JPH06233549A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 多相交流モータにおいて、一相のスイッチン
グを停止して駆動制御する方式においてもモータを駆動
する電流が急変することの無いインバータ制御装置の提
供。 【構成】 インバータは、駆動信号を出力して多相交流
モータを駆動する。センサでは、この駆動信号（電流セ
ンサからの値）を検出し、偏差算出器１１、１３にて、
この駆動信号と出力指令信号（電流指令値）との差を各
相について算出する。電流指令値の位相と、基準波５と
に基づいて、第１ｒｏｍ２５、相選択用アナログスイッ
チ２６、第２ｒｏｍ２７にてオフセットを持たせる相を
選択すると共にオフセット量を算出して、基準波５にオ
フセットを持たせる。このオフセットされた基準波５と
電流指令値とを比較器３１、３２、３３にて比較するこ
とでデューティ波形を算出して二相変調を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ制御装置に
関し、特にインバータのある相のデューティを所定の位
相において０または１に固定する二相変調方式のインバ
ータ制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、三相インバータのＰＷＭ制御
装置において、スイッチングロスの低下及びＤＣ→ＡＣ
の変換比の増大を図ることができる二相変調方式が提唱
されている。この二相変調方式とは、三相のうちのある
一相を停止し、残りの二相で変調する方式であり、特開
昭５９−２１６４７６号公報（図２７参照）に開示され
ている。この図２７（ａ）において、８１はインバータ
であり、８２は負荷であるモータ、８３は電流検出器、
８４は電流検出回路、８５は第１の演算回路、８６〜８
８は電流制御器、８９は電流制御回路、９０は第２の演
算回路である。

【０００３】この従来の制御回路においては、第１の演
算回路８５からモータ８２を制御するために、図２７
（ｂ）に示すような電流指令値ｉ_aR、ｉ_bR、ｉ_cRを用い
て制御している。この電流指令値ｉ_aR、ｉ_bR、ｉ_cRは、
何れかの相の電流指令値ｉ_aR、ｉ_bR、ｉ_cRが、最大値Ｍ
ａｘに固定された形状の正弦波形となっており、三相の
うちのある一相のスイッチングを停止するものとしてい
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、一般の三相
変調方式のインバータ制御においては、ノイズや温度特
性等の理由による回路の特性値変動により、電流指令値
どうりにモータ８２に電流（実電流）が流れないことが
ある。そのため、電流指令値と実電流との差をとり電流
指令値を補正するのが通例となっている。

【０００５】上記従来の特開昭５９−２１６４７６号公
報に開示された二相変調方式においては、電流指令値ｉ
_aR、ｉ_bR、ｉ_cRを、その一部において最大値Ｍａｘに固
定された形状の正弦波形とし、通常の正弦波形に対して
一相のみ変形し、他の相は基の正弦波形のままの電流指
令値にてモータを駆動しているため、モータに印加され
る電流は正弦波形とは異なる歪んだ波形となっている。
このため、正弦波形に対して変形した分の電流が余分に
流れることとなり、モータの制御性が悪くなる。そこ
で、フィードバック制御を行うことでモータの制御性を
向上させる構成としている。

【０００６】しかしながら、モータを制御するインバー
タからの実電流の波形は正弦波であることが望ましいの
であるが、電流指令値ｉ_aR、ｉ_bR、ｉ_cRは、その一部に
おいて最大値Ｍａｘに固定された形状の正弦波形である
ため、電流指令値と実電流との偏差を電流制御回路８９
にて算出し、この偏差に基づいて制御する構成として
も、実電流を正弦波形に近づけることができず、モータ
の制御性が悪いものとなっている。

【０００７】そこで、本発明は、三相モータにおける二
相変調方式の如く多相交流モータにおいて、一相のスイ
ッチングを停止して駆動制御する方式においても、モー
タの制御性を向上することができるインバータ制御装置
を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の本発明は、多相交流モータと、この
多相交流モータの各相に対応する複数の駆動信号を前記
多相交流モータに出力するインバータと、このインバー
タの各相を制御する駆動指令信号と基準の波形である基
準波形とに基づき前記インバータを駆動する各相に対応
したデューティ信号を発生する信号発生手段と、前記各
相に対応したデューティ信号の一つを所定の条件にて固
定すると共に、このデューティ信号の一つを固定するた
めの量に応じて他の相のデューティ信号を変更する信号
変更手段と、を備えることを要旨とする。

【０００９】また、上記目的を達成するために、請求項
２記載の本発明は、請求項１において、前記信号変更手
段が、前記基準波形のレベルを切り換えて前記デューテ
ィ信号の一つを固定すると共に、他の相のデューティ信
号を変更することを要旨とする。また、上記目的を達成
するために、請求項３記載の本発明は、請求項１もしく
は請求項２において、前記信号変更手段が、前記駆動指
令信号の位相に基づきデューティ信号を固定する相を選
択することを要旨とする。

【００１０】また、上記目的を達成するために、請求項
４記載の本発明は、請求項１において、前記信号変更手
段が、前記駆動指令信号のレベルを切り換えて前記デュ
ーティ信号の一つを固定すると共に、他の相のデューテ
ィ信号を変更することを要旨とする。また、上記目的を
達成するために、請求項５記載の本発明は、請求項１乃
至請求項４において、前記信号発生手段が、前記インバ
ータが前記モータに出力する各相の駆動信号を検出する
検出手段と、この検出手段にて検出された各相の駆動信
号と前記各相の駆動指令信号との偏差を算出する偏差算
出手段と、を備え、この偏差算出手段にて算出された偏
差と前記基準波形とに基づきデューティ信号を発生する
ことを要旨とする。

【００１１】また、上記目的を達成するために、請求項
６記載の本発明は、請求項５において、前記信号変更手
段が、前記偏差のレベルを切り換えて前記デューティ信
号の一つを固定すると共に他の相のデューティ信号を変
更することを要旨とする。また、上記目的を達成するた
めに、請求項７記載の本発明は、請求項１乃至請求項６
において、前記インバータが、電源に直列接続された一
対の半導体スイッチ３組で構成された三相インバータで
あり、対になる半導体スイッチは、前記信号発生手段に
より互いに反転入力されることを要旨とする。

