JPWO2015072036A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

電気負荷の電流脈動に起因する騒音及び振動を抑制できるインバータ制御装置を提供する。インバータ制御装置は、第１の判定手段１９ｅを有し、インバータの出力周波数１６に基づいて２相変調モードを指定する２相変調モード設定手段１９と、デューティ指令７及び２相変調モードに基づいて２相変調を実施する２相変調処理手段１０と、を備える。第１の判定手段１９ｅは、ｘを奇数として、インバータの出力周波数１６の３ｘ倍周波数が予め設定された周波数帯域に含まれるか否かを判定する。２相変調モード設定手段１９は、３ｘ倍周波数が周波数帯域に含まれると判定された場合は上寄せモード又は下寄せモードを２相変調モードとして指定し、３ｘ倍周波数が周波数帯域に含まれないと判定された場合はデューティ指令７の絶対値及び極性に応じて上寄せ状態と下寄せ状態とを切り替える両寄せモードを２相変調モードとして指定する。

Description

本発明は、インバータ制御装置に関するものである。

下記特許文献１には、インバータを備えたモータ制御装置が記載されている。このモータ制御装置は、２相変調によりインバータのスイッチングを制御する。モータ制御装置は、両寄せモードで２相変調を実施する際に、上寄せ状態と下寄せ状態とを一定時間ごとに切り替える。

日本特許第４４２６４３３号公報

特許文献１に記載のモータ制御装置では、インバータによって駆動されるモータの電流脈動に起因する騒音及び振動が発生する。

本発明は、上記の課題を解決するためになされた。その目的は、電気負荷の電流脈動に起因する騒音及び振動を抑制できるインバータ制御装置を提供することである。

本発明に係るインバータ制御装置は、第１の判定手段を有し、インバータの出力周波数に基づいてインバータを駆動するための２相変調モードを指定する２相変調モード設定手段と、電圧指令及び２相変調モード設定手段により指定された２相変調モードに基づいて２相変調を実施する２相変調処理手段と、を備え、第１の判定手段は、ｘを奇数として、インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が予め設定された周波数帯域に含まれるか否かを判定し、２相変調モード設定手段は、インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が周波数帯域に含まれると判定された場合は上寄せモード又は下寄せモードを２相変調モードとして指定し、インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が周波数帯域に含まれないと判定された場合は電圧指令の絶対値及び極性に応じて上寄せ状態と下寄せ状態とを切り替える両寄せモードを２相変調モードとして指定するものである。

本発明によれば、インバータによって駆動される電気負荷の電流脈動に起因する騒音及び振動を抑制できる。

ＰＷＭインバータのスイッチング回路図である。 上寄せモードでの２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。 下寄せモードでの２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。 両寄せモードでの２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。 デッドタイムによるインバータ出力電圧パルスの遅れを説明するための図である。 負荷電流にリプル成分が重畳する仕組みを説明するための図である。 負荷電流にインバータ出力周波数の３倍の周期の電流脈動が発生するシミュレーション結果の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態１におけるデッドタイム補償を説明するための図である。 本発明の実施の形態１におけるデッドタイム補償を説明するための図である。 本発明の実施の形態３におけるインバータ制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態３におけるインバータ出力電圧推定用の表である。 本発明の実施の形態３におけるインバータ出力電圧推定用の表である。

添付の図面を参照して、本発明を詳細に説明する。各図では、同一又は相当する部分に同一の符号を付している。重複する説明は、適宜簡略化あるいは省略する。なお、以下の実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
インバータ制御装置は、ＰＷＭインバータに接続される。ＰＷＭインバータは、電気負荷に接続される。電気負荷は、例えば、交流モータである。

図１は、ＰＷＭインバータのスイッチング回路図である。図１は、２レベル３相インバータのスイッチング回路を示している。スイッチング回路は、直流母線から直流電力の供給を受ける。直流母線の高電位側と低電位側との間には、２つのスイッチング素子が直列に接続されている。スイッチング回路は、直列に接続されたスイッチング素子を３対備えている。３対のスイッチング素子は、並列に接続されている。それぞれのスイッチング素子対は、電気負荷のＵ相、Ｖ相及びＷ相のいずれかに対応する。各スイッチング素子には、還流ダイオードが並列に接続されている。直流母線の高電位側に接続されているスイッチング素子を上アームと呼ぶ。直流母線の低電位側に接続されているスイッチング素子を下アームと呼ぶ。なお、スイッチング回路から電気負荷へ向かう電流の極性を正とする。

ＰＷＭインバータは、複数のスイッチング素子のオン及びオフを切り替えることで、所望の形態の電圧を出力する。インバータ制御装置は、ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によってＰＷＭインバータへのスイッチング指令を生成する。例えば、直流電力を交流電力に変換する場合、インバータ制御装置は、電圧指令及び直流入力の電圧値からデューティ指令を求める。インバータ制御装置は、デューティ指令とキャリアである三角波との比較結果に基づいてスイッチング指令を生成する。なお、電圧指令は、ＰＷＭインバータから出力させたい電圧を示す。デューティ指令は、スイッチング指令のパルス幅の割合である。キャリアの周波数は、デューティ指令の周波数と比較して十分に高い。

ＰＷＭインバータのスイッチング素子では、導通損失及びスイッチングに伴うスイッチング損失等が発生する。これらの損失を抑制するための制御技術の１つが２相変調である。２相変調は、電圧指令を操作してスイッチング回数を低減することでスイッチング損失の削減を図るものである。２相変調では、３相変調と比較してスイッチング回数が２／３に低減される。以下、２相変調の具体的な方式を２相変調モードと呼ぶ。

図２から図４を参照して、複数の２相変調モードについて説明する。図２から図４は、２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。図２から図４では、キャリア波形の記載を省略している。なお、ＰＷＭインバータは、２レベル３相インバータとする。

インバータ制御装置は、電圧指令からデューティ指令を生成する。インバータ制御装置は、デューティ指令とキャリアとの比較結果に基づいてスイッチング指令を生成する。ＰＷＭインバータは、スイッチング指令に基づいて駆動される。インバータ出力電圧には、ゼロ電圧ベクトル区間と非ゼロ電圧ベクトル区間とが交互に現れる。このとき、キャリアの頂点間を挟む非ゼロ電圧ベクトルは同じである。２相変調では、このことを利用して、非ゼロ電圧ベクトルを接続することでスイッチングの省略を達成する。なお、ゼロ電圧ベクトル区間とは、インバータ出力線間電圧がゼロとなる区間である。

