
固定する相に対し固定に必要な所定のオフセット量を三
角波信号に加算あるいは減算するとともに、固定しない
残りの相の三角波信号にも所定のオフセット量を加算あ
るいは減算することで、モ−タに流れる電流の歪みを無
くしている。
【０００７】ただし、電流指令値に基づきモ−タに流れ
る電流を電流フィ−ドバックし、電流指令値とモ−タに
流れる電流との偏差を基にモ−タに印加する相電圧を決
定して、モ−タに流れる電流を制御する方式において、
電流指令値とモ−タに印加されるそれと同一相の相電圧
とは当然位相差を有するので、電流指令値の絶対値が最
大値となる近傍で上記固定を行った場合、相電圧の絶対
値が最大値となる近傍でない位相角で固定が行われるこ
とになってしまい、固定する相に対する所定オフセット
量を固定しない相にも加算あるいは減算する際に、変調
率１００％を超える操作となってしまうが、変調率は１
００％が限界であるため、モ−タに印加される相電圧に
歪みが生じ、モ−タに流れる電流の歪みが大きくなると
いう問題があった。
【０００８】次に、上記各相の電圧波形の歪がモ−タの
運転状態でどのようになるかについて説明する。モ−タ
は通常電動機として作動する力行状態と発電機として作
動する回生状態の作動が一般的である。モ−タの力行状
態において、各相の相電圧ベクトルと相電流ベクトルを
ｄ−ｑ座標系に変換したベクトル関係を図１４に示し、
回生状態における上記ベクトル関係を図１５に示す。
【０００９】図１４および図１５において、φ０はモ−
タのコイルに通電されて発生する回転磁界の磁束ベクト
ルの励磁成分ベクトルで、ｄ−ｑ座標軸のうちｄ軸はこ
のベクトル方向に設定してある。Ｅ０は励磁成分ベクト
ルφ０によってモ−タのコイルに誘起される電圧ベクト
ルで励磁成分ベクトルφ０に対し９０°位相が進む。Ｉ
はモ−タコイルに流れる電流ベクトル，Ｉｄは電流ベク
トルＩの励磁電流成分、Ｉｑは電流ベクトルＩのトルク
電流成分、Ｒはモ−タコイルの抵抗、Ｌはモ−タコイル
のインダクタンス、ＲＩは電流ベクトルにより抵抗Ｒに
生じる電圧降下ベクトルで電流ベクトルＩに対して位相
は同相となる。ＲＩｄは電圧降下ベクトルＲＩのｄ軸成
分、ＲＩｑは電圧降下ベクトルＲＩのｑ軸成分、ωは電
流ベクトルＩの角周波数、ωＬＩはモ−タコイルのイン
ダクタンスＬに生じる電圧降下ベクトル、ωＬＩｑは電
圧降下ベクトルωＬＩのｑ軸成分で電流ベクトルＩのト
ルク電流成分Ｉｑによりモ−タコイルのインダクタンス
により生じ、トルク電流成分Ｉｑに対して９０°位相が
進む。ωＬＩｄは電圧降下ベクトルωＬＩのｄ軸成分で
電流ベクトルＩの励磁電流成分Ｉｄによりモ−タコイル
のインダクタンスにより生じ、励磁電流成分Ｉｑに対し
て９０°位相が進む。Ｖはモ−タコイルに印加される電
圧ベクトルで、電圧ベクトルＥ０と電圧降下ベクトルＲ
Ｉと電圧降下ベクトルωＬＩの合成となる。
【００１０】力行状態における図１４において電流ベク
トルＩに対し電圧ベクトルＶはθだけ進み位相となって
いるが、回生状態における図１５においては、モ−タの
発生トルクが負となるためにトルク電流成分Ｉｑはｑ軸
で負の方向となっており、電流ベクトルＩに対する電圧
ベクトルＶの進み位相θは回生状態により大きく進むこ
とがわかる。このとき、電流ベクトルＩは電流フィ−ド
バックループにより、電流指令値のベクトルと等しくな
るよう制御されるので電流指令値のベクトルに対しても
電圧ベクトルＶの進み位相はθと等しくなり、その結
果、上記の電流指令値により固定する方法は力行状態に
比べて回生状態の方が位相差が大となり、相電圧の歪は
力状態より回生状態の方が格段に大きくなることがわか
る。
【００１１】したがって上記説明から、三相誘導モータ
の回生状態時には三相変調運転が好ましく、力行状態時
には二相変調運転が好ましいことがわかる。しかしなが
ら、上記した従来技術では、電流指令値に基づいて三相
変調方式と二相変調方式との間の切り換えを実施してい
るので、電流指令値では回生状態から力行状態となった
としてもここで切り換えると、電流指令値の切り換えに
対応する相電圧の変化に対して実際の通電電流すなわち
電流検出値が遅延するので、電流検出値が回生状態から
力行状態になるためにそれよりある程度の時間遅れがど
うしても存在することとなり、その結果、電流指令値で
回生状態から力行状態への変化をみて三相変調運転から
二相変調運転に切り換えると実際にはまだ回生状態で二
相変調運転を実施することになり、上記した理由により
各相電圧の歪みが大きくなり、それに伴い通電電流の歪
みや振動などの問題が生じてしまう。
【００１２】本発明は、上記問題に鑑みなされたもので
あり、実電流波形の歪みを低減し、振動、騒音、効率低
下などの抑圧が可能な三相変調方式から二相変調方式へ
の切り換え方式を有するインバータ制御装置を提供する
ことその目的としている。更に本発明は、電流指令値
（正弦波）の所定の位相角値毎に各相電圧を１相づつ一
定レベルに固定する二相変調方式へ三相変調方式から切
り換えるに際し、実電流波形の歪みを低減し、振動、騒
音、効率低下などを低減することをその目的としてい
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成のイ
ンバータ制御装置は、三相誘導モータの作動指令信号に
基づいて前記モータの電流指令値を出力する電流指令値
発生手段と、前記モータの実電流を検出して電流検出値
として出力する電流検出手段と、前記電流指令値と前記
電流検出値との間の偏差を検出する偏差検出手段と、前
記モータの各相の端子に印加されるインバータの各相電
圧を前記電流指令値に基づいて互いに異なる位相期間毎
に１相づつ変調率を１００％に固定する二相変調方式及
び前記固定を行わない三相変調方式のどちらかを、入力
される回生状態から力行状態への変化に関連するモータ
状態量又は遅延された前記作動指令信号又は遅延された
前記電流指令値に基づいて選択する変調方式決定手段
と、前記変調方式決定手段の決定結果及び前記偏差に基
づいて前記インバータを開閉制御して前記インバータが
前記モータの各相の端子に印加する前記各相電圧の二相
変調波形及び三相変調波形を発生する波形発生手段とを
備えることを特徴としている。
【００１４】本発明の第２の構成は、上記第１〜第６の
いずれかの構成において更に、前記変調方式決定手段
が、前記作動指令信号としての前記滑り指令値が負から
正に変化する時点から所定周期経過後又は所定時間遅延
後、前記三相変調方式から前記二相変調方式への切り換
えを前記波形発生手段手段に指令するものであることを
特徴としている。 本発明の第３の構成は、上記第１の
構成において更に、前記変調方式決定手段が、前記作動
指令信号としての前記トルク指令値が負から正に変化す
る時点から所定周期経過後又は所定時間遅延後、前記三
相変調方式から前記二相変調方式への切り換えを前記波
形発生手段に指令するものであることを特徴としてい
る。
【００１５】本発明の第４の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記変調方式決定手段が、前記電流指令値
が発電モード相当値から電動モード相当値に変化する時
点から所定周期経過後又は所定時間遅延後、前記三相変
調方式から前記二相変調方式への切り換えを前記波形発
生手段に指令するものであることを特徴としている。本
発明の第５の構成は、上記第１の構成において更に、前
記変調方式決定手段が、前記モータ状態量としてトルク
検出値すなわち実トルク値を検出するとともに、前記ト
ルク検出値が負（回生）から正（力行）に変化した時点
において前記三相変調方式から前記二相変調方式への切