【００１２】また、上記目的を達成するために、請求項
８記載の本発明は、請求項１乃至請求項７において、前
記駆動指令信号に対する前記駆動信号の位相遅れを予測
して駆動指令信号の位相補償を行う位相補償手段を備え
ることを要旨とする。また、上記目的を達成するため
に、請求項９記載の本発明は、請求項５乃至請求項８に
おいて、前記信号変更手段が、固定された相の偏差と前
記基準波形との差分を算出する差分算出手段と、この差
分算出手段により算出された差分に応じて前記基準波形
をオフセットする切換手段と、を備え、このオフセット
された基準波形に基づいて、他の相のデューティ信号を
発生することを要旨とする。

【００１３】また、上記目的を達成するために、請求項
１０記載の本発明は、請求項１乃至請求項９において、
前記信号変更手段によるデューティ信号の固定を禁止す
る信号変更禁止手段を備えることを要旨とする。また、
上記目的を達成するために、請求項１１記載の本発明
は、請求項１乃至請求項１０において、前記信号変更手
段におけるデューティ信号の変化を緩和する緩和手段を
備えることを要旨とする。

【００１４】

【作用および発明の効果】上記構成よりなる本発明のイ
ンバータ制御装置によれば、信号発生手段により駆動指
令信号と基準波形とに基づいてデューティ波形を発生
し、このデューティ波形に基づきインバータを制御し、
モータを駆動する。この制御において、各相のデューテ
ィ信号の何れか一つを、信号変更手段により所定の条件
において固定すると共に、このデューティ信号の一つを
固定するための量に応じて、残りの他の相のデューティ
信号を変更している。

【００１５】このようにして、位相変更手段により何れ
か一つのデューティ波形を固定すると共に、このデュー
ティ信号の一つを固定するための量に応じて残りの他の
相のデューティ信号を変更することで、デューティ信号
の一つを固定してモータに流れる駆動信号が変化する量
を、他の相の駆動信号にて補うことができる。従って、
モータの駆動に際して、従来の如く、デューティ信号を
固定するために一相のみの駆動指令信号を正弦波形に対
して変化させているのではなく、本発明では、デューテ
ィ信号を固定する相のみでなく、残りの他の相のデュー
ティ信号もデューティ信号を固定するための量に応じて
変化させることで、モータ全体に流れる駆動信号の収支
を一定にすることができるために、モータの制御性を向
上することができるという効果がある。

【００１６】また、このインバータ制御装置によれば、
駆動指令信号を駆動信号と同じ正弦波形として二相変調
制御することができるので、請求項４の如く駆動信号を
検出し、この駆動信号と駆動指令信号とを比較すること
によりフィードバック制御することで、より一層、モー
タの制御性を向上することができる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明のインバータ制御装置の実施例
について図面に基づき説明する。図１３の電気自動車の
全体構成図に示すように、電気自動車６０は、主に、メ
インバッテリ６１、インバータ６２、アクセルセンサ６
３、制御部であるＥＣＵ６４、ギア６５、インダクショ
ンモータ６６、回転センサ６７、サスペンション６８、
走行用タイヤ６９を備える。本発明は、上記のインバー
タ６２のスイッチ群の制御に関し、この制御をＥＣＵ６
４にて行う。

【００１８】インバータ６２は、図１４に示すように、
スイッチング素子である６個のトランジスタ（ＩＧＢ
Ｔ）６２０〜６２５と、３個の否定論理素子６２６〜６
２８と、平滑コンデンサ６２９とからなっている。モー
タ６６は、図５に示す如く、三相のコイル６６１〜６６
３を備え、このコイル６６１〜６６３の励磁により駆動
される。

【００１９】そこで、まず、本発明の二相変調方式のイ
ンバータ制御の原理について以下に説明する。一般的
に、図２に示すような積分要素のある回路にパルス電圧
を印加した場合、回路に流れる電流は図３のようにな
る。そして、その平均電流は、図４に示すようにパルス
電圧のデューティ比に比例して増減する。また、端子間
電圧Ｖ_B を変えても平均電流を変えることができるの
で、平均電流に相当する電圧Ｖ_O は下記の如く表わすこ
とができる。尚ｄｕｔｙはデューティ比である。

【００２０】

【数１】Ｖ_O ＝Ｖ_B ・ｄｕｔｙ 次に、図５に示す如くスター結線されている回路におい
て、端子間電圧をＶ_u,Ｖ_v,Ｖ_w 又流れる電流をｉ_u,ｉ_v,
ｉ_w とするとき、キルヒホッフの式より以下の条件が成
立する。尚、下記のｉ_u,ｉ_v,ｉ_w はすべて平均電流なの
で、負荷もＲ成分としている。

【００２１】

【数２】 また、ｕ相，ｖ相，ｗ相それぞれのデューティ比をｄ_u,
ｄ_v,ｄ_w とすると各相の端子間電圧値以下の如く表わす
ことができる。

【００２２】

【数３】 さらに、上記数式２及び数式３により各相の電流ｉ_u,ｉ
_v,ｉ_w をデューティ比ｄ_u,ｄ_v,ｄ_w を用いて以下の如く
表わすことができる。

【００２３】

【数４】

【００２４】ここで、一例として図６に示す各相の相電
流を制御二相変調方式により達成するため、制御は６０
°区切りで行なわれる。図７は図６（ａ）に示されるｕ
相電流を得るためのスイッチング波形を示しており、他
の相についてはそれぞれｖ相はａ区間でデューティ比を
０に、及びｄ区間でデューティ比を１に固定し、ｗ相は
ｃ区間でデューティ比を０に、及びｆ区間でデューティ
比を１に固定するスイッチング波形とする。

【００２５】つまりｕ相に関して言えば、ｂ区間はスイ
ッチング上アームｏｎ，下アームｏｆｆに固定、ｅ区間
はスイッチング上アームｏｆｆ，下アームｏｎに固定す
るものである。今、ｉ_o ＝Ｖ_B ／２Ｒとしたとき、電流
の振幅をｉ_C としてμ＝ｉ_C ／ｉ_O と定義すると、三相
電流を示す数４とから、ｕ相基準で以下の式を満足すれ
ば良いことがわかる。

