JP2002247860A

JP2002247860A - 電圧形インバータの制御方法

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Publication number: JP2002247860A
Application number: JP2001046280A
Authority: JP
Inventors: Masaki Hirakata; 政樹平形; Shinichi Ishii; 新一石井; Hidetoshi Kaida; 英俊海田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2001-02-22
Filing date: 2001-02-22
Publication date: 2002-08-30
Anticipated expiration: 2021-02-22
Also published as: JP4686868B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧形インバータのデッドタイム補償におい
て、高精度かつ高応答の電圧検出手段を用いずに低コス
トで補償を行う。補償のための演算の煩雑さを回避す
る。【解決手段】電圧形インバータの上下アーム短絡防止
用に設けられるデッドタイム期間中の相電流ゼロクロス
時点を含むその前後における電流不連続現象の発生を防
止するために、インバータの電圧指令値を補償するよう
にした制御方法に関する。変調方式として３相変調方式
を使用し、インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成する。こ
の電流指令値と同相な方形波を微分して補償量を生成
し、インバータの電圧指令値の振幅を補償する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機等の負
荷に対して可変電圧可変周波数の交流電圧を供給する電
圧形インバータの制御方法に関し、詳しくは、電圧形イ
ンバータの上下アーム短絡防止用に設けられるデッドタ
イム期間中の相電流ゼロクロス時点を含むその前後にお
ける電流不連続現象の発生を防止するために、インバー
タの電圧指令値に補償量を加算するようにした制御方法
に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１３は、この種の制御方法の第１の従
来技術を示すブロック図である。図１３において、三相
の電圧形インバータＩＮＶの主回路は、直流電源１と、
各々逆並列接続された環流ダイオードを有するＩＧＢＴ
（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイ
ッチング素子Ｔ１〜Ｔ６とを備えている。なお、図示さ
れていないが、このインバータＩＮＶの各相出力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗには、負荷としての三相交流電動機が接続さ
れている。

【０００３】また、インバータＩＮＶの制御回路は、イ
ンバータＩＮＶの各相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続された
電圧検出手段２３と、角周波数指令値ω^＊を積分して電
圧位相指令値θ_ｖ ^＊を生成する積分器２と、電圧検出手
段２３により検出した各相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを電圧
位相指令値θ_ｖ ^＊に基づき回転座標変換して直流量のｄ
軸電圧（磁束軸方向成分）ｖ_ｄ、ｑ軸電圧（磁束軸方向
成分に直交する成分）ｖ_ｑを出力する座標変換器７と、
ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊とｄ軸電圧ｖ_ｄとの偏差を求める
加算器６ｄと、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊とｑ軸電圧ｖ_ｑと
の偏差を求める加算器６ｑと、これらの偏差が入力され
て調節動作を行い、回転座標上のｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ１
^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ１ ^＊を出力する調節器（電圧
調節器）２２ｄ，２２ｑと、各電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ
_ｑ１ ^＊を電圧位相指令値θ_ｖ ^＊に基づき静止座標変換し
て三相各相の電圧指令値ｖ_ｕ１ ^＊，ｖ_ｖ１ ^＊，ｖ_ｗ１ ^＊
を生成する座標変換器１７と、これらの電圧指令値ｖ
_ｕ１ ^＊，ｖ_ｖ１ ^＊，ｖ_ｗ１ ^＊をキャリアと比較して各相
上下アームのスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に対するゲー
ト信号ＧＴ１〜ＧＴ６を生成するゲート駆動回路（ＰＷ
Ｍ回路を含む）４とから構成されている。

【０００４】図１４は、第２の従来技術を示すブロック
図であり、図１３と同一の構成要素には同一符号を付し
てある。この制御回路は、インバータＩＮＶの各相電流
ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する相電流検出手段３ｕ，３
ｖ，３ｗと、回転子角周波数指令値ω_ｒ ^＊、ｄ軸電圧指
令値ｖ_ｄ１ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ１ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ
が入力されてｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊及び電圧位相指令値
θ_ｖ ^＊を出力する速度推定手段２５と、各相電流ｉ _ｕ，
ｉ_ｖ，ｉ_ｗを電圧位相指令値θ_ｖ ^＊に基づき回転座標変
換して直流量であるｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑを出力
する座標変換器７Ａと、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電
流ｉ_ｄとの偏差を求める加算器６ｄと、ｑ軸電流指令値
ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差を求める加算器６ｑと、
これらの偏差が入力されて調節動作を行い、回転座標上
のｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ１ ^＊
を出力する調節器（電流調節器）２４ｄ，２４ｑと、各
電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊を電圧位相指令値θ_ｖ ^＊
に基づき静止座標変換して三相各相の電圧指令値ｖ_ｕ１
^＊，ｖ_ｖ１ ^＊，ｖ_ｗ１ ^＊を生成する座標変換器１７と、
これらの電圧指令値ｖ_ｕ _１ ^＊，ｖ_ｖ１ ^＊，ｖ_ｗ１ ^＊をキ
ャリアと比較して各相上下アームのスイッチング素子Ｔ
１〜Ｔ６に対するゲート信号ＧＴ１〜ＧＴ６を生成する
ゲート駆動回路（ＰＷＭ回路を含む）４とから構成され
ている。