り換えを前記波形発生手段に指令するものであることを
特徴としている。
【００１６】本発明の第６の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記変調方式決定手段は、前記モータ状態
量としてバッテリから前記モータへ給電する充放電電流
を検出するとともに、前記充放電電流の充電から放電へ
変化した時点において前記三相変調方式から前記二相変
調方式への切り換えを前記波形発生手段に指令するもの
であることを特徴としている。
【００１７】本発明の第７の構成は、上記第１〜第６の
いずれかの構成において更に、前記波形発生手段が、前
記二相変調方式実施に際して固定すべき相の前記偏差に
所定のオフセット量を加算又は減算して前記固定すべき
相の相電圧の変調率１００％に固定するとともに、前記
固定を行わない相の前記偏差にもそれぞれ所定のオフセ
ット量を加算又は減算するものであることを特徴として
いる。
【００１８】本発明の第８の構成は、上記第１〜第６の
いずれかの構成においては更に、前記波形発生手段は、
ＰＷＭ搬送波を発生する搬送波発生手段、及び、前記Ｐ
ＷＭ搬送波と前記偏差とを比較して前記二相変調波形及
び前記三相変調波形を発生する比較手段を有し、前記二
相変調方式の実施時に前記固定すべき相のＰＷＭ搬送波
に所定のオフセット量を加算または減算して相電圧の変
調率を１００％に固定するとともに、前記固定を行わな
い相のＰＷＭ搬送波にもそれぞれ所定のオフセット量を
加算又は減算するものであることを特徴としている。
【００１９】
【作用および発明の効果】本発明の第１の構成によれ
ば、三相変調方式から、電流指令値に基づいて互いに異
なる位相期間毎に１相づつ変調率を１００％に固定する
二相変調方式（すなわち電流指令値制御形式の二相変調
方式）へ切り換えを行う場合に、上記切り換えを、入力
される回生状態から力行状態への変化に関連するモータ
状態量又は遅延される前記作動指令信号又は遅延される
前記電流指令値に基づいて行う。
【００２０】例えばモータ状態量（モータから検出した
検出値をいう。なお、この検出値から演算抽出された信
号値も包含する）、特に、回生状態から力行状態への変
化に関連するモータ状態量をいう）により行う場合に
は、モータ状態量により回生状態から力行状態への変化
時点が判定できるので、それに基づいて切り換えを行う
ことができ、それにより二相変調方式の上記利点を享受
しつつ回生状態時における電流波形の歪みを抑止するこ
とができるとともに、三相変調方式から二相変調方式へ
切り換え時にも電流波形歪みの増大による上記各種問題
すなわち振動、効率低下、騒音などを抑止することがで
きる。
【００２１】また、遅延される作動指令信号又は電流指
令値に基づいて、特に回生状態から力行状態への切り換
え指令に対応する作動指令信号又は電流指令値の遅延信
号に基づいて上記切り換えを行う場合、モータは回生状
態から力行状態への切り換えを指令された後、所定時間
遅れてそれに追従するので、実際の回生状態から力行状
態への切り換え時点もその指令時点より所定時間遅れ
る。したがって、実際の切り換え遅れ時間にマッチング
して上記遅れ時間を設定することにより、回生状態から
力行状態への実際の切り換わり時点近傍で三相変調方式
から二相変調方式へ切り換えることができ、上記と同様
の効果を奏することができる。
【００２２】本発明の第２の構成によれば、上記第１の
構成において更に、滑り指令値ｓｏが負から正に変化す
る時点から所定周期経過後又は所定時間遅延後、三相変
調方式から二相変調方式へ切り換える。すなわち、モー
タの実滑り値ｓが０になる時点が発電動作から電動動作
に切り換える時点であり、滑り指令値ｓｏを０とした場
合からモータの実滑り値ｓが０になる時点はインバータ
制御装置又はモータの追従遅れにより所定期間又は所定
周期だけ遅延するから、滑り指令値ｓｏに相当する指令
値を出力した時点からその分だけ遅延すればほぼ発電動
作から電動動作に切り替わる時点で変調方式の切り換え
を行うことができる。
【００２３】本発明の第３の構成によれば、上記第１の
構成において更に、トルク指令値が負から正に変化する
時点より所定周期経過後又は所定時間遅延後、三相変調
方式から二相変調方式へ切り換える。この場合も、第７
の構成と同様の作用効果を奏し得ることは明らかであ
る。本発明の第４の構成によれば、上記第１の構成にお
いて更に、電流指令値が発電モード相当値から電動モー
ド相当値に変化する時点から所定周期経過後又は所定時
間遅延後、三相変調方式から前記二相変調方式へ切り換
える。
【００２４】本発明の第５の構成によれば、上記第１の
構成において更に、トルク検出値が負（回生）から正
（力行）に変化した時点において三相変調方式から二相
変調方式へ切り換える。このようにすれば、正確に、発
電動作から電動動作に切り替わる時点で変調方式の切り
換えを行うことができる。本発明の第６の構成によれ
ば、上記第１の構成において更に、バッテリの充放電電
流が充電から放電へ変化する時点において三相変調方式
から二相変調方式へ切り換える。このようにすれば、正
確に、発電動作から電動動作に切り替わる時点で変調方
式の切り換えを行うことができる。
【００２５】本発明の第７の構成によれば、上記第１〜
第６のいずれかの構成において更に、二相変調方式実施
に際して固定すべき相の上記偏差及び固定しない残りの
相の上記偏差に所定のオフセット量を加算又は減算して
固定すべき相の相電圧を所定レベルに固定する。このよ
うにすれば、全ての相の偏差に同様のオフセット量が加
えられるのでこれらオフセット量により相電圧の波形は
歪んでも、各相間電圧の歪みが減少するので電流検出値
の歪みが減少し、一層の効果がある。
【００２６】本発明の第８の構成によれば、上記第１〜
第６のいずれかの構成において更に、ＰＷＭ搬送波を発
生する搬送波発生手段、及び、このＰＷＭ搬送波と前記
偏差とを比較して二相あるいは三相の変調波形を発生す
る比較手段を備えて、ＰＷＭ搬送波に所定のオフセット
量を加算または減算して相電圧の変調率を１００％に固
定するとともに、前記固定を行わない相のＰＷＭ搬送波
にもそれぞれ前記所定のオフセット量を加算又は減算す
ることにより、二相変調方式を簡単な構成で実現でき
る。
【００２７】
【実施例】
（実施例１）以下、本発明の第１実施例のインバータ制
御装置を電動車の走行モータとして用いられる三相誘導
モータに適用した実施例について図１を参照して説明す
る。インバータ６２は、図２に示すように、スイッチン
グ素子である６個のトランジスタ（ＩＧＢＴ）６２０〜
６２５と、３個の否定論理素子６２６〜６２８と、平滑
コンデンサ６２９とからなっており、インバータ制御装
置６４から出力される各相の制御信号Ｕ，Ｖ，Ｗにより
制御される。これら各相の制御信号Ｕ，Ｖ，Ｗの波形
は、所定キャリヤ周波数のパルス信号のデューティ比
（パルス幅／パルス周期）を制御することにより形成さ
れる。
【００２８】インバータ制御装置の一例を図１を参照し
て説明する。１１はコントローラ１０から出力されるＵ
相の電流指令値ｉｕと電流センサ８にて検出された実電
流値（検出電流値）ｉｕ’との偏差を算出するＵ相偏差
算出器であり、同様に、１３はＷ相の電流指令値ｉｗと
電流センサ８にて検出された実電流値ｉｗ’との偏差を
算出するＷ相偏差算出器である。
【００２９】２１はＵ相偏差算出器１１にて算出された
偏差をＰＩ演算するＵ相ＰＩ演算部であり、Ｕ相信号電
圧Ｓｕを出力する。同様に、２３はＷ相偏差算出器１３
にて算出された偏差をＰＩ演算するＷ相ＰＩ演算部であ
り、Ｗ相信号電圧Ｓｗを出力する。なお、Ｖ相に与える
Ｖ相信号Ｓｖは、Ｕ相信号電圧ＳｕとＷ相信号電圧Ｓｗ