図２は、上寄せモードでの２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。図２は、キャリアの山で非ゼロ電圧ベクトルの接続を行う２相変調処理を示している。この場合、インバータ制御装置は、３相のうち正値でありかつ絶対値が最大となる相の電圧指令を最大一定値に固定する。電圧指令が最大一定値の相では、スイッチングが発生しない。インバータ制御装置は、線間電圧を維持したまま残りの２相の電圧指令を正方向にスライドさせる。以下、このように各相の電圧指令又はデューティ指令を変化させることを「上寄せ」と呼ぶ。上寄せによってスイッチングを省略する２相変調モードを「上寄せモード」と呼ぶ。なお、スイッチングが発生しないように電圧指令が固定された相を「固定相」と呼ぶ。固定相でない相を「非固定相」と呼ぶ。

図３は、下寄せモードでの２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。図３は、キャリアの谷で非ゼロ電圧ベクトルの接続を行う２相変調処理を示している。この場合、インバータ制御装置は、３相のうち負値でありかつ絶対値が最大となる相の電圧指令を最小一定値に固定する。電圧指令が最小一定値の相では、スイッチングが発生しない。インバータ制御装置は、線間電圧を維持したまま残りの２相の電圧指令を負方向にスライドさせる。以下、このように各相の電圧指令又はデューティ指令を変化させることを「下寄せ」と呼ぶ。下寄せによってスイッチングを省略する２相変調モードを「下寄せモード」と呼ぶ。

図４は、両寄せモードでの２相変調によるデューティ指令の変化を示す図である。図４は、上寄せモードと下寄せモードとを組み合わせた２相変調処理を示している。この場合、インバータ制御装置は、３相のうち電圧指令の絶対値が最大となる相を固定相として順次選択する。インバータ制御装置は、固定相として選択した相の電圧指令の符号が正のときは上寄せを行う。インバータ制御装置は、固定相として選択した相の電圧指令の符号が負のときは下寄せを行う。以下、このように上寄せ状態と下寄せ状態を切り替えてスイッチングを省略する２相変調モードを「両寄せモード」と呼ぶ。なお、両寄せモードにおける上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えは、電圧指令の符号及び絶対値の大小ではなく、電圧指令位相に基づいて行うことも可能である。

ＰＷＭインバータのスイッチング素子は、オンとオフとが瞬時には切り替わらない。このため、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との短絡を防止するために、デッドタイムが設けられている。デッドタイム区間では、上アーム及び下アームのスイッチング素子が共にオフとなる。デッドタイム区間のインバータ出力電圧は、電流の極性によって定まる。その結果、インバータ出力電圧には、電圧指令に対する誤差が生じる。この誤差を補償することをデッドタイム補償と呼ぶ。

ここで、デッドタイム補償について説明する。インバータ制御装置は、電流の極性に応じてデッドタイム補償値を電圧指令に加算又は減算する。電圧値としてのデッドタイム補償値は、下記（１）式で計算される。インバータ制御装置は、電流の極性が正の場合、電圧指令に（１）式の計算値を加算する。インバータ制御装置は、電流の極性が負の場合、電圧指令から（１）式の計算値を減算する。Ｔｄは、デッドタイム長さである。Ｖｄｃは、ＰＷＭインバータへ入力される直流電圧の大きさである。ｆｃは、キャリア周波数である。

デッドタイム補償により、キャリアの頂点間の区間におけるインバータ出力電圧の時間平均値は電圧指令と一致する。ただし、デッドタイムがあることにより非ゼロ電圧ベクトル区間の現れるタイミングがずれる。具体的には、デッドタイムがない場合と比較して、インバータ出力電圧パルスにはＴｄ／２だけ遅れが生じる。

図５は、デッドタイムによるインバータ出力電圧パルスの遅れを説明するための図である。図５に示すデューティ指令の波形は、例えば図２等に示すような波形の極短時間の範囲を拡大したものである。

図５の（Ａ）は、デッドタイムがない理想的なＰＷＭインバータのインバータ出力端子電圧を示している。理想的なＰＷＭインバータでは、デューティ指令がキャリアを上回るという条件で、上アームのスイッチング素子がオンとなる。上アームのスイッチング素子がオンとなっている間は、インバータ出力端子からＶｄｃの電圧パルスが出力される。

図５の（Ｂ）は、デッドタイムがあるＰＷＭインバータに対してデッドタイム補償が実施されない場合のインバータ出力端子電圧を示している。ここでは、電流の極性は正とする。ＰＷＭインバータにデッドタイムがある場合、スイッチング素子への指令には、オフ状態からオン状態へ移行するタイミングでディレイが挿入される。デッドタイム区間では、上アームと下アームのスイッチング素子が共にオフとなる。電流の極性が正であるため、デッドタイム区間では、下アームのスイッチング素子に並列した還流ダイオードに電流が流れる。このため、還流ダイオードを介して、インバータ直流入力電圧の低電位側電圧がインバータ出力端子電圧として現れる。したがって、デッドタイム区間では、インバータ出力端子電圧はゼロとなる。その結果、図５の（Ａ）と比較して、電圧パルスの幅が減少している。

図５の（Ｃ）は、デッドタイムがあるＰＷＭインバータに対してデッドタイム補償が実施された場合のインバータ出力端子電圧を示している。インバータ制御装置は、（１）式で計算される電圧値としてのデッドタイム補償値をデューティ指令としての値に換算してデッドタイム補償を実施している。図５の（Ｃ）では、デッドタイム補償により、上アームのスイッチング素子がオフ状態からオン状態へ移行するタイミングで電圧パルスの幅が補償されている。また、上アームのスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ移行するタイミングで電圧パルスの幅が補償されている。その結果、電圧パルスの幅は、図５の（Ａ）の場合と一致している。キャリアの山から谷までの区間のみに着目すると、図５の（Ｃ）では図５の（Ａ）よりも電圧パルスの幅が減少している。また、キャリアの谷から山までの区間のみに着目すると、図５の（Ｃ）では図５の（Ａ）よりも電圧パルスの幅が増加している。しかし、他の相においても同様に電圧パルスの幅の増減が発生しているため、線間電圧は維持されている。その結果、電圧指令と同じインバータ出力電圧が得られる。ただし、図５の（Ｃ）では、図５の（Ａ）と比較して電圧パルスの発生タイミングがＴｄ／２だけ遅れる。このデッドタイムによる非ゼロ電圧ベクトル区間のずれは、２相変調の実施時にも同様に発生する。これは、２相変調の実施時に、固定相ではスイッチングが発生しないが非固定相でスイッチングのタイミングが遅れるためである。