【０００５】電圧、電流フィードバック制御を持たない
電圧形インバータでは、インバータＩＮＶの上下アーム
の短絡を防止するために設けられたデッドタイム期間中
に、相電流のゼロクロス点近傍において出力電圧が不連
続になり、これによって相電流もゼロクロス点近傍で不
連続になって（電流停滞現象という）波形に歪みを生じ
る場合がある。その結果、電流のゼロクロス点近傍にお
いて、負荷である交流電動機のトルクが脈動したり回転
速度が変動する等の不都合を生じていた。

【０００６】上記不都合を解消するため、図１３の従来
技術では、インバータＩＮＶの各相出力電圧ｖ_ｕ，
ｖ_ｖ，ｖ_ｗを検出して調節器２２ｄ，２２ｑを介し電圧
指令値ｖ _ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊に反映させ、また、図１４の
従来技術では、相電流検出手段３ｕ，３ｖ，３ｗにより
各相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出し、速度推定手段２５
により電動機の運転状態に基づきｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊
を演算して調節器２４ｄ，２４ｑを介し電圧指令値ｖ
_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊に反映させることによりデッドタイム
補償を行い、電流ゼロクロス点近傍におけるトルクの脈
動や速度変動を抑制している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】第１の従来技術におい
て、調節器２２ｄ，２２ｑによるデッドタイム補償には
出力電圧を検出するための分圧抵抗を含む高精度かつ高
応答な電圧検出手段２３が必要であった。このような電
圧検出手段２３は概して高価であることから、制御装置
がコスト高になるという問題があった。また、第２の従
来技術において、調節器２４ｄ，２４ｑによるデッドタ
イム補償では電流指令値を作成するために電動機の電気
定数が必要であり、デッドタイム補償のための演算が煩
雑であるという問題があった。これらの点については、
「メーカにおける研究開発の現状（平成３年電気学会シ
ンポジウム（Ｓ．９）誘導機速度センサレスベクトル制
御適用の現状と課題）」における「３各速度推定方式
の構成」にも指摘されている。

【０００８】そこで本発明は、電圧形インバータの各相
出力電流検出値から補償量を生成し、この補償量を用い
て電圧指令値の振幅、角周波数または位相を補償するこ
とによりデッドタイム補償を行なうようにした電圧形イ
ンバータの制御方法を提供しようとするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明では、請求項１に記載するように、電圧形イ
ンバータの上下アーム短絡防止用に設けられるデッドタ
イム期間中の相電流ゼロクロス時点を含むその前後にお
ける電流不連続現象の発生を防止するために、インバー
タの電圧指令値を補償するようにした電圧形インバータ
の制御方法において、電圧形インバータの電流検出値
と、電圧位相指令値と、前記電流検出値を基準として予
め設定される位相進み量とを用いて、前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値か
ら以下の手段により生成した補償量を用いて電圧指令値
の振幅、角周波数または位相を補償することとした。

【００１０】まず、請求項２記載の発明では、電圧形イ
ンバータの変調方式として３相変調方式を使用し、電圧
形インバータの電流検出値に対しインバータの電圧位相
指令値を用いて座標変換することにより２軸の直流量を
生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用
いて前記直流量を座標変換することにより前記電流検出
値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令
値と同相な方形波を微分して補償量を生成し、この補償
量を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償する。

【００１１】請求項３記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として２相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値と
同相な方形波を微分して補償量を生成し、この補償量を
用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償すると共
に、２相変調方式によりインバータの一相のスイッチン
グ素子が全オン区間または全オフ区間に該当した時は、
当該相の補償量を他相へ分割する。

【００１２】請求項４記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として３相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値と
前記電流検出値との偏差を増幅して補償量を生成し、こ
の補償量を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償
する。

【００１３】請求項５記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として２相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値と
前記電流検出値との偏差を増幅して補償量を生成し、こ
の補償量を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償
すると共に、２相変調方式によりインバータの一相のス
イッチング素子が全オン区間または全オフ区間に該当し
た時は、当該相の補償量を他相へ分割する。

【００１４】請求項６記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として３相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値の
位相指令値から所定期間の補償ゲインを決定し、前記電
流指令値と前記電流検出値との偏差を前記補償ゲインに
より増幅して補償量を生成し、この補償量を用いてイン
バータの電圧指令値の振幅を補償する。

【００１５】請求項７記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として２相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値の
位相指令値から所定期間の補償ゲインを決定し、前記電
流指令値と前記電流検出値との偏差を前記補償ゲインに
より増幅して補償量を生成し、この補償量を用いてイン
バータの電圧指令値の振幅を補償すると共に、２相変調
方式によりインバータの一相のスイッチング素子が全オ
ン区間または全オフ区間に該当した時は、当該相の補償
量を他相へ分割する。