との和を算出し、符号を反転する反転加算器２９にて求
められる。
【００３０】このようにして、Ｕ相の電流指令値ｉｕ及
びＷ相の電流指令値ｉｗと実電流値ｉｕ’及びｉｗ’と
の偏差が各相毎に算出され、ＰＩ増幅されてＵ相、Ｗ相
信号電圧Ｓｕ、Ｓｗが形成され、それらの加算反転によ
りＶ相信号電圧Ｓｖが形成され、これら三相信号電圧Ｓ
ｕ、Ｓｖ、Ｓｗはそれぞれコンパレータ３１〜３３の−
入力端に印加される。一方、コンパレータ３１〜３３の
＋入力端には後述するように加算器６から前記三相信号
をＰＷＭ変調をするための電圧が印加され、コンパレー
タから出力された所望デューティ比のＰＷＭ信号電圧が
ゲート駆動回路３４を介して三相インバータ（インバー
タ）６２に印加され、インバータ６２はモータ６６の印
加電圧をＰＷＭ制御する。
【００３１】コントローラ１０は、入力される走行状態
やペダル操作状態及び回転センサ６７から得たモータ６
６の回転数に応じて決定された周波数及び振幅を有し、
互いに１２０度位相が異なる正弦波信号電圧である電流
指令値ｉｕ，ｉｗを発生する回路である。三角波電圧発
生回路５は所定の周波数をもつ三角波電圧（鋸歯波電圧
でもよい）Ｔを発生する回路である。
【００３２】加算器６は、三角波電圧Ｔと後述するオフ
セット電圧ＯＦＶとを加算してコンパレータ３１〜３３
の＋入力端に印加する加算回路である。アンプ９は、電
流センサ８により検出されたＵ相及びＷ相の実電流に対
応する電流信号を電流指令値ｉｕ，ｉｗと比較可能な大
きさに増幅するものである。加算器５０は電流指令値ｉ
ｕ，ｉｗを加算して反転してＶ相の電流指令値ｉｖを出
力する。これら電流指令値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、位相判
定器２に送られ、位相判定器２で現在の位相期間を判定
し、判定した位相期間を表示する３ビットの位相判定信
号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを変調切替器２０を通じてマルチプ
レクサ３に入力する。そして、マルチプレクサ３により
順次各一相の電圧を固定する期間を決定している。
【００３３】この実施例では、各相の瞬時値と０レベル
とを比較し、プラスの時は０、マイナスの時は１という
ような信号を与えると、電流指令値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの
１周期は図３及び図４に示すように６つのモードに分割
することができ、３ビットの信号で表示できる。また、
この３ビットの信号を発生させる位相判定器２は図５に
示すような簡単な構成の比較器Ｃ１〜Ｃ３によって実現
される。
【００３４】次に、位相判定器２により判定された各モ
ード１〜６と新たに追加した３ビットの信号ＳＵ，Ｓ
Ｖ，ＳＷが０、０、０であるモードの合計７つのモード
を用いる。そして各モード１〜６毎に、各モード毎に必
要な三相電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの内の一相電圧を順次選択して
それを最大値又は最小値に電圧固定する動作について以
下に説明する。
【００３５】この実施例では、本出願人により出願中の
特願平５−２６２６６５号に開示される二相変調方式を
採用しており、具体的には、三相信号電圧Ｓｕ、Ｓｖ、
Ｓｗと比較される三角波電圧Ｔのオフセット電圧ＯＦＶ
を変更することにより、電圧固定すなわち二相変調を行
っている。この二相変調方式について、以下に説明す
る。
【００３６】図６に示す如く、周知の三相変調において
は各相の正弦波状の電流指令値とＰＷＭキャリヤ信号で
ある三角波（点線で図示）とを比較し、何れのレベルが
高いかに応じてＰＷＭ波形を生成している。図７は図６
の部分拡大図である。簡単のためにＵ相ＰＩ演算器２１
の出力Ｓｕが、図７の一点鎖線の直線（ａ）で表される
とし、この電位をＶａとする。このときＰＷＭ信号のデ
ューティ比を１００％に固定して二相変調するには三角
波（図１では加算器６の出力）の正のピーク値がＶａで
あればよい。よってそのシフト量を△Ｖａとすると、シ
フト量ΔＶａは次式で求められる。なお、Ｖｐは三角波
電圧Ｔの正のピーク値、−Ｖｐはその負のピーク値であ
る。
【００３７】
【数１】△Ｖａ＝Ｖａ−Ｖｐ＝Ｖａ＋（−Ｖｐ） つまり、シフト量ΔＶａは三角波Ｔの負のピ−ク値−Ｖ
ｐとＰＩ出力Ｓｕとの加算で求められる。次にＵ相ＰＩ
演算器の出力Ｓｕが、直線（ｂ）で表されるとし、この
電位をＶｂとする。この場合についてシフト量ΔＶｂを
求めてみると上記の場合と同様に、次式の如く求められ
る。
【００３８】
【数２】△Ｖｂ＝Ｖｂ−（−Ｖｐ）＝Ｖｂ＋Ｖｐ すなわち、シフト量ΔＶｂは三角波Ｔの正のピーク値Ｖ
ｐとＰＩ出力Ｓｕとの加算（負の減算）で求められる。
他の相についても同様に求められ、シフト量はＰＩ出力
Ｓｖ、Ｓｗと三角波Ｔの正又は負のピ−ク値（Ｖｐ又は
−Ｖｐ）との加算で求められることがわかる。
【００３９】この加算を行う加算器６は図８のような簡
単な抵抗からなる回路により実現でき、上記したすべて
のモード１〜６のシフト量を求め、適切なシフト量をマ
ルチプレクサ３にて選択すればよいことがわかる。それ
ぞれのモードに対するシフト量は図９のようになる。な
お、図９におけるコード情報は、位相判定器２から出力
される図４に示す３ビットの情報であり、モード１〜６
の内の一つを示す。この中からマルチプレクサ３により
そのモードにあったシフト量を選択する。例えばモード
が［０１１］の場合、マルチプレクサ３により入力端子
２が選択され、シフト量はＳｕ−Ｖｐとなる。
【００４０】このマルチプレクサ３にて出力されたシフ
ト量（オフセット電圧）ＯＦＶは加算器６に入力され、
この加算器６にて三角波電圧Ｔに加算することで、オフ
セットを持った三角波電圧Ｔ’を合成している（図１参
照）。このオフセット電圧ＯＦＶが重畳された三角波電
圧Ｔ’は、コンパレータ３１〜３３に入力され、三相信
号電圧Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗと個別に比較されて、デューテ
ィ比信号、即ちＰＷＭ信号に変換される。
【００４１】このようにすれば、モード１においてコン
パレータ３２のデューティ比が０％すなわちローレベル
に固定され、モード２においてコンパレータ３１のデュ
ーティ比が１００％すなわちハイレベルに固定され、モ
ード３においてコンパレータ３３のデューティ比が０％
すなわちローレベルに固定され、モード４においてコン
パレータ３２のデューティ比が１００％すなわちハイレ
ベルに固定され、モード５においてコンパレータ３１の
デューティ比が０％すなわちローレベルに固定され、モ
ード６においてコンパレータ３３のデューティ比が１０
０％すなわちハイレベルに固定され、６種類の互いに異
なる電圧固定パタンをもつ二相変調方式が実現する。
【００４２】次に、この装置を三相変調方式で駆動制御
する方法について説明する。この実施例では、２相変調
のＰＷＭ波形を三角波電圧のシフトにより実施してい
る。そこで、このシフト量（オフセット量ＯＦＶ）を０
とすると、一般の３相変調方式のＰＷＭ波形によるモー
タ制御と何等変わりがなくなる。この実施例では、図１
０に示すように位相判定器２の出力側に３つのアンド回
路４４、４５、４６からなる変調切替器２０を設けてい
る。アンド回路４４、４５、４６の各一方の入力端子に
位相判定器２の出力を入力し、アンド回路４４、４５、
４６の各他方の端子にコントローラ１０からの変調方式
選択信号Ｃｓを入力する。変調方式選択信号Ｃｓがハイ