ＰＷＭインバータから電気負荷に電力を供給する場合、負荷電流には、スイッチングにより電流リプルが含まれる。また、スイッチングに伴いノイズが発生する場合もある。電流リプル及びノイズを避けるために、負荷電流のサンプリングタイミングはゼロ電圧ベクトル区間の中心近傍に設定されることが多い。つまり、負荷電流のサンプリングタイミングはキャリアの頂点のタイミングに設定されることが多い。

図６は、負荷電流にリプル成分が重畳する仕組みを説明するための図である。図６は、上寄せモードで２相変調を実施する場合の負荷電流を示している。図６における「平均電流」は、負荷電流の平均値を示している。

図６に示すように、デッドタイムがない場合は、キャリアの頂点のタイミングがゼロ電圧ベクトル区間あるいは非ゼロ電圧ベクトル区間の中心近傍となる。しかし、デッドタイムがある場合は、キャリアの頂点のタイミングがゼロ電圧ベクトル区間あるいは非ゼロ電圧ベクトル区間の中心近傍からずれる。これにより、キャリア頂点のタイミングにて実施される電流サンプリングは、ゼロ電圧ベクトル区間の中心近傍から相対的にずれたタイミングで行われる。さらに、２相変調の実施時には、キャリアの頂点のタイミングがゼロ電圧ベクトル区間内であるとは限らない。図６の例では、キャリアの谷のタイミングはゼロ電圧ベクトル区間内となるが、キャリアの山のタイミングは非ゼロ電圧ベクトル区間内となる。このように、２相変調の実施時には、電流サンプリングは、非ゼロ電圧ベクトル区間でも行われる。従って、デッドタイムによる電圧パルス発生タイミングの遅れにより、非ゼロ電圧ベクトル区間のサンプリングにおいても、同ベクトル区間中心近傍からの相対的なタイミングのずれが発生する。このため、図６に記載するように、２相変調の実施時には、キャリアの山のタイミングと谷のタイミングとでは、ゼロ電圧ベクトル区間か非ゼロ電圧ベクトル区間かという違いが生じる。さらにデッドタイムによる出力電圧パルスの遅れも相まって、キャリアの山のタイミングと谷のタイミングとで電流リプルの現れ方が異なり、サンプリングされた電流値には電流リプル分が重畳される。例えばキャリアの谷のタイミングのみで電流サンプリングを行う場合、図６の黒丸にて記載のように、電流の平均値に対して若干大きめの電流値がサンプリングされる。以上は図６に基づき２相変調の上寄せモード時について説明したが、２相変調の下寄せモードでも同様にサンプリング電流値は電流リプルの影響を受ける。ただし、下寄せモード時はキャリアの谷の近傍の非ゼロ電圧ベクトル区間が現れる。従って、下寄せモード時は、電流リプルの影響も上寄せモード時とは反転する。例えばキャリアの谷のみで電流サンプリングを行う場合、電流の平均値に対して若干小さめの電流値がサンプリングされる。

以上に説明したように、単純にキャリアの山及び谷のタイミングで電流サンプリングを行う場合、図６に記載するように両者のサンプリング電流値に差異が生じる。これにより、例えばサンプリング電流値を用いて電気負荷の電流制御を行う場合は、制御応答を高くすると負荷電流が発振する。このため、電流制御における制御応答をあまり高く設定することができない。この問題を防止するためには、キャリアの山又は谷の一方のみのタイミングで電流サンプリングを行えばよい。

しかし、さらに、図６に記載したようにキャリアの山のみ又は谷のみで電流サンプリングを行う場合において、負荷電流にインバータ出力周波数の３倍の周期の電流脈動が発生するという問題が存在する。この電流脈動は、サンプリング電流と平均電流の差異が２相変調の上寄せモード時と下寄せモード時とで異なることによって生じる。次に詳細を説明する。

図７は、負荷電流にインバータ出力周波数の３倍の周期の電流脈動が発生するシミュレーション結果の一例を示す図である。図７は、電流サンプリングをキャリアの谷のみタイミングで行う場合を示している。図７は、両寄せモードで２相変調を実施する場合を示している。Ｉｑは、負荷電流を示す波形である。Ｉｑ平均は、実際に電気負荷に流れている平均的な電流を示す波形である。Ｉｑサンプリング値は、電流サンプリングにより得られるサンプリング電流値を示す波形である。

図７に示すように、両寄せモードでの２相変調では、電圧指令一周期の間に、上寄せ状態と下寄せ状態とがπ／３ごとに合計６回切り替わる。このとき、サンプリング電流には、π／３ごとに異なるリプル成分が流入する。その結果、交流である負荷電流に同期した回転座標上で確認すると、負荷電流には、インバータ出力周波数の３倍の周波数の基本波成分を持つ矩形波状の電流脈動が生じる。電気負荷がモータの場合、この電流脈動によりトルクリプルが生じる。トルクリプルは、騒音及び振動の原因となる。特に、電流脈動の周波数がモータ機械負荷の共振周波数に合致した場合は、騒音及び振動が顕著に現れる。リプル成分は、サンプリング電流に含まれるため、特に工夫しなければインバータ制御装置により検知することができない。このため、リプル成分を除去することは困難である。電流脈動は、２相変調における上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えにより顕在化する。

なお、デッドタイムがある場合、キャリアの山又は谷の一方のみのタイミングにおけるサンプリング電流値は、負荷電流の平均値に対する誤差を含んでいる。図６に示すように、上寄せ状態のとき、キャリアの谷のみのタイミングにおけるサンプリング電流値は、負荷電流の平均値よりも大きい。上寄せ状態のとき、キャリアの山のみのタイミングにおけるサンプリング電流値は、負荷電流の平均値よりも小さい。一方、図示しないが、下寄せ状態のとき、キャリアの谷のみのタイミングにおけるサンプリング電流値は、負荷電流の平均値よりも小さい。下寄せ状態のとき、キャリアの山のみのタイミングにおけるサンプリング電流値は、負荷電流の平均値よりも大きい。このため、Ｉｑサンプリング値はＩｑ平均から乖離する。