【００２６】

【数５】

【００２７】従って、数式５に上述した各相のスイッチ
ングの条件を適用して得られる以下の６つの条件式を満
たすよう、各相をスイッチングすればよい。すなわち、
０≦θ＜１／３πの時

【００２８】

【数６】

【００２９】１／３π≦θ＜２／３π の時、

【００３０】

【数７】

【００３１】２／３π≦θ≦π の時、

【００３２】

【数８】

【００３３】π≦θ≦４／３π の時、

【００３４】

【数９】

【００３５】４／３π≦θ＜５／３π の時、

【００３６】

【数１０】

【００３７】５／３π≦θ＜２π の時、

【００３８】

【数１１】

【００３９】尚、各デューティ比が充分０〜１におさま
るのであれば上記数式６〜数式１１の条件式を完全に満
たすものでなくてもよい。

【００４０】

【表１】

【００４１】以下、本発明の特徴とする上記数式６〜数
式１１の条件を満たすデューティ比の発生方法について
説明する。すなわち、本発明は電流指令と基準波とを比
較してデューティ比を発生させるものにおいて、図８に
示すように基準波にオフセット電圧を印加してデューテ
ィ比を変えるものである。

【００４２】電流指令をＳ〔Ｖ〕としたときのデューテ
ィ比Ｄは、

【００４３】

【数１２】

【００４４】で示すことができる。今、基準波にＯＦ
〔Ｖ〕オフセットすると

【００４５】

【数１３】

【００４６】と示すことができる。（基準波を例えば三
角波とした場合の例を図９及び図１０に示す。）今簡単
のため、ｕ相の電流指令をＳ_u 〔Ｖ〕，ｖ相をＳ
_v 〔Ｖ〕，ｗ相をＳ_w 〔Ｖ〕とすると、数式１２より、

【００４７】

【数１４】

【００４８】これに各相オフセットをもたせコンパレー
タ後のデューティ比は数式１３より、

【００４９】

【数１５】

【００５０】とある。数式４に数式１４を代入すると、

【００５１】

【数１６】

【００５２】同様に数式４に数式１５を代入すると、

【００５３】

【数１７】

【００５４】数式１７に前述の数式６〜数式１１と同様
な条件付けをすると、代表として、０≦θ＜１／３πの
時、Ｄ_ov＝０であるから、数式１５より次式が得られ
る。

【００５５】

【数１８】ＯＦ_v ＝Ｓ_v −Ｖ_Tmin そして、数式１８を数式１７に代入して得られる次式、

【００５６】

【数１９】

【００５７】と数式１６が同じになればよいため、数式
１６と数式１９とから次式が得られる。

【００５８】

【数２０】

【００５９】つまり、オフセットはｕ，ｖ，ｗとも共通
で、かつＳ_v を用い容易に作れることがわかる。従っ
て、６０°ごとに次の式が成立する。

【００６０】

【数２１】

【００６１】尚、Ｄ_ou〜Ｄ_owが０〜１に収まれば、特に
θに関係なく数式２１のオフセットを用いてもかまわな
い。上記数式２０，数式２１が示されるオフセットを加
えられる回路の第１実施例を図１に示す。この第１実施
例において、１１はＵ相の電流指令値ｉ_u と電流センサ
にて検出された実電流値ｉ_u1との偏差を算出するＵ相偏
差算出器であり、同様に、１３はＷ相の電流指令値ｉ_W
と電流センサにて検出された実電流値ｉ_W1との偏差を算
出するＷ相偏差算出器である。ここで、電流指令値は駆
動指令信号に相当する。また、実電流値が駆動信号に相
当する。

【００６２】２１はＵ相偏差算出器１１にて算出された
偏差をＰＩ演算するＵ相ＰＩ演算部であり、モータに付
加するためのＵ相信号Ｓ_u を出力する。同様に、２３は
Ｗ相偏差算出器１３にて算出された偏差をＰＩ演算する
Ｗ相ＰＩ演算部であり、モータに付加するためのＷ相信
号Ｓ_w を出力する。なお、Ｕ相に与えるＵ相信号Ｓ
_wは、上記の数式２に基づき、Ｕ相信号Ｓ_u とＷ相信号
Ｓ_w との和を算出し、符号を反転する加算器２９にて求
められる。

【００６３】一方、現在の電流指令値ｉ_u 、ｉ_w の位相
θに基づき、各位相θにおいて数式２１に示した如くオ
フセットを持たせるために、第１ｒｏｍ２５と、相選択
用アナログスイッチ２６と、第２ｒｏｍ２７と、基準波
発生器５と、加算器６と、第２加算器２８を備える。第
１ｒｏｍ２５は、電流指令値ｉ_u 、ｉ_w の位相θに基づ
いて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の何れかからオフセットを持た
せる相を選択し、この選択された信号をオフセットデー
タとして出力する。相選択用アナログスイッチ２６は、
第１ｒｏｍ２５で選択された相のスイッチをオンして、
Ｕ相とＶ相とＷ相の信号Ｓ_u 、Ｓ_v 、Ｓ_w のうちの何れ
かの相の信号を取り込む。

【００６４】第２ｒｏｍ２７は、現在の位相θにおい
て、基準波を、最大値Ｖtmaxと最小値Ｖtminの何れにす
るのかを数式２１に基づき選択し、基準波をオフセット
するためのＶtmaxもしくは、−Ｖtminを出力する。基準
波発生器５は、図１の如くの三角波を出力する。加算器
６は、基準波発生器５にて出力された三角波と第２ｒｏ
ｍ２７にて出力されたＶtmaxもしくは、−Ｖtminとを加
算して、波形を出力する。第２加算器２８は、加算器６
にて加算された波形と、相選択用アナログスイッチ２６
にて取り込まれた信号Ｓ_u 、Ｓ_v 、Ｓ_w の何れかとを加
算して出力波形を出力する。