レベルであれば位相判定器２の３ビットの出力信号はマ
ルチプレクサ３に送られ、変調方式選択信号Ｃｓをロー
レベルとするとマルチプレクサ３に、上記３ビットの出
力信号としてローレベルすなわち［０００］のコード信
号を入力することができる。
【００４３】マルチプレクサ３（図８参照）は、位相判
定器２から［０００］のコード信号が入力されると、入
力端子０に印加されている直流の信号電圧Ｖｍを選択し
て出力するように構成されており、信号電圧Ｖｍは三角
波電圧Ｔの０レベル（図７参照）に設定されている。し
たがって、加算器６は三角波電圧Ｔをレベルシフトする
ことなくそのままコンパレータ３１〜３３に出力し、三
相変調が実施される。
【００４４】以下、上記装置の制御動作をを図１１及び
図１２のフローチャートを参照して説明する。このフロ
ーチャートは、コントローラ１０によって行われるモー
タ制御動作を示す。まず、電源オンとともに初期化を実
施し（１００）、車両が走行中かどうかをモータ回転セ
ンサ６７の回転数により判定し（１０２）、走行中であ
ればステップ１０４に進み、停止中であれば車両の発進
（モータ６６の起動）が可能かどうかを入力される各種
車両条件に基づいて判定し（１０４）、発進不許可であ
ればステップ１０５にてトルク指令値を０に設定すると
ともにインバータ６２を構成する各スイッチ（ＩＧＢ
Ｔ）を全てオフして、ステップ１０８に進む。
【００４５】一方、ステップ１０３において発進可能と
判定されれば、ステップ１０４に進んで走行状態及び運
転操作を入力する。具体的に説明すれば運転操作として
アクセルペダルやブレーキペダルの踏量を検出し、走行
状態としてモータ回転数や車速などを検出する。次のス
テップ１０６では、ステップ１０４で入力された走行状
態及び運転操作のデータを内蔵の式又はマップに導入
し、モータ６６が発生すべき又は吸収すべきトルク指令
値を求める。正のトルク指令値は力行トルクとも呼称
し、負のトルク指令値は回生トルクとも呼称する。ただ
し、このステップのトルク指令値の決定手順自体は本発
明の要旨ではないので、これ以上の詳細な説明は省略す
る。
【００４６】次のステップ１０８では、ステップ１０６
で決定されたトルク指令値及び実際の角速度ωを内蔵の
式又はマップに導入することにより、このトルク指令値
を発生するためのベクトル演算を実行して各相の電流指
令値（瞬時値）ｉｕ，ｉｗを算出する。すなわち、入力
された実際のモータの角速度ωにおける必要なトルク指
令値を実現するための正弦波関数としての電流指令値ｉ
ｕ，ｉｗの瞬時値を得る。
【００４７】更に説明すると、ステップ１０６で決定さ
れたトルク指令値及び入力された実際の角速度ωを内蔵
の式又はマップに導入することにより、正弦波関数とし
ての電流指令値ｉｕ，ｉｗの振幅値Ａと、周波数指令値
ｆｏ（又は角速度指令値ωｏ＝２πｆｏ）とを決定する
ことにより、正弦波関数としての電流指令値ｉｕ，ｉｗ
を決定し、更に前回の位相角値に前回から今回までの位
相角の進み角分を加えて今回の位相角値を決定し、更
に、正弦波関数としての電流指令値ｉｕ，ｉｗに上記決
定した今回の位相角値を代入して互いに１２０度位相が
離れた正弦波関数である電流指令値ｉｕ，ｉｗの瞬時値
を求め、次のステップ１１０にてＥＣＵの出力インター
フェイスの電流指令値出力ポート（図示せず）に書き込
む。
【００４８】もちろん、三相ベクトル制御自体には周知
の如く各種方式があり、そのどれを採用してもよい。例
えば、ステップ１０８のベクトル演算では、振幅Ａ及び
角速度指令値ωｏが決定された正弦波関数である電流指
令値ｉｕ，ｉｗを決定しておく。そして、角速度指令値
ωｏの逆数である周期Ｔｏを整数Ｎ（Ｎは１０以上）で
分割した分割周期毎に、言い換えれば１周期の位相角２
ΠをＮで分割した位相角経過毎に、上記正弦波関数であ
る電流指令値ｉｕ，ｉｗの瞬時値を計算し、出力しても
よい。なお、この瞬時値の計算には、直前の電流指令値
ｉｕの瞬時値が０となる時点を位相角値が０である点と
してそこから上記各分割周期毎に位相角値を決定すれば
よい。
【００４９】なお、トルク指令値から角速度指令値ωｏ
を決定することについて補足説明すると、誘導機では、
滑り指令値ｓｏ（＝（ωｏ−ω）／ωｏ＝Δω／ωｏ）
はトルク指令値の関数であるから、トルク指令値に基づ
いて滑り指令値ｓｏを決定し、決定された滑り指令値ｓ
ｏとロータの角速度ωに基づいて角速度指令値ωｏ又は
それに対応する周波数指令値ｆｏを決定している。
【００５０】次のステップ１１０では、ステップ１０８
で算出された電流指令値ｉｕ，ｉｗが出力される。な
お、上記電流指令値出力ポート（図示せず）は入力され
た電流指令値ｉｕ，ｉｗの瞬時値をホールドするととも
にそれらをＤ／Ａ変換して回路１１、１３、１、５０に
出力する。次に、本実施例の特徴をなす変調方式決定の
ための割り込みルーチンについて図１２を参照して説明
する。
【００５１】この割り込みルーチンはコントローラ１０
に内蔵のタイマ（図示せず）が満了した時点で実行され
る。なお、電源を入れて最初は、所定時間後に実施され
る。次のステップ２０２では、次の割り込みタイミング
を決定する割り込み時期設定サブルーチンを以下のよう
に実行する。この実施例では、この割り込みは滑り周波
数Δｆ＝ｆｓ＝ｆｏ−ｆの逆数である滑り周期ＴｓをＮ
等分（Ｎ＞８）した時間経過毎に実施される。
【００５２】すなわち、ステップ２０２では、直前のス
テップ１０８にて求めた滑り指令値ｓｏに電流指令値ｉ
ｕ，ｉｖ，ｉｗの周波数ｆｏを掛けて求めた滑り周波数
指令値（実際の滑り周波数ｓｆでは無い）ｆｓ＝ｆｏ−
ｆ＝ｓｏ×ｆｏを計算し、その絶対値の逆数である滑り
周期（指令値）Ｔｓを算出する。ｆはモータの回転周波
数である。次に、前回の割り込み開始からＴｓ／Ｎ時間
経過した時点を次の割り込みタイミングと決定し、ＥＣ
Ｕ１０に内蔵のタイマ（図示せず）にセットすると同時
にこのタイマをスタートさせる。
【００５３】次に、現在、二相変調実施中かどうかを調
べ（２０３）、実施中であれば、三相変調から二相変調
へ切り換えるかどうかを決定するステップ２０４〜２１
４を迂回してステップ２１６にジャンプし、実施中でな
ければステップ２０４に進む。ステップ２０４では滑り
指令値ｓｏが正かどうかを調べ、そうでなければ三相変
調方式を実行すべき回生状態（発電動作中）であるとし
て後述する出力サイクルカウンタ（図示せず）をクリア
して（２０８）、ステップ２１６に進む。
【００５４】一方、ステップ２０４にて滑り指令値ｓｏ
が正であれば、二相変調方式を実行可能な力行状態（電
動動作中）であるとして出力サイクルカウンタ（図示せ
ず）を１だけカウントアップし（２０６）、そのカウン
ト値が整数値ｎ以上かどうかを調べ（２１０）、未満な
らばステップ２１６に進み、以上なら滑り指令値ｓｏが
負から正に変化した時点からｎ×Ｔｘ時間経過したとし
て二相変調方式への切り換えを変調切替器２０に指令
し、二相変調方式を実施する。ただし、割り込み周期Ｔ
ｘは上記Ｔｓ／Ｎに等しい。
【００５５】すなわち、発電動作から電動動作への切り
換えに際し、トルク指令値が０になっても（滑り指令値
ｓｏが０になっても）、モータ６６の追従遅れによりモ
ータ６６のトルクが実際に０になるのは相当時間後であ
る。そこでこの実施例では、上記フローチャートで説明
したように、滑り指令値ｓｏが負から正に変化した時点
からｎ×Ｔｘ時間後、三相変調方式から二相変調方式に
切り換えているので、ほぼ実トルクが０の時点、すなわ
ち回生状態から力行動状態へ切り換わる時点で変調方式
を切り換えることができ、上記切り換えによる電流波形
の変動及びそれに基づく実際のトルクの変動を大幅に低