図８は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置の構成図である。インバータ制御装置には、図示しないＰＷＭインバータが接続されている。ＰＷＭインバータには、図示しない電気負荷が接続されている。インバータ制御装置は、電気負荷の電流制御を行うように構成されている。ここでは、一例として、電気負荷を交流モータとする。

インバータ制御装置は、電流指令計算手段１、電流制御手段３、第１の座標変換器５、第２の座標変換器８、２相変調処理手段１０、デッドタイム補償手段１２、ＰＷＭ処理手段１４、積分器１７及び２相変調モード設定手段１９を備えている。

２相変調モード設定手段１９は、電流脈動周波数計算手段１９ａ、禁止周波数帯域情報記録手段１９ｃ、第１の判定手段１９ｅ、第２の判定手段１９ｇ及び電力損失計算手段１９ｈを備えている。

電流指令計算手段１は、電流指令２を出力する。検出電流４は、電気負荷である交流モータから検出される。検出電流４は、交流信号である。第１の座標変換器５は、検出電流４をｄｑ回転座標上の検出電流６に変換する。第１の座標変換器５は、検出電流６を出力する。検出電流４及び検出電流６は、サンプリング電流に相当する。

電流制御手段３は、電流指令２と検出電流６とが一致するように電流制御処理を行う。電流制御手段３は、電流制御処理を行うことでデューティ指令７を生成する。電流制御手段３は、デューティ指令７を出力する。デューティ指令７は、ＰＷＭインバータのスイッチング電圧パルスのオン又はオフを示している。デューティ指令は、下記（２）式により電圧指令から換算される。Ｖｄ^＊及びＶｑ^＊は、ｄｑ回転座標上の電圧指令である。Ｄｄ^＊及びＤｑ^＊は、デューティ指令である。Ｖｄｃは、ＰＷＭインバータ直流入力部の電圧である。

第２の座標変換器８は、デューティ指令７を静止座標上のデューティ指令９に変換する。デューティ指令９は、−１〜１の範囲の値となる。

２相変調モード設定手段１９は、２相変調モード指令２０を出力する。２相変調モード指令２０は、２相変調処理手段１０がどの２相変調モードで２相変調を実施するかを指定するものである。２相変調処理手段１０は、デューティ指令９及び２相変調モード指令２０に基づいて２相変調処理を実施する。２相変調処理手段１０は、２相変調処理されたデューティ指令１１を出力する。

上寄せモードで２相変調を実施する場合、２相変調処理手段１０は、デューティ指令９のうち正の値かつ絶対値が最大となる相を固定相とする。２相変調処理手段１０は、固定相のデューティ指令の値を１にスライドさせる。２相変調処理手段１０は、固定相のデューティ指令に対するスライド量と同じ値を非固定相のデューティ指令に加算する。

下寄せモードで２相変調を実施する場合、２相変調処理手段１０は、デューティ指令９のうち負の値かつ絶対値が最大となる相を固定相とする。２相変調処理手段１０は、固定相のデューティ指令の値を−１にスライドさせる。２相変調処理手段１０は、固定相のデューティ指令に対するスライド量と同じ値を非固定相のデューティ指令から減算する。

両寄せモードで２相変調を実施する場合、２相変調処理手段１０は、デューティ指令９のうち絶対値が最大となる相を固定相とする。２相変調処理手段１０は、固定相のデューティ指令の符号が正のときは上寄せを行う。２相変調処理手段１０は、固定相のデューティ指令の符号が負のときは下寄せを行う。

なお、電気負荷が３相交流モータの場合、図２等に示すように、デューティ指令９は位相が２π／３ずつずれた交流正弦波波形となる。このため、デューティ指令９のうち絶対値が最大となる相及びその極性は、デューティ指令９の位相から判別できる。つまり、２相変調処理手段１０は、デューティ指令９の位相に基づいて固定相を決定することもできる。

デッドタイム補償手段１２は、デューティ指令１１に対しデッドタイム補償を実施する。ただし、固定相では、スイッチングが実施されないためデッドタイム補償は不要である。デッドタイム補償手段１２は、非固定相において、電流極性に応じてデッドタイム補償を実施する。（１）式の計算値は電圧値であるため、デッドタイム補償手段１２は、デューティ指令としての値に換算されたデッドタイム補償値を用いてデッドタイム補償を行う。デューティ指令としての値に換算されたデッドタイム補償値は、下記（３）式により計算される。

デッドタイム補償手段１２は、デッドタイム補償後のデューティ指令１３を出力する。ＰＷＭ処理手段１４は、キャリアとの比較等を実施することで、デューティ指令１３をスイッチング指令１５に変換する。ＰＷＭ処理手段１４は、スイッチング指令１５を出力する。ＰＷＭインバータは、スイッチング指令１５に基づいて駆動される。

周波数指令１６は、インバータ出力周波数に相当する。また、周波数指令１６は、交流モータに印加する電圧及び交流モータに流れる電流の周波数にも相当する。積分器１７は、周波数指令１６に対して積分処理を行う。周波数指令１６は、積分処理により位相信号１８となる。位相信号１８は、第１の座標変換器５及び第２の座標変換器８にて用いられる。周波数指令１６及び位相信号１８の取得方法及び計算方法は、交流モータの種類及び制御方法に応じて複数のものが知られているが、説明は省略する。

以下、２相変調モード設定手段１９の動作について説明する。ここでは、電流サンプリングをキャリアの山のみ又は谷のみのタイミングで行うこととする。

図７に示すように両寄せモードで２相変調を実施すると、インバータ制御装置に取り込まれるサンプリング電流値は一定である。しかし、実際に交流モータに流れる負荷電流は、上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えに伴って脈動する。特に、図６に示すように、キャリアの山のみ又は谷のみのタイミングで電流サンプリングを行う場合は顕著である。上述したとおり、この電流脈動の原因の１つは、デッドタイムによるインバータ出力電圧パルスのディレイである。ディレイの影響は、インバータ出力電圧の振幅が小さいほど相対的に大きくなる。このため、インバータ出力電圧の振幅が小さいほど電流脈動の振幅が大きい。インバータ出力電圧の振幅が小さい場合とは、例えば、電気負荷である交流モータが低い速度で駆動する場合である。