【００６５】３１は、Ｕ相信号Ｓ_u と、第２加算器２８
にて出力された出力波形とを比較して、Ｕ相のデューテ
ィ信号dutyＵ（Ｕ相のＰＷＭ信号）を算出する比較器で
ある。同様にして、３２は、Ｖ相信号Ｓ_v と、第２加算
器２８にて出力された出力波形とを比較して、Ｖ相のデ
ューティ信号dutyＶ（Ｖ相のＰＷＭ信号）を算出する比
較器であり、３３は、Ｗ相信号Ｓ_w と、第２加算器２８
にて出力された出力波形とを比較して、Ｗ相のデューテ
ィ信号dutyＷ（Ｗ相のＰＷＭ信号）を算出する比較器で
ある。

【００６６】次に、上記構造の本発明の第１実施例の作
動について説明する。電流の位相θより第１ｒｏｍ２５
にオフセットする相選択用データを入れ、信号Ｓ_u 、Ｓ
_v 、Ｓ_w を位相に応じ選択する。又第２ｒｏｍ２７にＶ
tmaxもしくは−Ｖtminのデータを入れ、三角波に加えら
れる。このことにより数式２１に示されるオフセットを
得ることができる。

【００６７】このオフセットと、Ｕ相とＶ相とＷ相の電
流信号Ｓ_u 、Ｓ_v 、Ｓ_w とに基づき、それぞれ比較器３
１、３２、３３にて比較することで、図７に示す如く二
相変調のＰＷＭ信号をえることができる。そして、この
二相変調のＰＷＭ信号に基づきインバータのスイッチン
グ素子を制御し、モータを駆動する。この制御を行うと
大電流の通過時にスイッチングが停止するため、スイッ
チングに伴うロスが減り、発熱量がかなり小さくなる。
又オフセットを加えるため実質的なデューティ比が下が
り、ＤＣ→ＡＣ変換比を２／√３倍迄多く取ることがで
きる。

【００６８】また、この二相変調方式では、電流指令値
ｉ_u 、ｉ_w として、図６に示す如く正弦波形を用いてい
るため、実電流ｉ_u1、ｉ_W1との偏差を取り、フィードバ
ック制御することができる。次に、本発明の第２実施例
について図１１に基づき説明する。基準波にオフセット
を持たせデューティ比を変換する方法として、上記第１
実施例では電流指令値を用いたが、電流指令に応じｒｏ
ｍ等でオフセット電圧を出しても良い。図１１は、この
本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同
一の構成部においては同一の符号を付して説明を省略す
る。

【００６９】本実施例における第１ｒｏｍ３５は、位相
θと電流の角速度ωが入力され、この位相θと電流角速
度ωに基づき、第１実施例の第１ｒｏｍ２５と同様に、
オフセットデータを算出して出力する。乗算型ＤＡ３６
は、電流の振幅値Ｗと、第１ｒｏｍ２５からのオフセッ
トデータが入力され、電流振幅値Ｗとオフセットデータ
の乗算値を算出する。第２ｒｏｍ３７は、位相θと電流
角速度ωが入力され、この位相θと電流角速度ωに基づ
き、第１実施例の第２ｒｏｍ２７と同様にして、基準波
をオフセットするためのＶtmaxもしくは、−Ｖtminを出
力する。

【００７０】この第２実施例では、電流の周波数が上が
ってくると、図１２に示すように実電流と電流指令値と
の間に位相差ができるため、一番電流の多く流れる時に
スイッチングを停止できなくなるのを防ぐものである。
この第２実施例のように、第１ｒｏｍ３５及び第２ｒｏ
ｍ３７に入力するデータを位相θと電流角速度ωの２元
マップにすることで、電流角速度ωに対してオフセット
をずらし、適切にスイッチングを停止するようにするこ
とができる。

【００７１】次に、本発明の第３実施例について説明す
る。ところで、上記第１実施例及び第２実施例の如く２
相変調方式を採用する場合、スイッチングを停止する区
間は各相の電流の絶対値が最大の点を中心とする部分に
設定する。すなわち図１６（ａ）のような３相交流に対
する理想的な２相変調ＰＷＭ信号は図１６（ｂ）のよう
になる。なお、この図１６（ｂ）はＵ相のＰＷＭ信号で
ある。

【００７２】しかしながら電流指令値と実際にインバー
タの出力として流れる実電流との間には図１７のように
位相差がある。このような状態で電流指令値をもとに、
２相変調ＰＷＭ信号を発生するためのスイッチング停止
部分を設定すると、図１７のようにスイッチング停止部
分と電流値の大きい部分が一致しなくなる。この位相差
は高回転時ほど大きくなり、効率の低下、異音の発生、
目標出力が達成できない等の影響を及ぼす。

【００７３】これを解決するために実電流をもとに２相
変調を行う方法も考えられるが、実電流には多くのノイ
ズが含まれており波形が乱れているので、これを基にス
イッチングを停止する区間を決定するのは無理がある。
また２相変調時にはスイッチング停止時にその相の電位
が急変するため、これが電流制御ループに外乱として作
用し、フィードバックループを不安定にし、実電流波形
の歪の原因となっている。

【００７４】そこで、本実施例では、上記問題点に鑑
み、電流指令にモータによる位相遅れを加え、その位相
遅れを加えた波形をもとに２相変調信号を発生させるフ
ィードフォワード制御を行い、電流指令をもとに求めら
れたスイッチング停止区間の位相と、実電流の電流値が
最大になる区間の位相を一致させるものである。この第
３実施例を図１５に基づき、その構成について説明す
る。なお、図１５において、上記の第１実施例及び第２
実施例と同一の構成部分については同一の番号を付して
説明を省略する。

【００７５】図１５において、１は位相補償器、２は位
相判定器、３はマルチプレクサ、４は積分器、７は差分
回路、８は電流センサ、９は電流検出器、１０は演算処
理装置（ＥＣＵ）、３４はゲート駆動回路である。モー
タ制御を行う場合、定常状態の誘導モータの１相分の等
価回路として図１８に示すようなＴ型等価回路が最も一
般的に用いられる。各定数はそれぞれＲｓが固定子抵
抗、ｌｓおよびｌｒがインダクタンス、Ｍが各巻線間の
相互インダクタンス、Ｒｒは回転子抵抗、ωｓｅはモー
タ軸角速度を表す。このＴ型等価回路のボード線図を求
めると図１９のようになる。すなわち高回転時には位相
遅れを生じ、電流指令と実電流との間に位相差が生じる
ことになる。