【００１６】請求項８記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として３相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値の
瞬時値から所定期間の補償ゲインを決定し、前記電流指
令値と前記電流検出値との偏差を前記補償ゲインにより
増幅して補償量を生成し、この補償量を用いてインバー
タの電圧指令値の振幅を補償する。

【００１７】請求項９記載の発明では、電圧形インバー
タの変調方式として２相変調方式を使用し、電圧形イン
バータの電流検出値に対しインバータの電圧位相指令値
を用いて座標変換することにより２軸の直流量を生成
し、電圧位相指令値と位相進み量との加算結果を用いて
前記直流量を座標変換することにより前記電流検出値よ
りも進み位相の電流指令値を生成し、この電流指令値の
瞬時値から所定期間の補償ゲインを決定し、前記電流指
令値と前記電流検出値との偏差を前記補償ゲインにより
増幅して補償量を生成し、この補償量を用いてインバー
タの電圧指令値の振幅を補償すると共に、２相変調方式
によりインバータの一相のスイッチング素子が全オン区
間または全オフ区間に該当した時は、当該相の補償量を
他相へ分割する。

【００１８】請求項１０記載の発明では、請求項１〜９
のいずれか１項に記載した電圧形インバータの制御方法
において生成された補償量をインバータのすべての相に
つき加算して、角周波数指令値補償量を生成し、この角
周波数指令値補償量を用いてインバータの電圧指令値の
角周波数を補償する。

【００１９】請求項１１記載の発明では、請求項１〜９
のいずれか１項に記載した電圧形インバータの制御方法
において生成された補償量をインバータのすべての相に
つき加算して、位相指令値補償量を生成し、この位相指
令値補償量を用いてインバータの電圧指令値の位相を補
償する。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態を示
しており、図１３，図１４と同一の構成要素には同一の
符号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。こ
の実施形態は、請求項２，３に記載した発明の実施形態
に相当する。

【００２１】図１において、３１は制御装置の主要部を
なす補償回路である。この補償回路３１は、三相各相の
電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、電圧位相指令値θ
_ｖ ^＊、相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ、及び、初期設定
値としての制御遅れを考慮した電流指令値位相進み量Δ
θ並びに後述する微分器１１の時定数τを入力とし、振
幅が補償された各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ
^＊'を生成して出力する。

【００２２】以下に、補償回路３１の構成を説明する。
なお、補償回路３１内の補償量生成部２６ｕ，２６ｖ，
２６ｗの構成は何れも同一であり、図ではＵ相のみの内
部構成を示してある。相電流検出手段３ｕ，３ｖ，３ｗ
により検出された各相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、電圧位
相指令値θ_ｖ ^＊が入力される座標変換器７Ａにより、２
軸の直流量であるｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑに変換さ
れる。これらのｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑは座標変換
器８に入力され、電圧位相指令値θ_ｖ ^＊及び電流指令値
位相進み量Δθを用いて、相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ
_ｗよりも位相進み量Δθだけ位相が進んだ電流指令値ｉ
_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊が生成される。

【００２３】これらの電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ
^＊は補償量生成部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ内の極性検出
手段１０に入力され、電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ
^＊の極性に応じてそれぞれ同相の方形波ｓが出力され
る。各相の方形波ｓは、各々微分器１１により微分さ
れ、その出力が電圧指令値の振幅に対する補償量△ｖ_ｕ
^＊，△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊となる。これらの補償量△ｖ _ｕ
^＊，△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊を加算器６ｕ，６ｖ，６ｗにお
いて元の電圧指令値ｖ _ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊にそれぞれ
加算する事により電圧指令値の振幅が補償され、更に３
相／２相変調選択器５に入力することにより、補償され
た各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'が生成さ
れる。なお、３相／２相変調選択器５は、後述するよう
に電圧利用率改善を目的とした２相変調と３相変調とを
切り替えるべく変調方式を選択するためのものである。

【００２４】図７（ａ）に相電流検出値ｉ_ｕを、（ｂ）
に電流指令値ｉ_ｕ ^＊を、（ｃ）に極性検出手段１０の出
力である方形波ｓを、（ｄ）に補償量△ｖ_ｕ ^＊を、
（ｅ）に３相変調時の補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'を
それぞれ示す。図７（ｄ）に示すように、補償の開始は
電流指令値ｉ_ｕ ^＊のゼロクロス時点であり、この時、補
償量△ｖ_ｕ ^＊は最大である。この補償量△ｖ_ｕ ^＊は時間
とともに微分器１１の時定数τで減衰する。これは、補
償量をあまり必要としない相電流ゼロクロス点前後の、
電流が比較的大きい期間では補償量を少なくし、大きな
補償量を必要とする相電流ゼロクロス時点で最大の補償
量を得るためである。この微分器１１の時定数τを適当
に設定することで、相電流ゼロクロス時点直後からの補
償期間と補償量を決定する。