電流サンプリングをキャリアの山のみ又は谷のみのタイミングで行い、両寄せモードで２相変調を実施すると、電流脈動はデューティ指令の周波数の３倍の周波数を持つ。この電流脈動は、矩形波状であるため高調波成分を含む。このため、電流脈動は、ｘを奇数として、インバータ出力周波数の３ｘ倍の成分を含むこととなる。

電流脈動周波数計算手段１９ａは、周波数指令１６に基づいて、インバータ出力周波数の３ｘ倍の周波数を計算する。電流脈動周波数計算手段１９ａは、計算した周波数を周波数情報１９ｂとして出力する。周波数情報１９ｂは、両寄せモードにおける上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えに伴う電流脈動の周波数成分である。

禁止周波数帯域情報記録手段１９ｃは、負荷電流に含ませるのが望ましくない周波数帯域を示す周波数帯域情報１９ｄを予め記録している。周波数帯域情報１９ｄは、例えば、交流モータ及びその機械負荷の共振周波数等である。

第１の判定手段１９ｅは、周波数情報１９ｂが周波数帯域情報１９ｄに含まれているか否かの判定を行う。第１の判定手段１９ｅは、判定結果に基づいて２相変調モード指令１９ｆを出力する。２相変調モード指令１９ｆは、両寄せモードで２相変調を実施するか否かを示すものである。

周波数情報１９ｂが周波数帯域情報１９ｄに含まれていない場合、第１の判定手段１９ｅは、２相変調モードとして両寄せモードを指定する２相変調モード指令１９ｆを出力する。一方、周波数情報１９ｂが周波数帯域情報１９ｄに含まれている場合、第１の判定手段１９ｅは、２相変調モードとして両寄せモードを指定しない２相変調モード指令１９ｆを出力する。

第２の判定手段１９ｇは、２相変調モード指令１９ｆに基づいて２相変調モード指令２０を出力する。２相変調モード指令１９ｆが２相変調モードとして両寄せモードを指定している場合、第２の判定手段１９ｇは、同様に２相変調モードとして両寄せモードを指定する２相変調モード指令２０を出力する。

２相変調モード指令１９ｆが２相変調モードとして両寄せモードを指定していない場合、第２の判定手段１９ｇは、上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを２相変調モードとして選択する。第２の判定手段１９ｇは、ＰＷＭインバータの各スイッチング素子における電力損失１９ｉに基づいて上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを選択する。電力損失１９ｉは、電力損失計算手段１９ｈから出力される。

ここで、ＰＷＭインバータのスイッチング素子における電力損失について説明する。例えば、上寄せモードで２相変調を実施すると、固定相に対応したＰＷＭインバータの上アームがオンし続ける状態となる。これにより、上アームのスイッチング素子に電流が流れ、電力損失が発生する。このとき、下アームのスイッチング素子において電力損失は発生しない。このため、２相変調を実施すると、ＰＷＭインバータ全体での電力損失は減少する。しかし、上寄せ状態及び下寄せ状態では、上アームと下アームのスイッチング素子間で電力損失の偏りが生じる。その結果、スイッチング素子間で発熱に偏りが生じる。なお、スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ及びＦＷＤ等である。

第２の判定手段１９ｇは、２相変調モード指令１９ｆが両寄せモードを指定するものから両寄せモードを指定しないものに切り替わる際に、各スイッチング素子の電力損失１９ｉに基づいて上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを選択する。具体的には、第２の判定手段１９ｇは、ＰＷＭインバータの各スイッチング素子のうち電力損失１９ｉが最大となるスイッチング素子が上アーム群と下アーム群のどちらに属するかを判定する。電力損失１９ｉが最大となるスイッチング素子が上アーム群に属する場合、第２の判定手段１９ｇは、下寄せモードを選択する。電力損失１９ｉが最大となるスイッチング素子が下アーム群に属する場合、第２の判定手段１９ｇは、上寄せモードを選択する。そして、第２の判定手段１９ｇは、選択された一方を２相変調モードとして指定する２相変調モード指令２０を出力する。

なお、電力損失計算手段１９ｈは、デューティ指令１１及び検出電流４等から各スイッチング素子の電力損失１９ｉを計算する。本実施の形態では、電力損失１９ｉの計算方法の具体的な説明は省略する。電力損失１９ｉの計算方法は、パワーモジュールメーカからアプリケーションノート等の体裁で提供されている。また、電力損失１９ｉの計算方法は、「トランジスタ技術ＳＰＥＣＩＡＬ Ｎｏ．８５ 改訂＊実践パワー・エレクトロニクス（Ｐ８７〜Ｐ９１）」に記載されている。

本実施の形態におけるインバータ制御装置は、デッドタイム補償処理を高精度化する。具体的には、デッドタイム補償手段１２は、（３）式で示されるデッドタイム補償値を２相変調モード指令２０に基づいて変更する。

図９及び図１０は、本発明の実施の形態１におけるデッドタイム補償を説明するための図である。図９は、デューティ指令が上寄せ状態から下寄せ状態に切り替わる場合の例を示している。図１０は、デューティ指令が下寄せ状態から上寄せ状態に切り替わる場合の例を示している。ここでは、一例として、図９及び図１０が３相のうちＵ相について示しているものとする。以下、図９及び図１０を参照して、デッドタイム補償の高精度化について説明する。

図９に示すＵ相は、上寄せ状態のときに非固定相であり、下寄せ状態のときに固定相となる。つまり、下寄せ状態のときはＶ相及びＷ相が非固定相となる。上寄せ状態から下寄せ状態に切り替わると、Ｕ相に対応するデューティ指令は、−１と１の間の値から−１に変化する。このとき、デューティ指令がキャリアと交差するため、スイッチングが発生する。Ｕ相の電流極性が負の場合、デッドタイム区間において、上アームのスイッチング素子に並列した還流ダイオードに電流が流れる。このため、デッドタイム区間におけるＵ相のインバータ出力端子電圧はＶｄｃとなり、電圧パルス幅はＴｄだけ増加する。このインバータ出力端子電圧のずれは、上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えに伴うスイッチングにより生じている。したがって、このインバータ出力端子電圧のずれは、通常のデッドタイム補償のようにＵ相のデューティ指令にデッドタイム補償値を加えるといった処理では補償できない。