【００７６】このＴ型等価回路を制御対象としたときの
閉ループ伝達関数は１次遅れ系となり、図２０の位相補
償回路に電流指令を加えることにより、フィードフォワ
ード制御として位相補償を行う。これが位相補償器１で
ある。この位相補償器１は、電流指令値ｉ_u 、ｉ_v 、ｉ
_w が入力され、それぞれの電流指令値ｉ_u 、ｉ_v 、ｉ _w
に対して位相補償を行い、位相補償後電流指令値ｉ_u2、
ｉ_v2、ｉ_w2を得る。この位相補償器によりそのときのモ
ータ回転数に応じた実電流波形の位相を予測する。

【００７７】位相判定器２は、この位相補償器１にて位
相補償された電流指令値ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2に基づいて現
在の位相θを得る。また、本第３実施例では、指令値と
して与える電流がどのようなモードにあるかということ
に着目し、その状態をコードで表すことにした。位相補
償器１を通って実電流と位相が等しくなった図２１
（ａ）のような３相交流曲線があるとする。各相の瞬時
値と０レベルとを比較し、プラスの時は０、マイナスの
時は１というような信号を与えると、３相交流の１周期
は図２１（ｂ）のように６つのモードに分けられること
がわかる。３相をそれぞれ０または１で表現するため、
３ビットの信号ですべてのモードが表現されることにな
る。

【００７８】なお、３ビットで表現される状態は８つあ
り、図２１（ｂ）のほかにすべての相がプラスの場合と
すべての相がマイナスの場合が考えられるが、本実施例
ではそれらのモードを表すコードは別の目的に使用する
ことにし、後で説明する。また、この３ビットの信号を
発生させる位相判定器２は、図２１（ｃ）にあるような
簡単な構成の比較器によって実現される。

【００７９】また、本発明では、ＰＩ演算器２１、２３
の出力と、オフセットを持ってシフトされた三角波の差
をとることにより２相変調のＰＷＭ信号が得られるが、
このときのシフト量の求め方について、例えば、三角波
をシフトする場合について説明する。図２２（ａ）に示
す如く、従来の三相変調においても各相の正弦波状の電
流指令値と三角波とを比較し、何れのレベルが高いかに
応じてＰＷＭ波形を生成している。図２２（ｂ）は、こ
の図２２（ａ）の部分拡大図である。簡単のためにＵ相
ＰＩ演算器の出力が、図２２（ｂ）の一点鎖線の直線ａ
で表されるとし、この電位をＶａとする。このとき本発
明の如くＰＷＭ信号のデューティ比を１００％として二
相変調とするには三角波の正のピークがＶａであればよ
い。よってそのシフト量を△Ｖａとすると、シフト量Δ
Ｖａは次式で求められる。

【００８０】

【数２２】△Ｖａ＝Ｖａ−Ｖｐ＝Ｖａ＋（−Ｖｐ） つまり、シフト量ΔＶａは三角波の負のピ−ク値とＰＩ
出力との加算で求められる。次に電流指令値が直線ｂで
ある場合についてシフト量ΔＶｂを求めてみると上記の
場合と同様に、次式の如く求められる。

【００８１】

【数２３】△Ｖｂ＝Ｖｂ−（−Ｖｐ）＝Ｖｂ＋Ｖｐ すなわち、シフト量ΔＶｂは三角波の正のピーク値とＰ
Ｉ出力との加算で求められる。他の相についても同様に
求められ、シフト量はＰＩ出力と三角波の±ピ−ク値と
の加算で求められることがわかる。この加算を行う加算
器６は図２３のような簡単な抵抗からなる回路により実
現でき、すべてのモードのシフト量を求め、適切なシフ
ト量を選択すればよいことがわかる。

【００８２】では、このシフト量の演算とその選択につ
いて詳しく説明する。ＰＩ出力に相当する電位をそれぞ
れＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとすると、図２３の抵抗回路部分で
すべてのモードに対するシフト量が求められる。それぞ
れのモードに対するシフト量は図２４の様になる。この
中から図２３のマルチプレクサ３によりそのモードにあ
ったシフト量を選択する。例えばモードが［０１１］の
場合、マルチプレクサ３により入力端子２が選択され、
シフト量はＶｕ−Ｖｐとなる。

【００８３】このマルチプレクサ３にて出力されたシフ
ト量は、積分器４を介して加算器６に入力され、この加
算器６にて三角波のレベルに加算することで、オフセッ
トを持った三角波としている。このオフセットを持つ三
角波は、比較器３１、３２、３３に入力され、電流指令
値をＰＩ演算したＳ_U 、Ｓ_V 、Ｓ_W とそれぞれ比較する
ことで、デューティ比、即ちＰＷＭ信号に変換する。そ
して、ゲ−ト駆動回路３４を介して３相インバ−タにＰ
ＷＭ信号による電圧指令を加える。これによりモータ１
０の入力電流が電流指令値通りに流れモータが制御され
る。

【００８４】この時、特定相のスイッチングを停止させ
る２相変調を用いてモータを制御する。この２相変調の
方法としては、上記にて説明したように、電流指令の位
相に応じてスイッチングを停止させる相を決定し、スイ
ッチングを停止させる指令値を三角波に加えて２相変調
のＰＷＭ波形をつくっている。ところで、ゲート駆動回
路３４は、比較器３１、３２、３３からのＰＷＭ信号を
受けて、三相インバータ６２のスイッチング素子６２０
〜６２５のゲートを駆動してインバータの制御を行う。
センサ８は、三相インバータ６２によりモータ６６を駆
動している実電流を検出する電流センサであり、何れか
２つの相が検出できれば良い。この実施例ではＵ相とＷ
相の電流を検出している。そして、このセンサ８にて検
出された実電流は、電流検出器９にて電流指令値ｉ_u 、
ｉ_w と比較できる実電流信号ｉ_u1、ｉ_w1にする。