【００２５】補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'は３相／２
相変調器５に入力され、２相変調（２アーム変調）によ
る全オン区間または全オフ区間に該当した時は当該相
（例えばＵ相）の補償量△ｖ_ｕ ^＊を他相（Ｖ相、Ｗ相）
へ分割して元のｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算して得た電圧指令
値ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'をｖ_ｕ ^＊'と共にＰＷＭ生成・ゲー
ト駆動回路４に入力してインバータを駆動することで、
インバータからは補償された２相変調の電圧が出力され
る。

【００２６】ここで、２相変調（２アーム変調）とは、
電圧利用率の改善を目的として、一周期のうち特定区間
はある一相のスイッチング素子を全オンまたは全オフと
して当該相の電圧を固定し、他の２相のみを変調する変
調方式であり、変調される２相の電圧波形を歪ませてそ
の線間電圧が所望の波形（例えば正弦波）になるように
し、かつ、線間電圧のピーク値を直流電源電圧まで高め
るようにしたものである（社団法人電気学会発行「半導
体電力変換回路」の第６章「自励式インバータ」におけ
る「６．三相ＰＷＭインバータの電圧利用率改善」並び
に「表６．３．１」の「２アーム変調」の項を参照）。

【００２７】また、加算器６ｕ，６ｖ，６ｗを経て振幅
が補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を
３相／２相変調選択器５をそのまま通過させてＰＷＭ生
成・ゲート駆動回路４へ直接入力し、三相すべてについ
て常にＰＷＭ変調を行うようにすれば、インバータから
は補償された３相変調の電圧が出力される。

【００２８】次に、本発明の第２実施形態を図２，図８
を参照しつつ説明する。この実施形態は請求項４，５に
記載した発明の実施形態に相当し、図１と同一の構成要
素には同一の符号を付してある。なお、インバータの主
回路部分は第１実施形態と同一であるため、以下の図２
〜図６では主回路の図示を省略する。図２において、３
２は補償回路であり、本実施形態では補償量生成部２７
ｕ，２７ｖ，２７ｗの構成が第１実施形態と異なってい
る。なお、補償量生成部２７ｕ，２７ｖ，２７ｗは何れ
も同一であり、図ではＵ相のみの内部構成を示してあ
る。

【００２９】補償量生成部２７ｕでは、加算器１２によ
りＵ相の電流指令値ｉ_ｕ ^＊と電流検出値ｉ_ｕとの偏差が
算出され、この偏差と微分器１１の出力である補償ゲイ
ンｋとを乗算器１３により乗算する。第１実施形態では
微分器１１の出力をそのまま振幅に対する補償量△ｖ_ｕ
^＊として用いているが、本実施形態では、微分器１１の
出力を補償ゲインｋとして電流指令値ｉ_ｕ ^＊と電流検出
値ｉ_ｕとの偏差に乗算し、その結果をＵ相電圧指令値の
振幅に対する補償量△ｖ_ｕ ^＊（他相についてはそれぞれ
△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊）とするものである。

【００３０】以後は、第１実施形態と同様に補償量△ｖ
_ｕ ^＊，△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊を加算器６ｕ，６ｖ，６ｗに
て元の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊にそれぞれ加
算し、更に３相／２相変調選択器５に入力することによ
り、振幅が補償された各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，
ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を生成する。この結果、第１実施形態
と同様に２相変調または３相変調の補償された電圧がイ
ンバータから出力される。

【００３１】図８（ａ）に相電流検出値ｉ_ｕを、（ｂ）
に電流指令値ｉ_ｕ ^＊を（ｃ）に極性検出手段１０の出力
である方形波ｓを、（ｄ）に微分器１１の出力である補
償ゲインｋを、（ｅ）に補償量△ｖ_ｕ ^＊を、（ｆ）に３
相変調時の補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'をそれぞれ示
す。図８（ｄ）に示すように、第１実施形態と同様にし
て方形波ｓに基づいて補償ゲインパターンを決定するの
で、補償の開始は電流指令値ｉ_ｕ ^＊のゼロクロス時点で
あり、この時、補償ゲインｋは最大である。この補償ゲ
インｋは、時間とともに微分器１１の時定数τで減衰す
る。これは、前記同様に相電流ゼロクロス時点前後の電
流が比較的大きい期間では補償量を少なくし、相電流ゼ
ロクロス時点に最大の補償量を得るためであり、微分器
１１の時定数τを適当に設定することで、相電流ゼロク
ロス時点直後からの補償期間と補償ゲイン量を決定す
る。

【００３２】次いで、本発明の第３実施形態を図３，図
９を参照しつつ説明する。この実施形態は請求項６，７
に記載した発明の実施形態に相当し、前述の各実施形態
と同一の構成要素には同一の符号を付してある。図３に
おいて、補償回路３３は、三相各相の電圧指令値
ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、電圧位相指令値θ_ｖ ^＊、相電
流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ、及び、初期設定値である電
流指令値位相進み量Δθ並びに電流位相指令値
θ_ｉｕ ^＊，θ_ｉｖ ^＊，θ _ｉｗ ^＊を入力変数とするゲイン
関数ｆ（θ_ｉ ^＊）（すなわち、ｆ（θ_ｉｕ ^＊），ｆ（θ
_ｉｖ ^＊），ｆ（θ_ｉｗ ^＊））を入力とし、振幅が補償さ
れた各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を生成
して出力する。