そこで、非固定相となったＶ相及びＷ相のインバータ出力端子電圧の変化タイミングがＴｄだけ遅れるように、Ｖ相及びＷ相に対応するデッドタイム補償値を変更する。これにより、電圧ベクトルの発生タイミングは遅れるが、交流モータに印加される線間電圧は維持される。非固定相となったＶ相及びＷ相のデューティ指令に対する具体的な処理は、次のように行う。

Ｖ相の電流極性が負の場合、デッドタイム区間におけるＶ相のインバータ出力端子電圧はＶｄｃとなる。つまり、Ｖ相のインバータ出力端子電圧の変化タイミングは、デッドタイムにより半ば自動的にＴｄだけ遅れる。このため、Ｖ相においてデッドタイム補償は不要である。この場合、デッドタイム補償手段１２は、Ｖ相に対応するデッドタイム補償値をゼロに変更する。なお、Ｗ相についても同様である。

Ｖ相の電流極性が正の場合、デッドタイム区間におけるＶ相のインバータ出力端子電圧はゼロとなる。このため、Ｖ相のインバータ出力端子電圧の変化タイミングをＴｄだけ遅らせる必要がある。キャリアの時間変化率は、図９に示すキャリア波形の傾きである。キャリア波形の傾きは、｛１−（−１）｝／｛１／（２・ｆｃ）｝＝４・ｆｃであるから、デッドタイム補償値は４・Ｔｄ・ｆｃとなる。この値は、（３）式の計算値の２倍である。つまり、デッドタイム補償手段１２は、Ｖ相に対応するデッドタイム補償値を（３）式の計算値の２倍に変更する。なお、Ｗ相についても同様である。

まとめると、インバータ制御装置は、以下のようにしてデッドタイム補償処理を高精度化する。

［図９の場合］
キャリアの谷のタイミングで上寄せ状態から下寄せ状態に切り替わり、上寄せ状態時に非固定相かつ下寄せ状態時に固定相となる相の電流極性が負の場合。
・下寄せ状態時の非固定相の電流極性が正ならば、その非固定相に対応するデッドタイム補償値を（３）式の計算値の２倍にする。
・下寄せ状態時の非固定相の電流極性が負ならば、その非固定相に対応するデッドタイム補償値をゼロにする。

［図１０の場合］
キャリアの山のタイミングで下寄せ状態から上寄せ状態に切り替わり、下寄せ状態時に非固定相かつ上寄せ状態時に固定相となる相の電流極性が正の場合。
・上寄せ状態時の非固定相の電流極性が正ならば、その非固定相に対応するデッドタイム補償値を（３）式の計算値の２倍にする。
・上寄せ状態時の非固定相の電流極性が負ならば、その非固定相に対応するデッドタイム補償値をゼロにする。

上述したとおり、本実施の形態におけるインバータ制御装置は、上寄せ状態と下寄せ状態との切り替えに伴って発生する矩形波状の電流脈動の周波数成分を計算する。そして、インバータ制御装置は、電流脈動の周波数成分が予め記録された周波数帯域に含まれている場合、２相変調モードを両寄せモードでなく上寄せモード又は下寄せモードとする。つまり、デューティ指令を上寄せ状態又は下寄せ状態に固定することで、電流脈動の発生を抑制する。これにより、ＰＷＭインバータによって駆動されるモータ等の機械共振成分の励起を防止できる。その結果、電流脈動に起因する騒音及び振動を抑制することができる。

上述したとおり、本実施の形態におけるインバータ制御装置は、各スイッチング素子の電力損失１９ｉに基づいて、上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを２相変調モードとして選択する。これにより、特定のスイッチング素子に電流負担が集中することを防止できる。このため、特定のスイッチング素子への温度集中を防止できる。その結果、スイッチング素子の破壊を防止し、パワーモジュールの寿命を延長することができる。

上述したとおり、本実施の形態におけるインバータ制御装置は、２相変調モード指令２０に基づいてデッドタイム補償処理を高精度化する。これにより、上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えに伴う意図しないスイッチングにより発生する電圧誤差を適切に補償できる。その結果、高精度なインバータ出力電圧を得ることができる。

上述したとおり、本実施の形態におけるインバータ制御装置は、各スイッチング素子の電力損失１９ｉに基づいて、上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを２相変調モードとして選択している。しかし、上アーム群の電力損失の平均値及び下アーム群の電力損失の平均値に基づいて２相変調モードを選択することとしても同様の効果が得られる。この場合、インバータ制御装置は、上アーム群の電力損失の平均値と下アーム群の電力損失の平均値とを比較する。インバータ制御装置は、上アーム群の電力損失の平均値が下アーム群の電力損失の平均値より小さい場合は上寄せモードを選択する。インバータ制御装置は、上アーム群の電力損失の平均値が下アーム群の電力損失の平均値より大きい場合は下寄せモードを選択する。

上述したとおり、本実施の形態におけるインバータ制御装置は、各スイッチング素子の電力損失１９ｉに基づいて、上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを２相変調モードとして選択している。しかし、各スイッチング素子のジャンクション温度に基づいて２相変調モードを選択することとしても同様の効果が得られる。この場合、インバータ制御装置は、各スイッチング素子のうちジャンクション温度が最大となるスイッチング素子が上アーム群と下アーム群のどちらに属するかを判定する。ジャンクション温度が最大となるスイッチング素子が下アーム群に属する場合、インバータ制御装置は、上寄せモードを選択する。ジャンクション温度が最大となるスイッチング素子が上アーム群に属する場合、インバータ制御装置は、下寄せモードを選択する。

実施の形態２．
本実施の形態では、第２の判定手段１９ｇの動作が実施の形態１と相違する。以下、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

実施の形態１では、第２の判定手段１９ｇは、スイッチング素子の電力損失又はジャンクション温度に基づいて、上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを２相変調モードとして選択している。しかし、本実施の形態では、第２の判定手段１９ｇは、スイッチング素子ごとの電力量に基づいて、上寄せモード又は下寄せモードのどちらかを２相変調モードとして選択する。なお、電力量とは、電力損失の積算値である。

ここで、頻繁な加減速及び停止を繰り返すモータを駆動する大容量のＰＷＭインバータを考える。このようなモータは、例えば、エレベータの巻上等に用いられる。このようなモータは、停止時を含め極低速運転をする場合がある。このため、長い期間におけるＰＷＭインバータの各スイッチング素子の電流負担は不均一となることが多い。このような場合、電力量を参照することは、電流負担の履歴を参照することに相当する。本実施の形態では、スイッチング素子ごとの電力量に基づいて、電流負担の不均一性を緩和するように２相変調モードを選択する。その結果、特定のスイッチング素子への疲労集中を防止し、パワーモジュールの寿命を延長することができる。