【００８５】上記の２相変調においては電流指令のモー
ドが変わる度にシフトする相が切り替わり、各相のデュ
ーティ比が急変して量の切り替えが行われるわけである
が、この時モータの各相の平均電位が図２５（ａ）の実
線のようにステップ的に変化し、電流制御マイナループ
の応答が追従できず電流波形に歪が現れる。これを防止
するため、図２５（ｂ）の如くオペアンプ４１とコンデ
ンサ４２と可変抵抗４３で構成される積分器４を設けて
ステップ状の変化を緩和し、制御系に与える外乱を減少
させる。この結果、図２５（ａ）のステップ状の変化は
破線の様になり、電流制御マイナループの応答範囲内に
落ちつくことができる。

【００８６】また、三相インバータ６２の制御におい
て、２相変調はすべての場合に有効ではなく、３相変調
で制御した方がよい場合もある。このような場合に本発
明では２相変調と３相変調の切り替えが容易にできるの
も一つの特徴である。本実施例では、２相変調のＰＷＭ
波形を作る段階で三角波をシフトするという方法を用い
ている。すなわちこのシフト量を０とすると、一般の３
相変調方式のＰＷＭ波形によるモータ制御と何等変わり
がなくなる。そこで、位相判定器２の出力側に、図２６
の様な、３つのアンド回路４４、４５、４６を有し、こ
のアンド回路４４、４５、４６のそれぞれに位相判定器
２の出力が入力される回路４７を設ける。この回路４７
ではアンド回路４４、４５、４６に対して抵抗４８を介
して電源（図示省）に接続した状態での「Ｈｉｇｈ」信
号か、スイッチＳＷを介してグランドに接続した状態で
の「Ｌｏｗ」信号が入力される。そこで、ＥＣＵ１０か
らの指令により図２６中のスイッチＳＷをオンする事
で、３つのアンド回路４４、４５、４６に「Ｌｏｗ」信
号を入力して［０００］のコード信号を出力することが
できる。マルチプレクサ３では、シフト量０のモード、
すなわち、オフセットする相を設けないようにするモー
ドを［０００］のコードに対応させておき、このシフト
量０のモードを選択するようにすれば、３相変調と２相
変調の切り替えを任意のタイミングで行うことができ
る。

【００８７】上記の如く第３実施例の構成によると、モ
ータの高回転領域でも歪の少ない実電流波形を得ること
ができ、２相変調によるスイッチングロスの低減効果を
全領域で得ることができる。また、スイッチング停止モ
ードのコード化を行うことにより、２相変調と３相変調
の切り替えを容易に、かつ任意のタイミングで行うこと
ができる。

【００８８】また積分器により各相電位のステップ的な
変化を緩和することにより実電流への影響を抑えること
ができる。なお、上記の第１〜第３実施例では、三角波
にオフセットを持たせて二相変調する例について説明し
たが、これに限らず、正弦波状の電流指令値にそれぞれ
オフセットを持たせて二相変調としても良い。

【００８９】次に、本発明の第４実施例について説明す
る。電気自動車は、加速時のパワ−を走行用バッテリか
ら取り出すために一般的に走行用バッテリには高電圧の
バッテリが使用される。この高電圧バッテリは、ＰＷＭ
制御のスイッチング動作によるノイズが多いため、ま
た、安全性の観点から車室内に配線されていない。

【００９０】従って、制御装置は図２８のように信号処
理部７０とパワ−制御部７１の二つのコンポ−ネントに
分けて搭載されるのが一般的である。信号処理部７０
は、アクセル踏込量７２などからＣＰＵ７０２の処理に
よりモ−タ電流指令値を作り、パワ−制御部７１で検出
された電流検出信号との偏差からＰＩ補償してＰＷＭ制
御信号を作る。パワ−制御部７１は、ＰＷＭ制御信号に
基づいてインバ−タ６２を駆動してモ−タ６６に通電
し、その電流をセンサ８で検出する。この装置に於い
て，電流検出信号が断線故障などによってなくなると、
フィ−ドバック制御量がなくなるため過大な電流が流れ
る。また、ＰＷＭ制御信号が断線するとインバ−タ６２
が正常に駆動できず、制御不能の電流が流れる可能性が
ある。自動車は断線故障まで設計上考慮する必要がある
ため、制御装置のインタフェ−ス仕様が複雑になるとい
う問題がある。

【００９１】そこで、第４実施例では、断線故障を自動
的に判別できるインタフェ−ス仕様とすること、そし
て、パワ−制御部７１内に定電流制御回路部を内蔵させ
ることにより信号処理部７０からアナログ電源を省略さ
せて低コスト化と高信頼性の実現することを図るもので
ある。図２９には、第４実施例のシステム構成図を示
す。

【００９２】信号処理部７４は、アクセルセンサ７２や
ブレ−キセンサ７３からの信号をＡ／Ｄ変換器７０１に
よって読みとり、この信号をＣＰＵ７０３で処理する。
そして、ＰＷＭ信号発生器７４１にてモ−タ電流指令値
としてＰＷＭ信号を出力する。パワ−制御部７５は、モ
−タ電流指令値であるＰＷＭ信号発生器７４１からのＰ
ＷＭ信号を電流指令変換器７５１で３相のアナログ電流
指令値に変換する。インバ−タ６２の出力電流は電流セ
ンサ８で検出され、偏差算出器１１、１３にて前述の電
流変換器７５１で設定された電流指令値と各々偏差を求
める。この偏差は、各ＰＩ補償器２１、２３に入力され
てフィ−ドバック制御される。ＰＩ演算された各々の偏
差は、ＰＷＭ変換器３０でデュ−ティ信号に変換され、
ゲ−ト駆動回路３４に接続されてインバ−タ６２を駆動
してモ−タ６６の制御が行われる。

【００９３】ゲ−ト駆動回路３４には、電流制限器７１
１が接続されており、この電流制限器７１１では過電流
の有無を判定し、過電流ならばゲート駆動回路３４の全
てのゲ−トをオフしてインバ−タ６２を停止させてモー
タ６６を保護している。また、３相電流検出信号を全波
整流器７０４で直流レベルに変換してモ−タ電流として
信号処理部７４に伝える。そして、Ａ／Ｄ変換器７０１
によってＣＰＵ７０２に取り込み、モ−タ電流指令値と
比較することにより、電流サ−ボ系が正常であるか故障
診断を行うことができる。