減することができ、しかも二相変調方式を有効に利用で
きるためシステム効率も向上する。
【００５６】ステップ２１２の実施後、ステップ２１６
が実施される。このステップ２１６では、二相変調方式
から三相変調方式への切り換えが可能かどうかを調べ
る。具体的にはトルク指令値（又は滑り指令値ｓｏ）が
負から正へ（発電動作から電動動作へ、滑りが進み位相
から遅れ位相へ）切り替わったかどうかをステップ１０
６又はステップ２０４で算出し、このデータに基づいて
ステップ２１６で判定すればよい。トルク指令値（又は
滑り指令値ｓｏ）が負から正へ切り替わったと判定した
場合には、ステップ２１８に進んで三相変調を変調切替
器２０に指令し、そうでなければメインルーチンにリタ
ーンする。
【００５７】なおステップ２１６を実施する代わりに、
ステップ１０６又は２０４でトルク指令値（又は滑り指
令値）が負から正へ切り替わったと判定すれば直ちにス
テップ２１８を実行してもよい。この実施例の遅延時間
設定方式の特徴と利点は以下のように整理することがで
きる。すなわち、トルク指令値がステップ的に変化した
場合、変化後のトルク指令値によって実際のトルク検出
値の立ち上がり遅れ時間が変化する。トルク指令値が大
きい場合は滑り周波数の周期が短いために遅れが小さく
なり、トルク指令値が小さい場合には滑り周波数の周期
が長いために遅れが大きくなるが、この実施例によれ
ば、滑り周波数の周期を基準として遅延時間を設定する
ので、出力トルクの立ち上がり（変化）の遅れ時間の変
動に自動的に対応することができる。 （実施例２）この実施例は、実施例１の遅延時間の設定
方式を変更したものであって、図１２を参照して以下、
説明する。
【００５８】この実施例では、ステップ２０２におい
て、ステップ１０８で求めた電流指令値ｉｕ，ｉｗの周
波数ｆｏの逆数である周期（指令値）Ｔｏを整数値Ｎ
（Ｎ＞１０以上）で分割した時間毎に割り込みを行うよ
うに次の割り込み時点を算出する。ステップ２１０にて
出力サイクルカウンタは割り込み回数が整数値ｎ（ｎは
例えば１０以上）で二相変調を指令（２１２）するの
で、結局、遅延時間はｎ×Ｔｏ／Ｎとなり、電流指令値
ｉｕ，ｉｗの周波数ｆｏが高い場合（高速回転指令時）
には遅延時間は短く、周波数ｆｏが低い場合（低速回転
指令時）には遅延時間は長くしている。このようにして
も実施例１と同様の効果を奏することができる。
【００５９】また、他の変形例として、ステップ２０２
にて、モータ６６の回転数から求めた実周波数ｆの逆数
である実周期Ｔを整数値Ｎ（Ｎ＞１０以上）で分割した
時間毎に割り込みを行うように次の割り込み時点を算出
してもよい。また、更に他の変形例として、ステップ２
０２にて、割り込み時期は一定時間後に設定してもよ
い。このようにすれば常にトルク指令値が負から正に変
化してからこの一定時間後に三相変調方式から二相変調
方式への切り換えを実施することができる。 （実施例３）他の実施例を図１２、図１３を参照して説
明する。
【００６０】この実施例は、図１２において、ステップ
２０６，２０８，２１０を省略し、かつステップ２０４
の切り換え判定条件を変更したものである。この実施例
では、図１３に示すように、バッテリ１００から三相イ
ンバータ６２に電流を給電するラインＬに電流センサ４
００が配置されており、バッテリ１００から三相インバ
ータ６２への通電電流ｉが検出され、ローパスフィルタ
４０３でリップルノイズを除去されて直流電流信号ｉｄ
ｃとしてＡ／Ｄ変換器４０４でＡ／Ｄ変換されてＥＣＵ
１０に入力される。
【００６１】したがって、ステップ２０４では、この直
流電流信号ｉｄｃが励磁（無負荷）電流値より大きくな
る点又はその近傍かどうかを判別し、そうであればステ
ップ２１２に進んで三相変調方式から二相変調方式への
切り換えを指令すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のインバータ制御装置の一実施例を示す
ブロック回路図である。
【図２】図１のインバータ（三相インバータ）６２の一
例を示す回路図である。
【図３】電流指令値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて各相電
圧固定期間１〜６を決定する状態を示す電流波形図であ
る。
【図４】図３の各電流指令値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの大小関
係を３ビットの二値信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷで示す論理状
態図である。
【図５】図４の３ビットの二値信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを
出力するための位相判定器２の一実施例回路図である。
【図６】図１のコンパレータ３１〜３３において、オフ
セット電圧ＯＦＶが０レベル（Ｖｍ）である場合に、三
角波電圧Ｔにより各信号電圧Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗをＰＷＭ
変調する電流波形を示すタイミングチャートである。
【図７】図６において、コンパータ３１〜３３におい
て、オフセット電圧ＯＦＶが０レベル（Ｖｍ）である場
合に、三角波電圧Ｔにオフセットを掛けた状態を示すタ
イミングチャートである。
【図８】図１の加算器２９、７の一例を示す回路図であ
る。
【図９】図１のマルチプレクサ３の動作を示す入出力関
係図である。
【図１０】図１の変調切替器２０の一例を示す回路図で
ある。
【図１１】図１のコントローラ１０の制御動作を示すフ
ローチャートである。
【図１２】図１のコントローラ１０の三相変調方式と二
相変調方式との切り換え制御を動作を示すフローチャー
トである。
【図１３】実施例４に用いるバッテリ電流検出回路を示
すブロック回路図である。
【図１４】力行状態時の三相誘導モータの相電圧と相電
流検出値との位相関係をｄ−ｑ座標軸上で示すベクトル
図である。
【図１５】回生状態時の三相誘導モータの相電圧と相電
流検出値との位相関係をｄ−ｑ座標軸上で示すベクトル
図である。
【符号の説明】
６６は三相誘導モータ、６２はインバータ、１０はコン
トロ−ラ（電流指令値発生手段、変調方式決定手段）、
２０は変調切替器（変調方式決定手段）、２１、２３、
２９、３１〜３３は本発明でいう波形発生手段、８は電
流センサ、９はアンプ、１１、１３は本発明でいう偏差
検出手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02M 7/42 - 7/98

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】三相誘導モータの作動指令信号に基づいて
    前記モータの電流指令値を出力する電流指令値発生手段
    と、 前記モータの実電流を検出して電流検出値として出力す
    る電流検出手段と、 前記電流指令値と前記電流検出値との間の偏差を検出す
    る偏差検出手段と、 前記モータの各相の端子に印加されるインバータの各相
    電圧を前記電流指令値に基づいて互いに異なる位相期間
    毎に１相づつ変調率を１００％に固定する二相変調方式
    及び前記固定を行わない三相変調方式のどちらかを、入
    力される回生状態から力行状態への変化に関連するモー
    タ状態量又は遅延された前記作動指令信号又は遅延され
    た前記電流指令値に基づいて選択する変調方式決定手段
    と、 前記変調方式決定手段の決定結果及び前記偏差に基づい
    て前記インバータを開閉制御して前記インバータが前記