また、大容量のＰＷＭインバータは、パワーモジュールを搭載する主回路部の構造が大きくなる。このため、冷却器の熱抵抗が均一でなくなることにより各スイッチング素子の温度が不均一となる場合がある。この温度の不均一性は、ＰＷＭインバータの筐体構造に由来するため、各スイッチング素子の電流負担を均一としても解消されない場合がある。このような場合、単純に温度に基づいて２相変調モードを選択すると、温度が低いスイッチング素子に電流負担が集中する。パワーモジュールの疲労は、温度の絶対値だけでなく、温度の上昇と下降の繰り返しにも依存する。このため、単純に温度に基づいて２相変調モードを選択すると、特定のスイッチング素子に疲労が集中する。本実施の形態では、スイッチング素子ごとの電力量に基づいて、電流負担の不均一性を緩和するように２相変調モードを選択できる。その結果、特定のスイッチング素子への疲労集中を防止し、パワーモジュールの寿命を延長することができる。

実施の形態１にて説明したような２相変調の両寄せモードを条件に応じて停止する制御を行う場合、エレベータ等のように複数の機械共振周波数を持つシステムでは、両寄せモードよりも上寄せモード又は下寄せモードで２相変調が実施される時間が相対的に長くなる。このため、本実施の形態における電力量に基づいた２相変調モードの選択方法は、特定のスイッチング素子への疲労集中を防止するのに特に有効である。

実施の形態３．
図１１は、本発明の実施の形態３におけるインバータ制御装置の構成図である。以下、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

図１１に示すように、本実施の形態において、インバータ制御装置は、２相変調モード設定手段２１、インバータ出力電圧計算手段２２、電流補償値計算手段２４及び加算器２６を備えている。

上述したとおり、負荷電流には、上寄せ状態と下寄せ状態の切り替えに伴って矩形波状の電流脈動が発生する。本実施の形態において、インバータ制御装置は、サンプリング電流値と負荷電流の平均値との差を推定する。そして、インバータ制御装置は、検出電流６を補償することで電流脈動の影響を解消する。したがって、２相変調モード設定手段２１の動作は、単に両寄せモード、上寄せモード及び下寄せモードのいずれかを２相変調モードとして指定するのみとなる。

以下、検出電流６の具体的な補償方法について説明する。図６に示すように、電流脈動は、ＰＷＭによる電流リプル及び負荷電流のサンプリングタイミングに起因する。電流リプルの影響は、ゼロ電圧ベクトル区間又は非ゼロ電圧ベクトル区間の中心近傍で電流サンプリングを行えば少なくなる。しかし、実際は、デッドタイムによりＴｄ／２だけ非ゼロ電圧ベクトル区間が遅れるため電流脈動が発生する。そこで、サンプリングタイミングよりもＴｄ／２だけ先の時点の電流値を予測する。そして、サンプリング電流値と予測した電流値との差分値でサンプリング電流値を補償する。このようにサンプリング電流値を補償することは、予測した電流値を用いて電流制御を行うことに相当する。

ここで、交流モータとしてＩＰＭを例に取る。ＩＰＭとは、埋め込み磁石型の永久磁石同期モータである。ＩＰＭの回路方程式は、下記（４）式である。Ｖｄ及びＶｑは、ｄｑ軸電圧である。ｉｄ及びｉｑは、ｄｑ軸電流である。ωは、電気角周波数である。Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスである。Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスである。Ｒは、抵抗である。Φは、誘起電圧定数である。

（４）式を状態方程式に変形すると、下記（５）式となる。ｐは微分演算子である。

（５）式の右辺は、ｄｑ軸の電流微分値に相当する。（５）式の右辺に時間であるＴｄ／２を乗算すると、下記（６）式となる。ｉｄｓｍｐ及びｉｑｓｍｐは、サンプリング電流値である。ｉｄｓｍｐ及びｉｑｓｍｐは、検出電流６に相当する。ｉｄｃｍｐ及びｉｑｃｍｐは、ｄｑ軸の電流補償値である。ｉｄｃｍｐ及びｉｑｃｍｐは、電流補償信号２５に相当する。Ｖｄｉｎｖ及びＶｑｉｎｖは、ｄｑ軸電圧である。

電流補償値計算手段２４は、電気負荷モデルを用いて（６）式により電流補償値を計算する。電流補償値計算手段２４は、電流補償信号２５を出力する。加算器２６は、検出電流６に電流補償信号２５を加算する。電流制御手段３は、補償された検出電流６を用いて電流制御処理を行う。これにより、電流リプル成分を補償して電流脈動を抑制できる。つまり、加算器２６は、電流補償手段として働く。

以下、（６）式の計算に用いられるｄｑ軸電圧Ｖｄｉｎｖ及びＶｑｉｎｖについて説明する。Ｖｄｉｎｖ及びＶｑｉｎｖは、ＰＷＭを考慮して、デューティ指令１１及び２相変調モード指令２０に基づいて計算される。

下寄せ状態において、キャリアの山のみのタイミングで電流サンプリングを行う場合、サンプリングタイミングはゼロ電圧ベクトル区間内になる。この場合、ｄｑ軸電圧はゼロとなる。また、上寄せ状態において、キャリアの谷のみのタイミングで電流サンプリングを行う場合も、サンプリングタイミングはゼロ電圧ベクトル区間内になる。この場合も、ｄｑ軸電圧はゼロとなる。

上記２つの条件以外の場合、インバータ出力電圧計算手段２２は、ＰＷＭを考慮してＰＷＭインバータが出力する電圧ベクトルを推定する。例えば、上寄せ状態において、キャリアの山のみのタイミングで電流サンプリングを行う場合を考える。Ｕ相が固定相のとき、Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン状態となる。一方、Ｖ相及びＷ相の上アームのスイッチング素子はオフ状態となる。このとき、インバータ出力電圧Ｖｕｉｎｖ、Ｖｖｉｎｖ及びＶｗｉｎｖは、下記（７）式で表される。（７）式を静止２相座標であるαβ相上へ変換すると、下記（８）式となる。Ｖαｉｎｖ及びＶβｉｎｖは、静止２相座標上のインバータ出力電圧である。