【００９４】ところで、モ−タ６６には交流電流が流れ
ることから、電流検出及び定電流制御回路は、±電源が
パワ−制御部７５に必要となる。しかし、全波整流で直
流レベルに変換されモ−タ電流の大きさだけが必要な信
号処理部７４は単電源回路でよく、図２８に示す装置と
比べて、ガソリン自動車と同程度の回路構成となり低コ
スト化が実現できる。

【００９５】次に、信頼性を向上させるインタフェ−ス
仕様について説明する。信号処理部７４からパワ−制御
部７５に送るモ−タ電流指令値のＰＷＭ信号化について
説明する。電気自動車は起動や加速トルクを必要とする
ことから、インダクションモ−タのベクトル制御が採用
される。このベクトル制御は、３相各々に正弦波電流を
流し、次のような関係が成立する。

【００９６】

【数２４】Ｉu ＝Ｉp ・sin(ωｔ＋θu ）

【００９７】

【数２５】Ｉv ＝Ｉp ・sin(ωｔ＋θv ）

【００９８】

【数２６】Ｉw ＝Ｉp ・sin(ωｔ＋θw ）

【００９９】

【数２７】Ｉu ＋Ｉv ＋Ｉw ＝０ ベクトル制御は、ＣＰＵ７０２で演算処理されてパラメ
−タとして電流振幅指令Ｉp と位相指令sin(ωｔ＋θ）
が求められる。また、数式２７からＩw はＩw＝−（Ｉu
＋Ｉv ）で求められる。自動車の配線は断線故障を想
定してシステムの安全性を考える必要があることから、
重要な信号は冗長設計が求められる。

【０１００】図３０のように電流振幅指令Ｉp と二つの
位相指令により３相電流指令を求めることで、いずれか
の信号がない場合には乗算器の出力が零となり全ての相
の電流指令が零となるため冗長設計になる。また、乗算
となるため、各々の分解能の積での分解能となる。次
に、電流指令値のＰＷＭ信号化について説明する。

【０１０１】図３１のようにＰＷＭ信号のデュ−ティ比
は、最小値と最大値を設けて必ず信号が０→１または１
→０に変化するような信号とした。この信号をマイクロ
プロセッサの故障診断に用いられるウォッチドッグタイ
マに接続すると断線故障を判定できる。図３１の信号変
調領域に対して、図３２のような特性を持たせる。電流
振幅指令は正の信号だけでよいが、位相指令は正負の信
号となるためデュ−ティ＝５０％のとき零となるような
特性とする。

【０１０２】図３２のような特性を実現する回路を図３
３に示す。信号処理部７４とパワ−処理部７５とのイン
タフェ−スは、ノイズに強い電流ル−プとするためフォ
トカプラ−７６、７７、７８を用いる。これにより、グ
ランド電位の変動に関係なくなる。まず、電流振幅指令
信号により、フォトカプラ−７８がオン−オフする。抵
抗９０１は、抵抗９０２に比べて十分小さいため、ウォ
ッチドッグタイマ９３に０または１の信号が伝わる。ま
た、抵抗９０２を介してコンデンサ９０３の充放電が行
われる。そこで、抵抗９０２とコンデンサ９０３からな
るフィルタ−周波数を電流振幅指令のＰＷＭ周波数より
も十分小さな周波数に設定すれば、ＰＷＭ信号が直流レ
ベルに変換される。ＰＷＭ信号は図３１のようにデュ−
ティ比が最小値以下にならないことから、オフセット電
圧発生器９４にて最小値に見合うオフセット電圧を発生
し、このオフセット電圧とコンデンサ９０３の出力電圧
とを差動増幅器９５に接続して、図３２のような特性が
得られる。

【０１０３】このとき、フォトカプラ−７８の信号変化
の有無をウォッチドッグタイマ９３で検出する。変化が
なければ、コンデンサ９０３と並列に接続されているト
ランジスタ９０４をオンして電流振幅指令を零とする。
差動増幅器９５の出力電圧を反転増幅器９６（但し、増
幅ゲイン＝１）により電流振幅指令の±信号を作る。

【０１０４】位相指令を検出するフォトカプラ−７６、
７７は、各々アナログスイッチ９７１、９８１とウォッ
チドッグタイマ９１、９２に接続されている。アナログ
スイッチには前述の電流振幅指令の±信号が接続され、
位相指令のデュ−ティ比によって±信号がアナログスイ
ッチの出力に現れる。これを抵抗を介して積分器を構成
するオペアンプ９７２、９８２に接続すると、積分器を
構成する抵抗９７３とコンデンサ９７４のフィルタ−周
波数がＰＷＭ周波数よりも十分低いので、電流振幅と同
様に直流レベルに変換されて各相電流指令値に変換され
る。このとき、コンデンサ９７４の充電電流は、アナロ
グスイッチの出力電圧、即ち電流振幅指令に比例する。
従って、図３０のような各相の電流指令値が得られる。

【０１０５】また、位相指令信号を入力する入力線が断
線故障すると、ウォッチドッグタイマ９１または９２に
よって判別され、アナログスイッチ９７５または９８５
によってグランド電位に短絡する。これにより、積分器
９７２または９８２の出力が零となり、自動的に断線故
障した信号の出力が安全サイドに固定される。上記の如
く本実施例では、ウォッチドッグタイマ９１、９２、９
３によってアナログ出力を零に固定するようにしたが、
例えば、ＲＯＭ等で構成し、インバ−タの禁止条件にし
てどれか一つでも検出されるとオフする構成としてもよ
い。３相インダクションモ−タの相電流周波数は、現実
的には０から約２００Ｈｚ程度であるので、ＰＷＭ周波
数は２０倍以上の５ｋＨｚ以上であればよい。すると、
ＣＰＵのクロック周波数も上がり、５ｋＨｚ＝２００μ
ｓならば、デュ−ティ分解能も８bit 以上確保できる。

【０１０６】上記第１〜第３実施例においても第４実施
例の如く構成することで、電気自動車においても冗長な
設計とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明装置の第１実施例を示す、三相インバー
タのデューティ比制御装置の回路構成を示す図である。

【図２】積分要素を有する回路の一例を示す図である。

【図３】図２の回路にパルス電圧を印加した時の電流波
形を示す図である。

【図４】パルス電圧のデューティ比と平均電流との関係
を示す図である。

【図５】実施例の説明に供する三相回路図である。

【図６】各相の電流波形を示す図である。

【図７】ｕ相のスイッチング波形を示す図である。

【図８】本実施例の要部の回路構成を示す図である。

【図９】電流指令と基準波との関係を示す図である。

【図１０】電流指令と基準波との関係を示す図である。

【図１１】本発明の第２実施例の回路構成を示す図であ
る。

【図１２】電流周波数と位相差との関係を示す図であ
る。

【図１３】電気自動車の全体構成図である。

【図１４】インバータの内部構成図である。

【図１５】本発明の第３実施例の回路構成を示す図であ
る。

【図１６】（ａ）は、各相の電流波形を示す図である。
（ｂ）は、Ｕ相のＰＷＭ波形を示す図である。

【図１７】電流指令値と実電流との関係を示す図であ
る。

【図１８】Ｔ型等価回路を示す図である。

【図１９】図１８に示すＴ型等価回路のボード線図であ
る。

【図２０】位相補償回路を示す図である。

【図２１】（ａ）は、各相の電流波形を示す図である。
（ｂ）は、コード信号を示す図である。（ｃ）は、位相
判定器を示す図である。

【図２２】（ａ）は、従来方式による各相の電流波形と
ＰＷＭ波形を示す図である。（ｂ）は、（ａ）の部分拡
大図である。

【図２３】加算器を示す図である。

【図２４】コードとシフト量との関係を示す図である。

【図２５】（ａ）は、電流波形を示す図である。（ｂ）
は、積分器４を示す構成図である。

【図２６】２相変調方式と３相変調方式の切換回路を示
す図である。

【図２７】（ａ）は、従来の二相変調方式のインバータ
制御を用いたシステム図である。（ｂ）は、従来の二相
変調方式における電流指令値を示す図である。

【図２８】従来の電気自動車制御装置の全体構成図であ
る。

【図２９】本発明の第４実施例の全体構成図である。

【図３０】電流指令変換器の詳細図である。

【図３１】ＰＷＭ信号のデューティ比を示す図である。

【図３２】位相指令信号及び電流振幅信号の特性図であ
る。

【図３３】電流指令変換器の構成図である。

【図３４】特許請求の範囲に対応する図である。

【符号の説明】

１ 位相補償器（位相補償手段） ２ 位相判定器 ３ マルチプレクサ ４ 積分器 ５ 基準波発生器 ６ 加算器 ７ 差分回路 ８ センサ（検出手段） ９ 電流検出器 １０ ＥＣＵ １１、１２、１３ 偏差算出器（偏差算出手段） ２１、２２、２３ ＰＩ演算器 ３１、３２、３３ 比較器（信号発生手段） ２５ 第１ｒｏｍ（信号変更手段） ２７ 第２ｒｏｍ（信号変更手段） ６２ 三相インバータ（インバータ） ６６ モータ（多相交流モータ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 竹内 鑑二 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多相交流モータと、 この多相交流モータの各相に対応する複数の駆動信号を
   前記多相交流モータに出力するインバータと、 このインバータの各相を制御する駆動指令信号と基準の
   波形である基準波形とに基づき前記インバータを駆動す
   る各相に対応したデューティ信号を発生する信号発生手
   段と、 前記各相に対応したデューティ信号の一つを所定の条件
   にて固定すると共に、このデューティ信号の一つを固定
   するための量に応じて他の相のデューティ信号を変更す
   る信号変更手段と、 を備えるインバータ制御装置。
2. 【請求項２】 前記信号変更手段は、前記基準波形のレ
   ベルを切り換えて前記デューティ信号の一つを固定する
   と共に、他の相のデューティ信号を変更する請求項１記
   載のインバータ制御装置。
3. 【請求項３】 前記信号変更手段は、前記駆動指令信号
   の位相に基づきデューティ信号を固定する相を選択する
   請求項１もしくは請求項２記載のインバータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記信号変更手段は、前記駆動指令信号
   のレベルを切り換えて前記デューティ信号の一つを固定
   すると共に、他の相のデューティ信号を変更する請求項
   １記載のインバータ制御装置。
5. 【請求項５】 前記信号発生手段は、前記インバータが
   前記モータに出力する各相の駆動信号を検出する検出手
   段と、 この検出手段にて検出された各相の駆動信号と前記各相
   の駆動指令信号との偏差を算出する偏差算出手段と、 を備え、この偏差算出手段にて算出された偏差と前記基
   準波形とに基づきデューティ信号を発生する請求項１乃
   至請求項４記載のインバータ制御装置。
6. 【請求項６】 前記信号変更手段は、前記偏差のレベル
   を切り換えて前記デューティ信号の一つを固定すると共
   に、他の相のデューティ信号を変更する請求項５記載の
   インバータ制御装置。
7. 【請求項７】 前記インバータは、電源に直列接続され
   た一対の半導体スイッチ３組で構成された三相インバー
   タであり、対になる半導体スイッチは、前記信号発生手
   段により互いに反転入力される請求項１乃至請求項６記
   載のインバータ制御装置。
8. 【請求項８】 前記駆動指令信号に対する前記駆動信号
   の位相遅れを予測して駆動指令信号の位相補償を行う位
   相補償手段を備える請求項１乃至請求項７記載のインバ
   ータ制御装置。
9. 【請求項９】 前記信号変更手段は、固定された相の偏
   差と前記基準波形との差分を算出する差分算出手段と、 この差分算出手段により算出された差分に応じて前記基
   準波形をオフセットする切換手段と、 を備え、このオフセットされた基準波形に基づいて、他
   の相のデューティ信号を発生する請求項５乃至請求項８
   に記載のインバータ制御装置。
10. 【請求項１０】 前記信号変更手段によるデューティ信
    号の固定を禁止する信号変更禁止手段を備える請求項１
    乃至請求項９記載のインバータ制御装置。
11. 【請求項１１】 前記信号変更手段におけるデューティ
    信号の変化を緩和する緩和手段を備える請求項１乃至請
    求項１０記載のインバータ制御装置。