【００３３】本実施形態では、補償量生成部２８ｕ，２
８ｖ，２８ｗの構成が前記各実施形態と異なっていると
共に、ｉ_ｄ，ｉ_ｑ及び加算器９の出力からＵ相の電流位
相指令値θ_ｉｕ ^＊を演算する位相演算器１５が設けら
れ、その出力である電流位相指令値θ_ｉｕ ^＊がＵ相の補
償量生成部２８ｕに入力されていると共に、電流位相指
令値θ_ｉｕ ^＊を加算器１６ｖ，１６ｗに入力して１２０
°ずつずれたＶ相及びＷ相電流位相指令値θ_ｉｖ ^＊，θ
_ｉｗ ^＊（電流指令値ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊が対称３相
交流であることによる）を生成し、これらの電流位相指
令値θ_ｉｖ ^＊，θ _ｉｗ ^＊が補償量生成部２８ｖ，２８ｗ
にそれぞれ入力されている。なお、補償量生成部２８
ｕ，２８ｖ，２８ｗは何れも同一であり、図ではＵ相の
みの内部構成が示されている。

【００３４】Ｕ相の補償量生成部２８ｕは、電流指令値
ｉ_ｕ ^＊と電流検出値ｉ_ｕとの偏差を検出する加算器１２
と、ゲイン関数ｆ（θ_ｉｕ ^＊）及び電流位相指令値θ
_ｉｕ ^＊に基づいて補償ゲインｋを演算するゲイン演算器
１４と、補償ゲインｋと加算器１２の出力である前記偏
差とを乗算して振幅に対する補償量△ｖ_ｕ ^＊を求める乗
算器１３とから構成されている。

【００３５】この実施形態の動作を、図９を参照しつつ
説明する。図９（ａ）に電流検出値ｉ_ｕを、（ｂ）に電
流指令値ｉ_ｕ ^＊を、（ｃ）に補償ゲインｋを、（ｄ）に
補償量△ｖ_ｕ ^＊を、（ｅ）に３相変調時の補償された電
圧指令値ｖ_ｕ ^＊'をそれぞれ示す。

【００３６】図９（ｃ）に示すように、ゲイン演算器１
４は、電流位相指令値θ_ｉｕ ^＊が−δ〜＋δ、または
（１８０°−δ）〜（１８０°＋δ）の期間、つまり相
電流のゼロクロス時点を含むその近傍だけゲインｋを発
生させ、その大きさは電流位相指令値θ_ｉｕ ^＊が０゜ま
たは１８０゜の時に最大値ｋ_ｍａｘとなるようにゲイン
関数（θ_ｉｕ ^＊）によって設定されている。これは、第
１実施形態と同様に、補償量をあまり必要としない相電
流のゼロクロス時点前後の電流が比較的大きい期間では
補償ゲインを抑え、大きな補償量を必要とするゼロクロ
ス時点で最大のゲインを得るためである。

【００３７】一方、第２実施形態と同様にして得た電流
指令値ｉ_ｕ ^＊と電流検出値ｉ_ｕとの偏差と、ゲイン演算
器１４により得た補償ゲインｋとを乗算器１３により乗
算し、その出力を振幅に対する補償量△ｖ_ｕ ^＊として加
算器６ｕにより元の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊に加算し、その加
算結果を補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'とする。前述し
た各実施形態と同様に、この補償された電圧指令値ｖ_ｕ
^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を３相／２相変調選択器５及び
ＰＷＭ生成・ゲート駆動回路４に与えてインバータを駆
動することにより、２相変調または３相変調の補償され
た電圧がインバータから出力される。

【００３８】本実施形態では、電流位相指令値
θ_ｉｕ ^＊，θ_ｉｖ ^＊，θ_ｉｗ ^＊を入力変数とするゲイン
関数ｆ（θ_ｉ ^＊）を用いて、インバータが発生する電圧
周波数に応じた補償期間と電流位相指令値に応じた補償
ゲインｋを決定する。これにより、電流指令値と電流検
出値との偏差に応じて補償量△ｖ_ｕ ^＊，△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ
_ｗ ^＊が増減するので、相電流のゼロクロス点近傍の歪み
量に適した補償量を生成することができる。

【００３９】次に、本発明の第４実施形態を図４，図１
０を参照しつつ説明する。この実施形態は請求項８，９
に記載した発明の実施形態に相当するものであり、前述
の各実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付して
ある。図４において、補償回路３４は、三相各相の電圧
指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊、電圧位相指令値
θ_ｖ ^＊、相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ、及び、初期設
定値である電流指令値位相進み量Δθ並びに電流指令値
ｉ_ｕ ^＊，ｉ_ｖ ^＊，ｉ_ｗ ^＊を入力変数とするゲイン関数ｆ
（ｉ^＊）（すなわち、ｆ（ｉ_ｕ ^＊），ｆ（ｉ_ｖ ^＊），ｆ
（ｉ_ｗ ^＊））を入力とし、振幅が補償された各相電圧指
令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を生成して出力する。

【００４０】本実施形態では補償量生成部２９ｕ，２９
ｖ，２９ｗの構成が前記各実施形態と異なっているが、
それ以外は第１実施形態、第２実施形態と同一である。
なお、補償量生成部２９ｕ，２９ｖ，２９ｗは何れも同
一であり、図ではＵ相のみの内部構成を示してある。

【００４１】図４において、Ｕ相の補償量生成部２９ｕ
は、電流指令値ｉ_ｕ ^＊と電流検出値ｉ_ｕとの偏差を検出
する加算器１２と、ゲイン関数ｆ（ｉ_ｕ ^＊）と電流検出
値ｉ _ｕとに基づいて補償ゲインｋを演算するゲイン演算
器４１と、補償ゲインｋと加算器１２の出力である前記
偏差とを乗算して補償量△ｖ_ｕ ^＊を求める乗算器１３と
から構成されている。

【００４２】この実施形態の動作を、図１０を参照しつ
つ説明する。図１０（ａ）に相電流検出値ｉ_ｕを、
（ｂ）に電流指令値ｉ_ｕ ^＊を、（ｃ）に補償ゲインｋ
を、（ｄ）に補償量△ｖ_ｕ ^＊を、（ｅ）に３相変調時の
補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'をそれぞれ示す。

【００４３】図１０（ｂ），（ｃ）に示すように、ゲイ
ン演算器４１は、電流指令値ｉ_ｕ ^＊の瞬時値が（−ｉ
_ｕｔｈ〜＋ｉ_ｕｔｈ）の期間、つまり相電流のゼロクロ
ス時点を含むその前後だけ補償ゲインｋを発生させ、そ
の大きさは電流指令値ｉ_ｕ ^＊の瞬時値がゼロの時に最大
値ｋ_ｍａｘとなるようにゲイン関数ｆ（ｉ_ｕ ^＊）にて設
定する。これは、第３実施形態と同様に、相電流ゼロク
ロス時点前後の比較的電流の大きな期間では補償ゲイン
を抑え、大きな補償量を必要とするゼロクロス時点に最
大の補償ゲインを得るためである。

【００４４】一方、加算器１２により得た電流指令値ｉ
_ｕ ^＊と電流検出値ｉ_ｕとの偏差と、ゲイン演算器４１に
より得た補償ゲインｋとを乗算器１３により乗算し、そ
の出力を補償量△ｖ_ｕ ^＊として加算器６ｕにより元の電
圧指令値ｖ_ｕ ^＊に加算し、その加算結果を振幅が補償さ
れた電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'とする。前述した各実施形態と
同様に、この補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，
ｖ_ｗ ^＊'を３相／２相変調選択器５及びＰＷＭ生成・ゲ
ート駆動回路４に与えてインバータを駆動することによ
り、２相変調または３相変調の補償された電圧がインバ
ータから出力される。

【００４５】この実施形態では、電流の瞬時値により補
償期間及び補償ゲインｋの大きさが決定される。つま
り、インバータの出力電圧周波数と相電流の振幅とに応
じて補償期間が決定され、電流指令値の瞬時値に応じて
補償ゲインの大きさが決定される。更に、電流指令値と
電流検出値との偏差に応じて補償量△ｖ_ｕ ^＊，△
ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊が増減するので、相電流のゼロクロス
時点前後の歪み量に適した補償量を生成することができ
る。

【００４６】次に、本発明の第５実施形態を、図５及び
図１１を参照しつつ説明する。この実施形態は、請求項
１０に記載した発明の実施形態に相当する。図５におい
て、補償回路３５内の補償量生成部４２は、第１実施形
態〜第４実施形態における座標変換器７Ａ，８、加算器
９、位相演算器１５と、各実施形態における補償量生成
部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗまたは２７ｕ，２７ｖ，２７
ｗまたは２８ｕ，２８ｖ，２８ｗまたは２９ｕ，２９
ｖ，２９ｗとの組み合わせからなることを総括的に示し
たものである。この補償量生成部４２は、例えば第１実
施形態の座標変換器７Ａ，８、加算器９、補償量生成部
２６ｕ，２６ｖ，２６ｗにより構成され、あるいは、第
２実施形態の座標変換器７Ａ，８、加算器９、補償量生
成部２７ｕ，２７ｖ，２７ｗにより構成される。

【００４７】図５における補償回路３５には、２軸の直
流量であるｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ
^＊と、電圧角周波数指令値ω^＊と、位相進み量Δθと、
相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗとが入力され、更に、第
１実施形態〜第４実施形態に応じて、微分器の時定数
τ、ゲイン関数ｆ（θ_ｉ ^＊）またはゲイン関数ｆ
（ｉ^＊）が入力される。そして、この補償回路３５は、
角周波数が補償された各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，
ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を生成してＰＷＭ生成・ゲート駆動回
路４に出力する。

【００４８】補償量生成部４２から出力された各相の補
償量△ｖ_ｕ ^＊，△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊は加算器４５により
加算され、角周波数補償量Δω^＊として出力される。こ
の補償量Δω^＊と元の角周波数指令値ω^＊とが加算器４
３により加算され、補償された直流量としての角周波数
指令値補償量ω^＊'を得る。この補償量ω^＊'を積分器４
４により積分して補償された位相指令値θ_ｖ ^＊'を得
る。この補償された位相指令値θ_ｖ ^＊'を座標変換器１
７に入力してｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ
_ｑ ^＊を静止座標系へ座標変換し、更に３相／２相変調選
択器５を介して角周波数を補償した各相電圧指令値ｖ_ｕ
^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'が生成される。

【００４９】図１１（ａ）に相電流検出値ｉ_ｕを、
（ｂ）に電流指令値ｉ_ｕ ^＊を、（ｃ）に補償量△ｖ_ｕ ^＊
を、（ｄ）に補償された角周波数指令値ω^＊'を、
（ｅ）に３相変調時の補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'を
それぞれ示す。前記各実施形態と同様に、補償された各
相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'が３相／２相
変調選択器５を介しＰＷＭ生成・ゲート駆動回路４に与
えられてインバータを駆動することにより、２相変調ま
たは３相変調の補償された電圧がインバータから出力さ
れる。

【００５０】最後に、本発明の第６実施形態を図６及び
図１２を参照しつつ説明する。この実施形態は、請求項
１１に記載した発明の実施形態に相当する。図６におい
て、補償回路３６には、２軸の直流量であるｄ軸電圧指
令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊と、電圧位相指令値
θ_ｖ ^＊と、位相進み量Δθと、相電流検出値ｉ_ｕ，
ｉ_ｖ，ｉ_ｗとが入力され、更に、第１実施形態〜第４実
施形態に応じて、微分器の時定数τ、ゲイン関数ｆ（θ
_ｉ ^＊）またはゲイン関数ｆ（ｉ^＊）が入力される。そし
て、この補償回路３６は、位相が補償された各相電圧指
令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'を生成して出力する。
なお、補償量生成部４２の構成は第５実施形態と同様で
あり、第１実施形態〜第４実施形態における対応回路に
よって構成される。

【００５１】補償量生成部４２から出力された各相の補
償量△ｖ_ｕ ^＊，△ｖ_ｖ ^＊，△ｖ_ｗ ^＊は加算器４５により
加算され、位相指令値補償量Δθ_ｖ ^＊として出力され
る。この補償量△θ_ｖ ^＊と元の電圧位相指令値θ_ｖ ^＊と
が加算器４６により加算され、補償された直流量として
の電圧位相指令値θ_ｖ ^＊'を得る。この電圧位相指令値
θ_ｖ ^＊'を座標変換器１７に入力してｄ軸電圧指令値ｖ
_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を静止座標系へ座標変換
し、更に３相／２相変調選択器５を介して補償された各
相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'が生成され
る。

【００５２】図１２（ａ）に相電流検出値ｉ_ｕを、
（ｂ）に電流指令値ｉ_ｕ ^＊を、（ｃ）に補償量△ｖ_ｕ ^＊
を、（ｄ）に補償された位相指令値θ_ｖ ^＊'を、（ｅ）
に３相変調時の補償された電圧指令値ｖ_ｕ ^＊'をそれぞ
れ示す。前記各実施形態と同様に、補償された各相電圧
指令値ｖ_ｕ ^＊'，ｖ_ｖ ^＊'，ｖ_ｗ ^＊'が３相／２相変調器
５を介しＰＷＭ生成・ゲート駆動回路４に与えられてイ
ンバータを駆動することにより、２相変調または３相変
調の補償された電圧がインバータから出力されることに
なる。

【００５３】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、電圧
形インバータの出力電流検出値から補償量を生成し、こ
の補償量を用いて電圧指令値の振幅、角周波数または位
相を補償するようにしたため、以下のような効果があ
る。（１）電圧検出用の分圧抵抗を含む高精度、高応答な電
圧検出器が不要になり、装置の価格低減及び小型化を図
ることができる。（２）交流電動機等の負荷の電気定数（各種パラメー
タ）を用いた複雑な電流指令演算をする必要がないの
で、制御システムを小規模化でき、安価な演算器等を用
いて制御装置を構成することができる。（３）本発明により電圧形インバータを制御して交流電
動機を駆動する場合には、電流ゼロクロス点近傍におけ
るトルクの脈動や速度変動を抑制して電動機の安定した
運転を実現することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図であ
る。