図１２及び図１３は、本発明の実施の形態３におけるインバータ出力電圧推定用の表である。図１２には、上寄せ状態において、キャリアの山のみのタイミングで電流サンプリングを行う場合の情報が記載されている。図１３には、下寄せ状態において、キャリアの谷のみのタイミングで電流サンプリングを行う場合の情報が記載されている。電圧指令位相（Ｕ）は、Ｕ相の電圧指令又はデューティ指令がｃｏｓ信号となる位相である。インバータ出力電圧係数は、Ｖｄｃを乗算するとインバータ出力電圧となる係数である。

インバータ出力電圧計算手段２２は、デューティ指令１１及び２相変調モード指令２０に基づいて２相変調実施時の固定相を判別する。そして、インバータ出力電圧計算手段２２は、図１２及び図１３に記載の情報に基づいて、インバータ出力電圧Ｖαｉｎｖ及びＶβｉｎｖを計算する。Ｖαｉｎｖ及びＶβｉｎｖは、下記（９）式によりｄｑ回転座標上の電圧Ｖｄｉｎｖ及びＶｑｉｎｖに変換される。Ｖｄｉｎｖ及びＶｑｉｎｖは、インバータ電圧信号２３に相当する。電流補償値計算手段２４は、（９）式の計算結果を用いて（６）式の計算を行う。なお、θは座標変換用の信号である。θは位相信号１８に相当する。

上述したとおり、本実施の形態におけるインバータ制御装置は、サンプリングタイミングよりもＴｄ／２だけ先の時点の電流値を予測する。インバータ制御装置は、サンプリング電流値と予測した電流値との差分値でサンプリング電流値を補償することで、電流脈動の影響を解消する。これにより、ＰＷＭインバータによって駆動されるモータ等の機械共振成分の励起を防止できる。その結果、電流脈動に起因する騒音及び振動を抑制することができる。

実施の形態１から３では、本発明を２レベル３相インバータに適用した場合について説明している。しかし、本発明は、例えば３レベル３相インバータ等に適用してもよい。この場合も、電流脈動の影響を抑制することで同様の効果が得られる。

上記のスイッチング素子及びダイオード素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されてもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧性及び許容電流密度が高い。このため、ワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子及びダイオード素子を小型化できる。小型化されたスイッチング素子及びダイオード素子を用いることにより、これらの素子が組み込まれたインバータ制御装置を小型化できる。つまり、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子及びダイオード素子を用いることにより、インバータ制御装置を小型化することができる。

以上のように、本発明に係るインバータ制御装置は、電気負荷を駆動するインバータに利用できる。

１ 電流指令計算手段、２ 電流指令、３ 電流制御手段、４，６ 検出電流、５ 第１の座標変換器、７，９，１１，１３ デューティ指令、８ 第２の座標変換器、１０ ２相変調処理手段、１２ デッドタイム補償手段、１４ ＰＷＭ処理手段、１５ スイッチング指令、１６ 周波数指令、１７ 積分器、１８ 位相信号、１９ ２相変調モード設定手段、１９ａ 電流脈動周波数計算手段、１９ｂ 周波数情報、１９ｃ 禁止周波数帯域情報記録手段、１９ｄ 周波数帯域情報、１９ｅ 第１の判定手段、１９ｆ，２０ ２相変調モード指令、１９ｇ 第２の判定手段、１９ｈ 電力損失計算手段、１９ｉ 電力損失、２１ ２相変調モード設定手段、２２ インバータ出力電圧計算手段、２３ インバータ電圧信号、２４ 電流補償値計算手段、２５ 電流補償信号、２６ 加算器

Claims (7)

1. 第１の判定手段を有し、インバータの出力周波数に基づいて前記インバータを駆動するための２相変調モードを指定する２相変調モード設定手段と、
   電圧指令及び前記２相変調モード設定手段により指定された２相変調モードに基づいて２相変調を実施する２相変調処理手段と、
   を備え、
   前記第１の判定手段は、ｘを奇数として、前記インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が予め設定された周波数帯域に含まれるか否かを判定し、
   前記２相変調モード設定手段は、前記インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が前記周波数帯域に含まれると判定された場合は上寄せモード又は下寄せモードを２相変調モードとして指定し、前記インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が前記周波数帯域に含まれないと判定された場合は電圧指令の絶対値及び極性に応じて上寄せ状態と下寄せ状態とを切り替える両寄せモードを２相変調モードとして指定するインバータ制御装置。
2. 前記２相変調モード設定手段は、前記インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が前記周波数帯域に含まれると判定された場合は、前記インバータのスイッチング素子における電力損失に基づいて上寄せモード又は下寄せモードを２相変調モードとして指定する請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記２相変調モード設定手段は、前記インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が前記周波数帯域に含まれると判定された場合は、前記インバータのスイッチング素子の温度に基づいて上寄せモード又は下寄せモードを２相変調モードとして指定する請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 前記２相変調モード設定手段は、前記インバータの出力周波数の３ｘ倍周波数が前記周波数帯域に含まれると判定された場合は、前記インバータのスイッチング素子ごとにおける電力損失を積算した電力量に基づいて上寄せモード又は下寄せモードを２相変調モードとして指定する請求項１に記載のインバータ制御装置。
5. インバータの出力電圧を計算するインバータ出力電圧計算手段と、
   前記インバータ出力電圧計算手段により計算された出力電圧及び電気負荷モデルに基づいて電流補償値を計算する電流補償値計算手段と、
   前記電流補償値計算手段により計算された電流補償値を加算することで、前記インバータに接続された電気負荷から検出される検出電流を補償する電流補償手段と、
   前記インバータを駆動するための２相変調モードを指定する２相変調モード設定手段と、
   電圧指令及び前記２相変調モード設定手段により指定された２相変調モードに基づいて２相変調を実施する２相変調処理手段と、
   を備えたインバータ制御装置。
6. 前記インバータの出力電圧と電圧指令との電圧誤差を補償するデッドタイム補償手段を備え、
   前記デッドタイム補償手段は、前記２相変調モード設定手段により指定された２相変調モードに基づいて、上寄せ状態と下寄せ状態とが切り替わる場合にデッドタイム補償値を変更する請求項１から５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
7. 前記スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項２又は３に記載のインバータ制御装置。

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