    モータの各相の端子に印加する前記各相電圧の二相変調
    波形及び三相変調波形を発生する波形発生手段と、 を備えることを特徴とするインバータ制御装置。
  2. 【請求項２】前記変調方式決定手段は、前記作動指令信
    号としての前記滑り指令値が負から正に変化する時点か
    ら所定周期経過後又は所定時間遅延後、前記三相変調方
    式から前記二相変調方式への切り換えを前記波形発生手
    段に指令するものである請求項１記載のインバータ制御
    装置。
  3. 【請求項３】前記変調方式決定手段は、前記作動指令信
    号としての前記トルク指令値が負から正に変化する時点
    から所定周期経過後又は所定時間遅延後、前記三相変調
    方式から前記二相変調方式への切り換えを前記波形発生
    手段に指令するものである請求項１記載のインバータ制
    御装置。
  4. 【請求項４】前記変調方式決定手段は、前記電流指令値
    が発電モード相当値から電動モード相当値に変化する時
    点から所定周期経過後又は所定時間遅延後、前記三相変
    調方式から前記二相変調方式への切り換えを前記波形発
    生手段に指令するものである請求項１記載のインバータ
    制御装置。
  5. 【請求項５】前記変調方式決定手段は、前記モータ状態
    量としてトルク検出値すなわち実トルク値を検出すると
    ともに、前記トルク検出値が負（回生）から正（力行）
    に変化した時点において前記三相変調方式から前記二相
    変調方式への切り換えを前記波形発生手段に指令するも
    のである請求項１記載のインバータ制御装置。
  6. 【請求項６】前記変調方式決定手段は、前記モータ状態
    量としてバッテリから前記モータへ給電する充放電電流
    を検出するとともに、前記充放電電流の充電から放電へ
    変化した時点において前記三相変調方式から前記二相変
    調方式への切り換えを前記波形発生手段に指令するもの
    である請求項１記載のインバータ制御装置。
  7. 【請求項７】前記波形発生手段は、前記二相変調方式実
    施に際して固定すべき相の前記偏差に所定のオフセット
    量を加算又は減算して前記固定すべき相の相電圧の変調
    率１００％に固定するとともに、前記固定を行わない相
    の前記偏差にもそれぞれ所定のオフセット量を加算又は
    減算するものである請求項１〜６のいずれか記載のイン
    バータ制御装置。
  8. 【請求項８】前記波形発生手段は、ＰＷＭ搬送波を発生
    する搬送波発生手段、及び、前記ＰＷＭ搬送波と前記偏
    差とを比較して前記二相変調波形及び前記三相変調波形
    を発生する比較手段を有し、前記二相変調方式の実施時
    に前記固定すべき相のＰＷＭ搬送波に所定のオフセット
    量を加算または減算して相電圧の変調率を１００％に固
    定するとともに、前記固定を行わない相のＰＷＭ搬送波
    にもそれぞれ所定のオフセット量を加算又は減算するも
    のである請求項１〜６記載のインバータ制御装置。
JP15387594A 1994-07-05 1994-07-05 インバータ制御装置 Expired - Fee Related JP3395920B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP15387594A JP3395920B2 (ja) 1994-07-05 1994-07-05 インバータ制御装置
US08/493,702 US5614803A (en) 1994-07-05 1995-06-22 Inverter control apparatus
DE69502445T DE69502445T2 (de) 1994-07-05 1995-06-28 Wechselrichtersteuergerät
EP95110082A EP0691730B1 (en) 1994-07-05 1995-06-28 Inverter control apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP15387594A JP3395920B2 (ja) 1994-07-05 1994-07-05 インバータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0823698A JPH0823698A (ja) 1996-01-23
JP3395920B2 true JP3395920B2 (ja) 2003-04-14

Family

ID=15572029

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP15387594A Expired - Fee Related JP3395920B2 (ja) 1994-07-05 1994-07-05 インバータ制御装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5614803A (ja)
EP (1) EP0691730B1 (ja)
JP (1) JP3395920B2 (ja)
DE (1) DE69502445T2 (ja)

Families Citing this family (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5714856A (en) * 1996-08-05 1998-02-03 Delco Electronics Corporation Control method for propulsion battery regeneration in an electric vehicle
US6331757B1 (en) 1998-06-19 2001-12-18 Siemens Canada Limited Staggered pulse width modulation apparatus and method for EMI minimization in motor
KR20000007251A (ko) * 1998-07-01 2000-02-07 윤종용 전동기의 역기전력을 고려한 전압 벡터 과변조 방법
US6424113B1 (en) * 2001-01-06 2002-07-23 Ford Global Technologies, Inc. Method and apparatus for pulse width modulation
US7177153B2 (en) 2002-01-16 2007-02-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Vehicle drive module having improved cooling configuration
US7061775B2 (en) * 2002-01-16 2006-06-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter having improved EMI shielding
US6898072B2 (en) * 2002-01-16 2005-05-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cooled electrical terminal assembly and device incorporating same