【図３】本発明の第３実施形態を示すブロック図であ
る。

【図４】本発明の第４実施形態を示すブロック図であ
る。

【図５】本発明の第５実施形態を示すブロック図であ
る。

【図６】本発明の第６実施形態を示すブロック図であ
る。

【図７】本発明の第１実施形態の動作を示す波形図であ
る。

【図８】本発明の第２実施形態の動作を示す波形図であ
る。

【図９】本発明の第３実施形態の動作を示す波形図であ
る。

【図１０】本発明の第４実施形態の動作を示す波形図で
ある。

【図１１】本発明の第５実施形態の動作を示す波形図で
ある。

【図１２】本発明の第６実施形態の動作を示す波形図で
ある。

【図１３】第１の従来技術を示すブロック図である。

【図１４】第２の従来技術を示すブロック図である。

【符号の説明】

１直流電源２半導体スイッチング素子３ｕ，３ｖ，３ｗ相電流検出手段４ＰＷＭ生成・ゲート駆動回路５３相／２相変調選択器６ｕ，６ｖ，６ｗ，９，１２，１６ｖ，１６ｗ，４３，
４５，４６加算器７Ａ，８座標変換器１０極性検出手段１１微分器１３乗算器１４，４１ゲイン演算器１５位相演算器２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２７ｕ，２７ｖ，２７ｗ，２
８ｕ，２８ｖ，２８ｗ，２９ｕ，２９ｖ，２９ｗ，４
２補償量生成部３１，３２，３３，３４，３５，３６補償回路４４積分器Ｔ１〜Ｔ６半導体スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ出力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者海田英俊神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号富士電機株式会社内Ｆターム(参考） 5H007 AA07 CA01 CB05 CC03 DB02 DC02 FA03 FA06

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧形インバータの上下アーム短絡防止
用に設けられるデッドタイム期間中の相電流ゼロクロス
時点を含むその前後における電流不連続現象の発生を防
止するために、インバータの電圧指令値を補償するよう
にした電圧形インバータの制御方法において、電圧形インバータの電流検出値と、電圧位相指令値と、
前記電流検出値を基準として予め設定される位相進み量
とを用いて、前記電流検出値よりも進み位相の電流指令
値を生成し、この電流指令値を用いて補償量を生成する
ことを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項２】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として３相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値と同相な方形波を微分して補償量を生成し、
この補償量を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補
償することを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項３】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として２相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値と同相な方形波を微分して補償量を生成し、
この補償量を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補
償すると共に、２相変調方式によりインバータの一相の
スイッチング素子が全オン区間または全オフ区間に該当
した時は、当該相の補償量を他相へ分割することを特徴
とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項４】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として３相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値と前記電流検出値との偏差を増幅して補償量
を生成し、この補償量を用いてインバータの電圧指令値
の振幅を補償することを特徴とする電圧形インバータの
制御方法。
【請求項５】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として２相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値と前記電流検出値との偏差を増幅して補償量
を生成し、この補償量を用いてインバータの電圧指令値
の振幅を補償すると共に、２相変調方式によりインバー
タの一相のスイッチング素子が全オン区間または全オフ
区間に該当した時は、当該相の補償量を他相へ分割する
ことを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項６】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として３相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値の位相指令値から所定期間の補償ゲインを決
定し、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を前記
補償ゲインにより増幅して補償量を生成し、この補償量
を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償すること
を特徴とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項７】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として２相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値の位相指令値から所定期間の補償ゲインを決
定し、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を前記
補償ゲインにより増幅して補償量を生成し、この補償量
を用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償すると共
に、２相変調方式によりインバータの一相のスイッチン
グ素子が全オン区間または全オフ区間に該当した時は、
当該相の補償量を他相へ分割することを特徴とする電圧
形インバータの制御方法。
【請求項８】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として３相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値の瞬時値から所定期間の補償ゲインを決定
し、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を前記補
償ゲインにより増幅して補償量を生成し、この補償量を
用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償することを
特徴とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項９】請求項１記載の電圧形インバータの制御
方法において、電圧形インバータの変調方式として２相変調方式を使用
し、電圧形インバータの電流検出値に対しインバータの
電圧位相指令値を用いて座標変換することにより２軸の
直流量を生成し、電圧位相指令値と位相進み量との加算
結果を用いて前記直流量を座標変換することにより前記
電流検出値よりも進み位相の電流指令値を生成し、この
電流指令値の瞬時値から所定期間の補償ゲインを決定
し、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差を前記補
償ゲインにより増幅して補償量を生成し、この補償量を
用いてインバータの電圧指令値の振幅を補償すると共
に、２相変調方式によりインバータの一相のスイッチン
グ素子が全オン区間または全オフ区間に該当した時は、
当該相の補償量を他相へ分割することを特徴とする電圧
形インバータの制御方法。
【請求項１０】請求項１〜９のいずれか１項に記載し
た電圧形インバータの制御方法において生成された補償
量をインバータのすべての相につき加算して、角周波数
指令値補償量を生成し、この角周波数指令値補償量を用
いてインバータの電圧指令値の角周波数を補償すること
を特徴とする電圧形インバータの制御方法。
【請求項１１】請求項１〜９のいずれか１項に記載し
た電圧形インバータの制御方法において生成された補償
量をインバータのすべての相につき加算して、位相指令
値補償量を生成し、この位相指令値補償量を用いてイン
バータの電圧指令値の位相を補償することを特徴とする
電圧形インバータの制御方法。