US7032695B2 (en) * 2002-01-16 2006-04-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Vehicle drive module having improved terminal design
US6972957B2 (en) * 2002-01-16 2005-12-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modular power converter having fluid cooled support
US6865080B2 (en) * 2002-01-16 2005-03-08 Rockwell Automation Technologies, Inc. Compact fluid cooled power converter supporting multiple circuit boards
US6909607B2 (en) * 2002-01-16 2005-06-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. Thermally matched fluid cooled power converter
US7187568B2 (en) * 2002-01-16 2007-03-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter having improved terminal structure
US7187548B2 (en) * 2002-01-16 2007-03-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter having improved fluid cooling
US6982873B2 (en) * 2002-01-16 2006-01-03 Rockwell Automation Technologies, Inc. Compact vehicle drive module having improved thermal control
US6965514B2 (en) 2002-01-16 2005-11-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Fluid cooled vehicle drive module
US7142434B2 (en) * 2002-01-16 2006-11-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Vehicle drive module having improved EMI shielding
JP2003284378A (ja) * 2002-03-20 2003-10-03 Denso Corp 車両用交流発電電動装置
US20060071627A1 (en) * 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
JP2004289985A (ja) * 2003-03-25 2004-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
WO2005088822A1 (ja) * 2004-03-17 2005-09-22 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki モータ制御装置とそのｐｗｍインバータの変調波指令作成方法
RU2007149319A (ru) * 2005-05-27 2009-07-10 Сименс Энерджи Энд Отомейшн, Инк. (Us) Функционирование инверторов с перемодуляцией
JP2007049835A (ja) * 2005-08-10 2007-02-22 Hitachi Ltd 回転電機制御装置、及び回転電機の制御方法
US7348758B2 (en) * 2005-10-26 2008-03-25 International Rectifier Corporation Audible noise reduction for single current shunt platform
JP4587051B2 (ja) * 2006-08-25 2010-11-24 株式会社ジェイテクト 車両用操舵装置
JP2008211909A (ja) * 2007-02-26 2008-09-11 Jtekt Corp モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
ATE551770T1 (de) * 2007-04-20 2012-04-15 Mitsubishi Electric Corp Umrichter-steuerung
JP4424421B2 (ja) 2008-01-17 2010-03-03 トヨタ自動車株式会社 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体
JP5018516B2 (ja) * 2008-01-31 2012-09-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
JP4748171B2 (ja) * 2008-02-08 2011-08-17 株式会社デンソー Ｅｐｓ用モータ駆動装置
FR2933550B1 (fr) * 2008-07-01 2012-10-12 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Procede de determination des inductances d'une machine synchrone a aimants permanents
US8050543B2 (en) * 2008-09-14 2011-11-01 Honeywell International Inc. Trigger mechanism for current acquisition used for motor control applications
JP5002568B2 (ja) * 2008-10-29 2012-08-15 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP5333422B2 (ja) * 2010-12-07 2013-11-06 株式会社デンソー 電力変換装置
JP5500189B2 (ja) 2011-03-23 2014-05-21 株式会社豊田自動織機 モータインバータの制御方法、及び制御装置
CN102832880B (zh) * 2011-06-17 2017-03-01 迪尔阿扣基金两合公司 控制转换器的方法
GB2493541A (en) * 2011-08-10 2013-02-13 Markem Imaje Ltd Motor control system using position or torque as dominant control parameter
JP5309232B2 (ja) 2012-02-01 2013-10-09 ファナック株式会社 変調方式の選択部を有するモータ駆動用のｐｗｍ整流器
JP6013031B2 (ja) * 2012-06-08 2016-10-25 ナブテスコ株式会社 三相交流モータの駆動制御装置及びアクチュエータの油圧システム
GB2507771B (en) 2012-11-09 2020-03-04 Dover Europe Sarl Tape drive and method of operation of a tape drive
GB2536772B (en) 2013-02-12 2017-07-05 Dover Europe Sàrl Tape drive and method of operation
GB2510832B (en) 2013-02-13 2020-02-26 Dover Europe Sarl Tape drive and method of operation of a tape drive
GB2510834B (en) 2013-02-13 2017-01-18 Dover Europe Sarl Printing apparatus and method of operating a printing apparatus
JP6185319B2 (ja) * 2013-07-19 2017-08-23 株式会社Ｓｏｋｅｎ インバータ装置
KR102286371B1 (ko) * 2014-06-19 2021-08-05 현대모비스 주식회사 모터 온도 변화 제어 장치 및 방법
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
JP7214040B2 (ja) * 2020-03-27 2023-01-27 三菱電機株式会社 ３レベル電力変換装置及び直流電源部の中間電位の制御方法
US11114854B1 (en) * 2021-02-11 2021-09-07 King Abdulaziz University Dual current controller of inverter interfaced renewable energy sources for accurate phase selection method and grid codes compliance

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4467262A (en) * 1980-03-24 1984-08-21 The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. Polyphase motor drive system with balanced modulation
JPS59216476A (ja) * 1983-05-19 1984-12-06 Toyota Central Res & Dev Lab Inc 電圧形インバータの電流制御方法および装置
JP2577738B2 (ja) * 1987-05-20 1997-02-05 三菱電機株式会社 Ｐｗｍインバ−タ装置
US4904919A (en) * 1988-06-21 1990-02-27 Allen-Bradley Company, Inc. Dual mode control of a PWM motor drive for current limiting
US4926104A (en) * 1989-10-18 1990-05-15 General Electric Company Adjustable speed AC drive system control for operation in pulse width modulation and quasi-square wave modes
JP3267988B2 (ja) * 1991-08-19 2002-03-25 株式会社東芝 電力変換装置のｐｗｍ制御装置
DE9200006U1 (ja) * 1992-01-02 1992-05-14 Erl Gmbh, 7778 Markdorf, De
JPH06233549A (ja) * 1992-12-08 1994-08-19 Nippondenso Co Ltd インバータ制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
DE69502445T2 (de) 1998-11-05
DE69502445D1 (de) 1998-06-18
EP0691730A3 (en) 1996-07-31
JPH0823698A (ja) 1996-01-23
EP0691730A2 (en) 1996-01-10
EP0691730B1 (en) 1998-05-13
US5614803A (en) 1997-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3395920B2 (ja) インバータ制御装置
JP4205157B1 (ja) 電動機の制御装置
US8269439B2 (en) Drive controller and drive control method for electric motor
JP3533091B2 (ja) 交流電動機の駆動制御装置
US5990657A (en) Inverter system and control system for electric vehicle
US9543868B2 (en) Apparatus for controlling rotary electric machine
US10826410B2 (en) Inverter device and electric vehicle
JPH0970196A (ja) インバータ内部蓄電手段の放電装置
EP3758218B1 (en) Motor control device and electric vehicle system using same
JPH08289588A (ja) 電力変換装置
JP2002300800A (ja) 電力変換装置
WO2016002745A1 (ja) モータ駆動制御装置
JP3677804B2 (ja) インバータ制御装置
JP3939481B2 (ja) 交流モータの制御装置
JP2003199214A (ja) 電動車両駆動制御装置、電動車両駆動制御方法及びそのプログラム
JP3515047B2 (ja) Ｄｃブラシレスモータ装置
JP4007309B2 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
CN112567620B (zh) 逆变装置
JP2001224191A (ja) 誘導電動機の制御装置
JP2003169490A (ja) 電動機制御システム、電動機制御装置、及び電動機駆動用インバータ制御方法
JP2001008487A (ja) 電気車の制御装置及び制御方法
JP2003339199A (ja) 速度センサレスベクトル制御インバータ装置
KR20180121386A (ko) 구동 시스템, 자동차, 및 구동 시스템의 제어 방법
JP4120503B2 (ja) 誘導電動機の制御方法
WO2024095330A1 (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090207

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100207

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110207

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120207

Year of fee payment: 9

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees