CN111869092A - 永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置及电动车辆 - Google Patents

永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置及电动车辆 Download PDF

Info

Publication number
CN111869092A
CN111869092A CN201880090857.3A CN201880090857A CN111869092A CN 111869092 A CN111869092 A CN 111869092A CN 201880090857 A CN201880090857 A CN 201880090857A CN 111869092 A CN111869092 A CN 111869092A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current command
voltage
axis current
axis
permanent magnet
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201880090857.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111869092B (zh
Inventor
土本祐也
家造坊勲
古川晃
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN111869092A publication Critical patent/CN111869092A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111869092B publication Critical patent/CN111869092B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

具有第1绕组和第2绕组的电动机控制装置包括向第1绕组施加电压的第1功率转换器、向第2绕组施加电压的第2功率转换器、向第1功率转换器进行供电的第1电源电路、向第2功率转换器进行供电的第2电源电路、电流指令运算部、第1电流控制部以及第2电流控制部，第2电源电路利用比第1电源电路要高的高电压进行供电，电流指令运算部运算与第1功率转换器的输出电压相对于由第1电源电路供电时所输出的电源电压的大小有关的指标值即第1电压利用状态，并基于第1电压利用状态来运算第2电流指令。

Description

永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置及电动 车辆
技术领域
本发明涉及通过基于来自两个系统的电源电路的供电的不同的输出电压来驱动永磁体同步电动机的永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置以及电动车辆。
背景技术
以往，永磁体同步电动机的转速越高其感应电压变得越大，产生因电源电压的制约而变得无法施加所希望的电压的状态(以下称为电压饱和)。其结果已知有不能通电所希望的电流，输出转矩下降。
作为其对策，存在一种电动机控制装置，该电动机控制装置包括基于电动机的转子相位将来自直流电压电源的直流输入电流转换成交流电流来输出的逆变器(例如，参照专利文献1)。专利文献1中，设为边保持转矩电流、边在对逆变器的输入电流不超过规定的上限值的范围内运算并流过最大的弱励磁电流。由此，专利文献1中，进行弱磁通控制来减少电压，并使高速旋转区域的输出转矩提高。
另外，已知有下述现有技术，即：具有针对故障的冗余性，在发生故障时切换设备的结构和设备的控制方式从而进行持续运行(例如，参照专利文献2)。在应用这样的现有技术的情况下，使用两种不同设备比使用两个同一设备要进一步增加针对故障的可靠性。在专利文献2记载的多重绕组旋转电机的控制装置中，对12V和48V的电源电路(电池)进行组合来获得电力。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2017-17909号公报
专利文献2：日本专利特许第6164166号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
以下说明中，将通常的双重绕组的永磁体同步电动机设为对象。进一步地，假设一种在控制装置中基于从两个系统的电源电路提供的电力通过不同的输出电压来驱动永磁体同步电动机时的公知的电流指令运算方法。该情况下，在现有的控制方法中，对于输出电压比低电压测要有余量的高电压侧的电源，无法积极地利用电压的剩余部分来使高速旋转区域的输出转矩充分地得以提高。
例如在专利文献2所涉及的多重绕组旋转电机的控制装置中，构成为将12V的电源电路和48V的电源电路独立地连接到两个功率转换器。然而，在该控制装置中，并未进行有效利用了高电压的电流指令的生成。
作为电流指令的生成方法，具有下述公知方法，即：对于两个系统的功率转换器，在两个系统中基于相同的电流指令来进行驱动。然而，在该公知方法中，由于在电源电压较低侧的系统中产生电压饱和而无法使所希望的电流通电，因此存在输出转矩下降这一问题。
另外，在专利文献1所涉及的电动机控制装置中，可以独立地设定针对两个系统的功率转换器的弱磁通电流。进行这样的独立设定的目的在于抑制发热。然而，如专利文献1那样，仅简单地分别独立地设定了低电压侧的弱磁通电流和高电压侧的弱磁通电流时，无法有效利用高电压来使高速旋转区域的输出转矩充分地得以提高。
其理由是，仅上述单独设定时，低电压侧的弱磁通电流基于低电压侧的电源电压来决定，高电压侧的弱磁通电流基于高电压侧的电源电压来决定。由此，即使在高速旋转时可以维持由高电压侧产生的输出转矩，由低电压侧产生的转矩也会降低。其结果是，无法使高速旋转区域的输出转矩充分地得以提高。
本发明是为了解决上述那样的问题而完成的，其目的在于提供一种永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置以及电动车辆，能使高速旋转区域的输出转矩充分地得以提高。
解决技术问题所采用的技术方案
为了解决上述技术问题，本发明所涉及的具有第1绕组和第2绕组的永磁体同步电动机的控制装置包括：向第1绕组施加电压的第1功率转换器；向第2绕组施加电压的第2功率转换器；向第1功率转换器进行供电的第1电源电路；利用比第1电源电力要高的高电压来向第2功率转换器进行供电的第2电源电路；运算在第1绕组中通电的电流的目标值即第1电流指令、和在第2绕组中通电的电流的目标值即第2电流指令的电流指令运算部；根据第1电流指令来控制第1功率转换器的输出电压的第1电流控制部；以及根据第2电流指令来控制第2功率转换器的输出电压的第2电流控制部，运算与第1功率转换器的输出电压相对于由第1电源电路供电时所输出的电源电压的大小有关的指标值即第1电压利用状态，基于第1电压利用状态来运算第2电流指令。
发明效果
根据本发明，可以通过上述结构来使高速旋转区域的输出转矩充分地得以提高。
附图说明
图1是示出了本发明实施方式1所涉及的永磁体同步电动机的控制装置的基本结构的电路框图。
图2是对图1所示的永磁体同步电动机的第1绕组和第2绕组进行提取并示出的立体图。
图3是示出了图1所示的控制装置所具备的第1电流控制部的简要结构的电路框图。
图4是示出了图1所示的控制装置所具备的第2电流控制部的简要结构的电路框图。
图5是示出了图1所示的控制装置所具备的电流指令运算部的简要结构的电路框图。
图6是示出了图5所示的电流指令运算部所具备的第1电压利用状态运算部的简要结构的电路框图。
图7是示出了图5所示的电流指令运算部中的第1电流指令和第2电流指令的运算处理的流程图。
图8是对通过公知的控制装置在两个系统中基于相同的电流指令来驱动永磁体同步电动机时针对转速的各特性进行对比并示出的波形的时序图。A是输出转矩的特性图。B是d轴电流的特性图。C是q轴电流的特性图。D是电流平方和的特性图。E是第1输出电压的特性图。F是第2输出电压的特性图。
图9是对通过图1所示的控制装置来驱动永磁体同步电动机时针对转速的各特性进行对比并示出的波形的时序图。A是输出转矩的特性图。B是d轴电流的特性图。C是q轴电流的特性图。D是电流平方和的特性图。E是第1输出电压的特性图。F是第2输出电压的特性图。
图10是将通过图1所示的控制装置来驱动永磁体同步电动机时针对转速的输出转矩的特性与公知技术的特性进行对比并示出的图。
图11是示出了图6所示的第1电压利用状态运算部的其它例的简要结构的电路框图。
图12是示出了本发明实施方式2所涉及的电流指令运算部的简要结构的电路框图。
图13是示出了图12所示的电流指令运算部中的第1电流指令和第2电流指令的运算处理的流程图。
图14是对通过公知技术的一例所涉及的控制装置来驱动永磁体同步电动机时针对转速的各特性进行对比并示出的波形的时序图。A是输出转矩的特性图。B是d轴电流的特性图。C是q轴电流的特性图。D是电流平方和的特性图。E是第1输出电压的特性图。F是第2输出电压的特性图。
图15是对通过公知技术的其它例所涉及的控制装置来驱动永磁体同步电动机时针对转速的各特性进行对比并示出的波形的时序图。A是输出转矩的特性图。B是d轴电流的特性图。C是q轴电流的特性图。D是电流平方和的特性图。E是第1输出电压的特性图。F是第2输出电压的特性图。
图16是对通过本发明实施方式2所涉及的控制装置来驱动永磁体同步电动机时针对转速的各特性进行对比并示出的波形的时序图。A是输出转矩的特性图。B是d轴电流的特性图。C是q轴电流的特性图。D是电流平方和的特性图。E是第1输出电压的特性图。F是第2输出电压的特性图。
图17是将通过本发明的实施方式2所涉及的控制装置来驱动永磁体同步电动机时针对转速的输出转矩的特性与图15和图16的情况下的公知技术的特性进行对比并示出的图。
图18是示出了本发明实施方式3所涉及的电动助力转向装置的简要结构的图。
图19是示出了本发明实施方式4所涉及的电动车辆的简要结构的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置以及电动车辆所涉及的若干实施方式进行详细说明。
实施方式1.
图1是示出了本发明实施方式1所涉及的永磁体同步电动机1的控制装置2的基本结构的电路框图。
参照图1，永磁体同步电动机1具有构成双重绕组的第1绕组11和第2绕组12以作为两组三相绕组。并且，永磁体同步电动机1构成为在定子内部配置有转子，以通过永磁体或励磁绕组来产生励磁磁通。永磁体同步电动机1中安装有对转子的旋转角θ进行检测的角度检测器13。
永磁体同步电动机1通常可以使用已知的表面磁体型同步电动机(SPM)、埋入磁体型同步电动机(IPM)。角度检测器13可以使用旋转变压器、霍尔传感器等公知的角度检测器。
此外，对本实施方式1中的永磁体同步电动机1具有两组三相绕组的情况进行例示并进行说明，但也可以构成为具有四相以上的绕组。另外，旋转角θ可以不使用基于角度检测器13的检测值，而使用根据电压方程式等推测出的值。
控制装置2构成为包括第1电源电路31、第2电源电路32、第1功率转换器41、第2功率转换器42、第1电流控制部61、第2电流控制部62以及电流指令运算部5。其中，将第1绕组11所涉及的第1电源电路31、第1功率转换器41以及第1电流控制部61称为第1系统，将第2绕组12所涉及的第2电源电路32、第2功率转换器42以及第2电流控制部62称为第2系统。
第1电源电路31输出第1直流电源电压Vdc1，以用于向第1功率转换器41进行供电。第2电源电路32输出比直流电源电压Vdc1要高的电压即第2直流电源电压Vdc2，以用于向第2功率转换器42进行供电。即，第1系统为低电压侧，第2系统为高电压侧。第1电源电路31、第2电源电路32可以使用分别输出第1直流电源电压Vdc1、第2直流电源电压Vdc2的电池，或者，可以使用从交流电压转换为第1直流电源电压Vdc1、第2直流电源电压Vdc2的电路。并且，可以应用对输出第1直流电源电压Vdc1、第2直流电源电压Vdc2的电池连接了以减少噪声等为目的的滤波电路的结构。
第1功率转换器41将从第1电源电路31输出的第1直流电源电压Vdc1转换成向第1绕组11施加的第1三相电压vu1、vv1、vw1。第2功率转换器42将从第2电源电路32输出的第2直流电源电压Vdc2转换成向第2绕组12施加的第2三相电压vu2、vv2、vw2。第1功率转换器41、第2功率转换器42可以构成为使用逆变器、矩阵转换器等公知的功率转换器。
第1功率转换器41通过基于输入的第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *，来实施公知的调制处理，从而向第1绕组11的u相绕组u1、v相绕组v1、以及w相绕组w1分别施加交流电压。同样地，第2功率转换器42通过基于输入的第2三相电压指令vu2 *、vv2 *、vw2 *，来实施公知的调制处理，从而向第2绕组12的u相绕组u2、v相绕组v2、以及w相绕组w2分别施加交流电压。
此外，作为由第1功率转换器41、第2功率转换器42各自进行的公知的调制处理，例如可以列举PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)方式、PAM(Pulse AmplitudeModulation：脉冲幅度调制)方式等。
第1功率转换器41中安装有第1电流检测器。该第1电流检测器对第1u相绕组u1的电流iu1、第1v相绕组v1的电流iv1、第1w相绕组w1的电流iw1进行检测并向第1电流控制部61进行发送。可以将这些电流iu1、iv1、iw1统称并视为第1三相绕组电流。
同样地，第2功率转换器42中安装有第2电流检测器。该第2电流检测器对第2u相绕组u2的电流iu2、第2v相绕组v2的电流iv2、第2w相绕组w2的电流iw2进行检测并向第2电流控制部62进行发送。可以将这些电流iu2、iv2、iw2统称并视为第2三相绕组电流。
第1电流检测器、第2电流检测器分别构成为使用利用了分流电阻、霍尔元件等的公知的电流检测器。此外，对于第1三相绕组电流iu1、iv1、iw1和第2三相绕组电流iu2、iv2、iw2，说明了作为检测值而分别从第1电流检测器和第2电流检测器获得的情况，但可以不使用这些检测值，而使用根据电压方程式等来推测出的值。
电流指令运算部5读取从第1电源电路31输出的第1直流电源电压Vdc1、和从第1电流控制部61输出的第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *。而且，电流指令运算部5基于第1直流电源电压Vdc1和第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *，来运算在第1绕组11中通电的电流的目标值即第1电流指令、和在第2绕组12中通电的电流的目标值即第2电流指令。
电流指令运算部5运算旋转坐标轴即dq轴上的第1d轴电流指令id1 *和第1q轴电流指令iq1 *以作为第1电流指令。另外，电流指令运算部5运算旋转坐标轴即dq轴上的第2d轴电流指令id2 *和第2q轴电流指令iq1 *以作为第2电流指令。这里，电流指令运算部5基于上述第1直流电源电压Vdc1和第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *，来运算作为与第1功率转换器41的输出电压的大小有关的指标值的第1电压利用状态x1。然后，基于第1电压利用状态x1来运算第2电流指令以避免输出电压的饱和，并将这一情况设为技术特征。此外，对于第1电压利用状态x1、第1电流指令以及第2电流指令的详细的运算方法，将在后文中详细阐述。
第1电流控制部61输入来自第1功率转换器41的第1三相绕组电流iu1、iv1、iw1、来自角度检测器13的旋转角θ、以及来自电流指令运算部5的第1电流指令即第1d轴电流指令id1 *、第1q轴电流指令iq1 *。然后，第1电流控制部61根据这些输入来生成第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *，并输出至第1功率转换器41。
第2电流控制部62输入来自第2功率转换器42的第2三相绕组电流iu2、iv2、iw2、来自角度检测器13的旋转角θ、以及来自电流指令运算部5的第2电流指令即第2d轴电流指令id2 *、第2q轴电流指令iq2 *。然后，第2电流控制部62根据这些输入来生成第2三相电压指令vu2 *、vv2 *、vw2 *，并输出至第2功率转换器42。
图2是对永磁体同步电动机1的第1绕组11和第2绕组12进行提取并示出的立体图。参照图2，永磁体同步电动机1的第1绕组11由u相绕组u1、v相绕组v1以及w相绕组w1构成。第2绕组12也由u相绕组u2、v相绕组v2以及w相绕组w2构成。顺便说一下，本实施方式1中使用的永磁体同步电动机1设为在第1绕组11和第2绕组12之间不设置互感的电动机。
图3是示出了控制装置2中所具备的第1电流控制部61的简要结构的电路框图。
参照图3，第1电流控制部61包括第1坐标转换部613和第1电压指令运算部614。第1坐标转换部613通过基于来自角度检测器13的旋转角θ来对第1d轴电压指令vd1 *和第1q轴电压指令vq1 *进行坐标转换，从而生成第1u相电压指令vu1 *、第1v相电压指令vv1 *以及第1w相电压指令vw1 *。另外，第1坐标转换部613通过基于来自角度检测器13的旋转角θ来对u相检测电流iu1、v相检测电流iv1以及w相检测电流iw1进行坐标转换，从而生成第1d轴检测电流id1和第1q轴检测电流iq1。此外，第1d轴检测电流id1和第1q轴检测电流iq1统称并视为第1检测电流。
第1电压指令运算部614运算第1d轴电压指令vd1 *和第1q轴电压指令vq1 *，以使得第1电流指令和第1检测电流之间的偏差变小。第1d轴电压指令vd1 *和第1q轴电压指令vq1 *的运算方法不特别限定，可以使用公知的电压指令的运算方法。图3中例示了作为针对第1d轴电流指令id1 *与第1d轴检测电流id1之间的偏差的反馈控制器，使用比例/积分控制器的PI控制器614d来运算第1d轴电压指令vd1 *的结构。同样地，例示了作为针对第1q轴电流指令iq1 *与第1q轴检测电流iq1之间的偏差的反馈控制器，使用比例/积分控制器的PI控制器614q来运算第1q轴电压指令vq1 *的结构。
图4是示出了控制装置2中所具备的第2电流控制部62的简要结构的电路框图。
参照图4，第2电流控制部62包括第2坐标转换部623和第2电压指令运算部624。第2坐标转换部623通过基于来自角度检测器13的旋转角θ来对第2d轴电压指令vd2 *和第2q轴电压指令vq2 *进行坐标转换，从而生成第2u相电压指令vu2 *、第2v相电压指令vv2 *以及第2w相电压指令vw2 *。另外，第2坐标转换部623通过基于来自角度检测器13的旋转角θ来对u相检测电流iu2、v相检测电流iv2以及w相检测电流iw2进行坐标转换，从而生成第2d轴检测电流id2和第2q轴检测电流iq2。此外，第2d轴检测电流id2和第2q轴检测电流iq2统称并视为第2检测电流。
第2电压指令运算部624运算第2d轴电压指令vd2 *和第2q轴电压指令vq2 *，以使得第2电流指令与第2检测电流之间的偏差变小。第2d轴电压指令vd2 *和第2q轴电压指令vq2 *的运算方法不特别限定，可以使用公知的电压指令的运算方法。图4中例示了作为针对第2d轴电流指令id2 *与第2d轴检测电流id2之间的偏差的反馈控制器，使用比例/积分控制器的PI控制器624d来运算第2d轴电压指令vd2 *的结构。同样地，例示了作为针对第2q轴电流指令iq2 *与第2q轴检测电流iq2之间的偏差的反馈控制器，使用比例/积分控制器的PI控制器624q来运算第2q轴电压指令vq2 *的结构。
电流指令运算部5运算旋转坐标轴即dq轴上的第1d轴电流指令id1 *和第1q轴电流指令iq1 *以作为第1电流指令，并运算旋转坐标轴即dq轴上的第2d轴电流指令id2 *和第2q轴电流指令iq2 *以作为第2电流指令。
图5是示出了控制装置2中所具备的电流指令运算部5的简要结构的电路框图。
参照图5，电流指令运算部5包括第1电压利用状态运算部53、q轴电流调整值运算部54以及q轴电流指令运算部55。其中，首先，对第1电压利用状态运算部53进行说明。
图6是示出了电流指令运算部5中所具备的第1电压利用状态运算部53的简要结构的电路框图。
参照图6，第1电压利用状态运算部53涉及低电压侧的第1系统，根据第1直流电源电压Vdc1和第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *来运算第1电压利用状态x1。首先，第1电压利用状态运算部53根据第1直流电源电压Vdc1通过下式(1)来运算第1电源电路31的第1电源电压Vc1。
[数学式1]
Figure BDA0002668723510000111
其中，此处的第1电源电压Vc1设为与根据第1直流电源电压Vdc1而能输出的最大电压有关的值。kmax为最大调制率，这里，设kmax＝1。
此外，根据第2直流电源电压Vdc2通过下式(2)对第2电源电路32的第2电源电压Vc2进行运算。
[数学式2]
Figure BDA0002668723510000112
其中，此处的第2电源电压Vc2设为与根据第2直流电源电压Vdc2而能输出的最大电压有关的值。kmax为最大调制率，这里，设kmax＝1。
接着，第1电压利用状态运算部53通过下式(3)运算与第1功率转换器41的输出电压的大小有关的值即第1输出电压Vs1、和与第2功率转换器42的输出电压的大小有关的值即第2输出电压Vs2。
[数学式3]
Figure BDA0002668723510000121
其中，此处的第1输出电压Vs1设为第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *的平方和，第2输出电压Vs2设为第2三相电压指令vu2 *、vv2 *、vw2 *的平方和。
通过下式(4)对第1电压利用状态x1和第2电压利用状态x2进行运算。
[数学式4]
Figure BDA0002668723510000122
其中，此处的m示出了针对第1电源电压Vc1的冗余。若在电流指令值的运算阶段设为第1输出电压Vs1＝第1电源电压Vc1，则第1输出电压Vs1因微分项和电压干扰的影响而增加，有时也会导致瞬间发生电压饱和。在该情况下，只要使m变大，就能确保针对第1电源电压Vc1的冗余，能避免电压饱和。这里，为了简单起见，设m＝0。上式(4)示出能基于第1直流电源电压Vdc1和第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *来获得第1电压利用状态x1以作为与第1输出电压Vs1的大小有关的电压值这一情况。
另外，这里，若第1输出电压Vs1≤第1电源电压Vc1，则第1功率转换器41的输出电压不受电源电压的限制。然而，若第1输出电压Vs1>第1电源电压Vc1，则第1功率转换器41因电源电压的限制而不能生成所希望的输出电压，无法使所希望的电流通电。因此，在第1电压利用状态x1比预先设定好的判定值α1要大时，即，在第1输出电压Vs1-第1电源电压Vc1>α1时，电流指令运算部5运算将第1输出电压Vs1设为第1电源电压Vc1以下那样的电流指令。这里，设判定值α1＝0。
由此，电流指令运算部5通过运算第1电压利用状态x1，从而能获得第1输出电压Vs1相对于第1电源电压Vc1的比率。另外，电流指令运算部5也能判断在第1电压利用状态x1比判定值α1要大时，需要如避免输出电压的饱和那样的电流指令的运算方法。
接着，对于基于第1电压利用状态x1由q轴电流调整值运算部54提供电流调整值Δi的q轴电流指令运算部55的运算进行说明。此外，对于由q轴电流调整值运算部54运算的电流调整值Δi，将在后面阐述。
由q轴电流指令运算部55运算的第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *基于基本q轴电流指令Iq *而决定。基本q轴电流指令Iq *为永磁体同步电动机1为了产生所希望的输出转矩T而设定好的值，例如，作为与输出转矩T成正比的值，以Iq *＝T/Kt的方式给出。这里，Kt为转矩常数。第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *设定为两个的和成为基本q轴电流指令iq *，即、Iq *＝iq1 *+iq2 *。
图7是示出了电流指令运算部5中的第1电流指令和第2电流指令的运算处理的流程图。
参照图7，首先在步骤S1中，电流指令运算部5进行第1电压利用状态x1是否比判定值α1要大的判定。该判定的结果是，第1电压利用状态x1不大于判定值α1的情况相当于永磁体同步电动机1的转速慢时。在该情况下，前进至步骤S2，电流指令运算部5设电流调整值Δi＝0。之后，电流指令运算部5前进至步骤S3，对于第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *，如下式(5)那样，将第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *设定为相等。
[数学式5]
Figure BDA0002668723510000141
其中，(Iq */2)示出了第1q轴电流指令iq1 *与第2q轴电流指令iq2 *的平均值。另外，第1d轴电流指令id1 *和第2d轴电流指令id2 *以id1 *＝id2 *＝0的方式给出。即，电流指令运算部5在将电流调整值Δi设为0后，进行设iq1 *＝id2 *＝(Iq */2)的处理之后，结束运算处理。
与此相对，步骤S1的判定的结果是，第1电压利用状态x1比判定值α1要大的情况相当于永磁体同步电动机1的转速快时。在该情况下，输出电压因感应电压的影响而增大，且输出电压因电源电压的制约而变得容易饱和。电源电压较低的第1系统与电源电压较高的第2系统相比，输出电压易饱和，若输出电压饱和，则变得不能使电流按照指令值进行通电，从而导致输出转矩T降低。因此，本实施方式1中，在步骤S4和步骤S5中实施上述问题的对策。第1系统和第2系统的dq轴电压方程式由下式(6)和(7)表示。
[数学式6]
Figure BDA0002668723510000142
Figure BDA0002668723510000143
其中，在上式(6)和(7)中，vd1为第1系统的第1d轴电压，vd2为第2系统的第2d轴电压,vq1为第1系统的第1q轴电压,vq2为第2系统的第2q轴电压。另外，id1为第1系统的第1d轴电流，id2为第2系统的第2d轴电流,iq1为第1系统的第1q轴电流,iq2为第2系统的第2q轴电流。并且，R表示绕组电阻，Ld表示d轴电感，Lq表示q轴电感，
Figure BDA0002668723510000153
表示磁通交链数，ω表示电气角速度，p表示微分运算符。此外，在以下的说明中，将ω简称为转速。
此外，稳定状态下的第1系统的dq轴电压方程式设微分运算符p＝0由下式(8)表示。
[数学式7]
Figure BDA0002668723510000151
其中，本实施方式1中，利用q轴电流来避免输出电压的饱和。因此，以下为了简单说明，设id1 *＝id2 *＝0。此时，dq轴电压方程式由下式(9)表示。
[数学式8]
Figure BDA0002668723510000152
根据上式(9)可知，若转速ω变大，则第1绕组11的第1d轴电压vd1的绝对值和第1绕组11的第1q轴电压vq1的绝对值变大。另外，根据上式(9)也可知，第1q轴电流iq1的绝对值越小，第1d轴电压vd1的绝对值和第1q轴电压vq1的绝对值变得越小。由此可知，为了避免输出电压的饱和，可以使第1q轴电流iq1的绝对值变小。
与此相对，输出转矩T由第1q轴电流iq1与第2q轴电流iq2之和即基本q轴电流Iq(Iq＝iq1+iq2)来决定。因此，产生下述问题：若使第1q轴电流iq1的绝对值变小则会导致输出转矩T变小。因此，本实施方式1所涉及的电流指令运算部5关于电源电压较高且有余量的第2系统，进行使第2绕组12所涉及的第2q轴电流iq2变大的运算处理。其结果是，可以将基本q轴电流Iq维持在所希望的值，并产生所希望的输出转矩T。
以下，对用于边避免输出电压的饱和边获得所希望的输出转矩T的方式进行说明。该方式为可以在永磁体同步电动机1的转速ω较快时、即、在第1电压利用状态x1比判定值α要大时实施的方式。第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *由下式(10)表示。
[数学式9]
Figure BDA0002668723510000161
其中，基于由q轴电流调整值运算部54生成的q轴电流调整值Δi，对这些第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *进行运算。
具体而言，q轴电流指令运算部55为了避免第1系统的输出电压的饱和而进行以下运算。首先，q轴电流指令运算部55将第1绕组11的第1q轴电流iq1的目标值即第1q轴电流指令iq1 *运算为比第1q轴电流指令iq1 *与第2q轴电流指令iq2 *的平均值即Iq */2要小q轴电流调整值Δi。另外，为了产生所希望的输出转矩T，需要将基本q轴电流Iq的目标值即基本q轴电流指令Iq *维持在所希望的值。因此，q轴电流指令运算部55使第2绕组12的第2q轴电流iq2的目标值即第2q轴电流指令iq2 *比第1q轴电流指令iq1 *与第2q轴电流指令iq2 *的平均值即Iq */2要大q轴电流调整值Δi。
为了避免低电压侧的第1系统的输出电压的饱和，基于第1电压利用状态x1由q轴电流调整值运算部54来对q轴电流调整值Δi进行计算。q轴电流调整值运算部54在第1电压利用状态x1比判定值α1要大时，通过下式(11)来运算q轴电流调整值Δi。
[数学式10]
Δi＝kq·x1 (11)
其中，kq为用于运算Δi的比例增益。如上式(11)所示，第1电压利用状态x1越大，q轴电流调整值Δi就变得越大，其结果是，第1q轴电流指令iq1 *变小q轴电流调整值Δi，因此，能获得使第1系统的电压减少的效果。并且，第2q轴电压指令vq2 *变大q轴电流调整值Δi，因此，能获得将输出转矩T维持为固定的效果。
基于以上内容，在图7的运算处理中，在电流指令运算部5判断出第1电压利用状态x1比判定值α1要大的情况下，前进至步骤S4。然后，在步骤S4中，电流指令运算部5根据上式(11)，运算q轴电流调整值Δi。之后，在步骤S5中，电流指令运算部5根据上式(10)，运算第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *后，结束一系列的运算处理。
以下，对通过公知方式驱动了永磁体同步电动机1的情况、与通过本实施方式1所涉及的方式驱动永磁体同步电动机1的情况进行比较，示出基于本实施方式1的方式的效果。
图8是对通过公知的控制装置在两个系统中基于相同的电流指令来驱动永磁体同步电动机1时针对转速ω的各特性进行对比并示出的波形的时序图。图9是对通过本实施方式1所涉及的控制装置2来驱动永磁体同步电动机1时针对转速ω的各特性进行对比并示出的波形的时序图。无论在哪种情况下，A均表示输出转矩T的特性图，B均表示d轴电流的特性图，C均表示q轴电流的特性图。另外，D表示电流平方和的特性图，E表示第1输出电压Vs1的特性图，F表示第2输出电压Vs2的特性图。
参照图8A～图8F，在公知的控制装置中，以iq1 *＝iq2 *＝(Iq */2)的方式给出第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *。因此，在第1输出电压Vs1达到第1电源电压Vc1的转速ω1以上的转速ω下，目标值相应大小的电流因电压饱和而不能通电。由此，随着转速ω从转速ω1起增加，第1q轴电流iq1开始降低，输出转矩T降低。此时，第2输出电压Vs2相对于第2电源电压Vc2足够小，输出电压相对于电源电压有余量。
与此相对，参照图9A～图9F，在基于本实施方式1的方式中，通过第2q轴电流iq2的增加来弥补第1q轴电流iq1的降低。因此，在转速ω达到比转速ω1要高的转速ω2之前，可以将输出转矩T维持为固定。此时，在第2系统中，因第2q轴电流iq2的增加，第2输出电压Vs2比图8F的情况要增加。然而，如图9F所示那样，第2输出电压Vs2比第2电源电压Vc2要小，因此不发生输出电压的饱和。
图10是将通过控制装置2来驱动永磁体同步电动机1时针对转速ω的输出转矩T的特性C1与图8A～图8F中示出的公知技术的特性C2进行对比并示出的图。
参照图10，在转速ω达到转速ω1为止的期间，特性C1和特性C2均将输出转矩T保持为固定。然而，在超过转速ω1直到达到转速ω2为止的高速旋转区域中，可知在公知技术的特性C2的情况下输出转矩T降低。与此相对，在本实施方式1的特性C1的情况下，在所涉及的高速旋转区域中将输出转矩T保持为固定，与公知技术相比较，可知输出转矩T充分地得以提高。
根据以上说明的实施方式1所涉及的控制装置，基于低电压侧的第1系统的第1电压利用状态x1运算了高电压侧的第2系统的电流指令。由此，可以有效利用高电压侧有余量的电压部分，进行如避免低电压侧的第1系统的输出电压的饱和那样的电流指令的运算。因此，可以使高速旋转区域的输出转矩T充分地得以提高。
另外，实施方式1所涉及的电流指令运算部在第1电压利用状态x1比判定值α1要大的情况下，利用比第1q轴电流指令iq1 *的绝对值要大的值来计算第2q轴电流指令iq2 *的绝对值。由此，通过使第1q轴电流iq1的绝对值变小，来边避免低电压侧的第1系统的输出电压的饱和边使第2q轴电流iq2的绝对值变大，从而能使输出转矩T充分地得以提高。
并且，电流指令运算部对第2q轴电流指令iq2 *的绝对值，基于第1电压利用状态x1，运算为比第1q轴电流指令iq1 *的绝对值与第2q轴电流指令iq2 *的绝对值的平均值要大q轴电流调整值Δi。另外，电流指令运算部对第1q轴电流指令iq1 *的绝对值，基于第1电压利用状态x1，运算为比其平均值要小q轴电流调整值Δi。由此，通过使第1q轴电流iq1的绝对值变小，来边避免低电压侧的第1系统的输出电压的饱和边使第2q轴电流iq2的绝对值变大，从而能使输出转矩T充分地得以提高。
然而，本实施方式1中，为了便于说明，设第1d轴电流指令id1 *＝0来进行了说明。然而，在通过弱磁通控制设第1d轴电流指令id1 *<0的情况下，除了由q轴电流调整值Δi获得的效果外，还可以通过弱磁通控制的效果使输出转矩T提高直到达到更高的转速ω为止。
在这样的情况下，第1d轴电流指令id1 *由根据表示第1电流平方和Is1与第2电流平方和Is2相等这一情况的下式(12)所求出的下式(13)给出。
[数学式11]
Figure BDA0002668723510000201
Figure BDA0002668723510000202
其中，此处的第1电流平方和Is1为第1d轴电流指令id1 *的平方与第1q轴电流指令iq1 *的平方之和，第2电流平方和Is2为第2d轴电流指令id2 *的平方与第2q轴电流指令iq2 *的平方之和。
并且，第2d轴电流指令id2 *基于第2电压利用状态x2由下式(14)给出，以进行针对第2系统的弱磁通控制。
[数学式12]
Figure BDA0002668723510000203
其中，此处，kd2为用于运算第2d轴电流指令id2 *的比例增益。
第1电压利用状态x1变得越大，第1d轴电流指令id1 *的绝对值变得越大，从而弱磁通控制的效果越大。另外，上式(13)是对第1电流平方和Is1与第2电流平方和Is2相等这一条件进行变形而得到的。因此，可以决定第1d轴电流指令id1 *以使得第1电流平方和Is1与第2电流平方和Is2变为相等。若第1电流平方和Is1与第2电流平方和Is2相等，则发热不会偏于一个系统，而能获得可以抑制发热的效果。
此外，对第1电压利用状态x1还可以使用调制率来进行运算。图11是示出了第1电压利用状态运算部53'的其它例的简要结构的电路框图。基于第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *的平方和、以及根据第1直流电源电压Vdc1运算出的第1电源电压Vc1，如下式(15)那样对在该第1电压利用状态运算部53'中使用的调制率k进行运算。
[数学式13]
Figure BDA0002668723510000211
其中，可以将此处的目标调制率k*设定为kmax以下。这里，设k*＝kmax，来最大限度地利用电源电压。此外，在电源电压不具有余量的情况下，可以设定为k*＝kmax×0.9等。由此，即使在使用了调制率k的情况下，也可以基于第1直流电源电压Vdc1和第1三相电压指令vu1 *、vv1 *、vw1 *，来获得第1电压利用状态x1以作为与第1输出电压Vs1的大小有关的媒介变量值。
另外，在上述实施方式1的控制装置2中，构成为具有作为不同电压而预先输出高电压和低电压的两种电源电路、即第1电源电路31、第2电源电路32。与此相对，可以构成控制装置2以包括输出相同电压的两个电源电路。在该结构的情况下，电源电路的一方发生故障而使得电压降低，从而成为具有高电压侧和低电压侧这两种电源电路的结构，但通过应用实施方式1的电流指令运算部来维持基本功能。顺便说一下，此处的故障不是断线等完全无法使用的状态，而设为表示虽然因性能变差等而带来障碍但还可以继续使用的状态。
此外，可以是在发生故障之后，在第1电源电路31和第2电源电路32中互换了电源电压的大小关系的情况。例如，发生故障前，设为第2电源电路32的电压比第1电源电路31的电压要低的结构。在成为因发生故障而导致第1电源电路31的电压降低、第2电源电路32的电压比第1电源电路31的电压要高的结构的时刻，产生基本功能来弥补在发生故障后产生的电源电压的不足。
总之，只要第2电源电路32输出的第2直流电源电压Vdc2至少比第1电源电路31输出的第1直流电源电压Vdc1要高，就能获得本实施方式1所涉及的效果，其差越大则越能获得显著的效果。
上述实施方式1中，虽然采用了给出q轴电流调整值Δi以作为与第1电压利用状态x1成正比的值、来运算第2q轴电流指令iq2 *的方式，但本发明并不限定于该方式。可以利用基于第1电压利用状态x1的值来获得第2q轴电流指令iq2 *。例如，可以设为在给出了基于第1电压利用状态x1的等式制约或不等式制约以使得第1系统的输出电压不饱和的基础上，使用最佳化方式来运算满足等式制约或不等式制约的第2q轴电流指令iq2 *。
实施方式2.
本实施方式2的永磁体同步电动机1'的控制装置2'与实施方式1的控制装置2相比，其不同点在于，伴随互感介于永磁体同步电动机1'的第1绕组11和第2绕组12之间而变更了电流指令运算部5'的细节结构。
本实施方式2中的第1系统和第2系统的dq轴电压方程式由下式(16)和(17)给出。
[数学式14]
Figure BDA0002668723510000221
Figure BDA0002668723510000222
其中，在上式(16)和(17)中，vd1为第1系统的第1d轴电压，vd2为第2系统的第2d轴电压,vq1为第1系统的第1q轴电压,vq2为第2系统的第2q轴电压。另外，id1为第1系统的第1d轴电流，id2为第2系统的第2d轴电流,iq1为第1系统的第1q轴电流,iq2为第2系统的第2q轴电流。并且，R表示绕组电阻，Ld表示d轴自感，Lq表示q轴自感，Md表示d轴互感，Mq表示q轴互感，
Figure BDA0002668723510000233
表示磁通交链数，ω表示转速，p表示微分运算符。
本实施方式2中的稳定状态下的第1系统的dq轴电压方程式设微分运算符p＝0而由下式(18)来表示。
[数学式15]
Figure BDA0002668723510000231
其中，上式(18)中，在第1q轴电流iq1>0、第2q轴电流iq2>0、转速ω>0时，对第1d轴电流id1、第2d轴电流id2给出负值以作为弱磁通电流。此时，若对上式(18)使用第1d轴电流id1、第2d轴电流id2的绝对值来进行变形，则由下式(19)表示。
[数学式16]
Figure BDA0002668723510000232
根据上式(19)可知，第1d轴电流id1的绝对值越大，则第1d轴电压vd1的绝对值变得越大。然而，可知第1d轴电压vd1不依赖于第2d轴电流id2的绝对值。另外，可知第1d轴电流id1的绝对值和第2d轴电流id2的绝对值越大，则第1q轴电压vq1变得越小。由此，通过在第2d轴电流id2中使负电流通电，从而可以实施针对第1系统的弱磁通控制。并且，与实施方式1的情况同样地，即使基于使第1q轴电流iq1变小的方式，也可以减小第1系统的输出电压。
图12是示出了实施方式2所涉及的电流指令运算部5'的简要结构的电路框图。图13是示出了本发明的实施方式2所涉及的电流指令运算部5'中的第1电流指令和第2电流指令的运算处理的流程图。
参照图12，在电流指令运算部5'中，另外具备有基于第1电压利用状态x1来生成第1d轴电流指令id1 *、第2d轴电流指令id2 *的d轴电流指令运算部56。参照图13的运算处理，首先，与实施方式1同样地，在步骤S11中，电流指令运算部5'进行第1电压利用状态x1是否比判定值α1要大的判定。该判定的结果是，在第1电压利用状态x1不大于判定值α1的情况下，电流指令运算部5'前进至步骤S12，并设q轴电流调整值Δi＝0。之后，电流指令运算部5'前进至步骤S13，对于第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *，如上式(5)那样，将第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *设定为相等。并且，电流指令运算部5'在这之后前进至步骤S14，将第1d轴电流指令id1 *和第2d轴电压指令vd2 *设为零后，结束运算处理。
与此相对，步骤S11的判定的结果是，在第1电压利用状态x1比判定值α1要大的情况下，电流指令运算部5'前进至步骤S15。然后，在步骤S15中，电流指令运算部5'根据上式(11)，运算q轴电流调整值Δi。之后，在步骤S16中，电流指令运算部5'根据上式(10)，运算第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *。之后，电流指令运算部5'由下式(20)给出第1d轴电流指令id1 *和第2d轴电流指令id2 *后，结束一系列的运算处理。
[数学式17]
Figure BDA0002668723510000241
其中，此处的kd1为用于运算第1d轴电流指令id1 *的比例增益，kd2为用于运算第2d轴电流指令id2 *的比例增益。另外，在上式(20)中，设kd1>kd2。
根据上式(20)，第1电压利用状态x1越大，第1d轴电流指令id1 *和第2d轴电流指令id2 *的绝对值变得越大。因此，弱磁通控制的效果变得越大。此时，电流指令运算部5'根据q轴电流调整值Δi来减小第1q轴电流指令iq1 *，并使第2q轴电流指令iq2 *增加。其结果是，通过设kd1>kd2，从而可以抑制第2电流平方和Is2的增加量。
在上式(20)中，示出了通过电流指令运算部5'在满足kd1>kd2的范围内来调整比例增益kd1、kd2，以使得第1电流平方和Is1和第2电流平方和Is2变为相等。即，电流指令运算部5'在第1电流平方和Is1比第2电流平方和Is2要大时，使比例增益kd1变小，或使比例增益kd2变大。另一方面，电流指令运算部5'在第1电流平方和Is1比第2电流平方和Is2要小时，使比例增益kd1变大，或使比例增益kd2变小。
图14是对通过公知技术的一例所涉及的控制装置来驱动永磁体同步电动机1'时针对转速ω的各特性进行对比并示出的波形的时序图。图15是对通过公知技术的其它例所涉及的控制装置来驱动永磁体同步电动机1'时针对转速ω的各特性进行对比并示出的波形的时序图。图16是对通过本实施方式2所涉及的控制装置2'来驱动永磁体同步电动机1'时针对转速ω的各特性进行对比并示出的波形的时序图。无论在哪个图中，A均表示输出转矩的特性图，B均表示d轴电流的特性图，C均表示q轴电流的特性图。另外，D均表示电流平方和的特性图，E均表示第1输出电压Vs1的特性图，F均表示第2输出电压Vs2的特性图。
在公知技术的一例所涉及的控制装置中，以iq1 *＝iq2 *＝(Iq */2)的方式给出第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *。另外，基于第1电压利用状态x1给出第1d轴电流指令id1 *，并基于第2电压利用状态x2给出第2d轴电流指令id2 *。并且，由于第2直流电源电压Vdc2较大，第2输出电压Vs2与第2电源电压Vc2相比足够小，因此设第2d轴电流指令id2 *＝0。此外，在公知技术的一例所涉及的控制装置中，由于第1d轴电流指令id1 *变大从而电流平方和变大，因此为了防止过热状态对第1q轴电流指令iq1 *进行限制以使得电流平方和变为Imax的平方以下。
参照图14A～图14F，在公知技术的一例所涉及的控制装置中，从第1输出电压Vs1达到第1电源电压Vc1的转速ω1起设为第1d轴电流id1，使负电流通电，并进行弱磁通控制。在这样的情况下，第1电流平方和Is1随着第1d轴电流id1的绝对值的增加而变大。由此，从达到Imax的平方的转速ω3起，对第1q轴电流指令iq1 *施加限制，第1q轴电流iq1开始降低，输出转矩T降低。此时，第2输出电压Vs2相对于第1电源电压Vc1足够小，输出电压相对于电源电压有余量。
在公知技术的其它例所涉及的控制装置中，以iq1 *＝iq2 *＝(Iq */2)的方式给出第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *。另外，基于第1电压利用状态x1给出第1d轴电流指令id1 *，并以与第1d轴电流指令id1 *相同的值给出第2d轴电流指令id2 *。所涉及的方式与参照图8A～图8F来说明的情况共通。并且，在公知技术的其它例所涉及的控制装置中，电流平方和随着第1d轴电流指令id1 *和第2d轴电流指令id2 *变大而变大。因此，为了防止过热状态，对第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *进行限制，以使得电流平方和变为Imax的平方以下。
参照图15A～图15F，在公知技术的其它例所涉及的控制装置中，从第1输出电压Vs1达到第1电源电压Vc1的转速ω1起设为第1d轴电流id1和第2d轴电流id2，使负电流通电，并进行弱磁通控制。在这样的情况下，第1电流平方和Is1和第2电流平方和Is2随着第1d轴电流id1的绝对值和第2d轴电流id2的绝对值的增加而变大。因此，从达到Imax的平方的转速ω4起，对第1q轴电流指令iq1 *和第2q轴电流指令iq2 *施加限制。其结果是，第1q轴电流iq1和第2q轴电流iq2开始降低，输出转矩T降低。此时，第2输出电压Vs2相对于第1电源电压Vc1足够小，输出电压相对于电源电压有余量。顺便说一下，在图15D的电流平方和的特性中，成为第1电流平方和Is1＝第2电流平方和Is2的关系。
与此相对，在图16A～图16F的本实施方式2所涉及的控制装置2'中，从第1输出电压Vs1达到第1电源电压Vc1的转速ω1起使第1q轴电流iq1减少，并利用第2q轴电流iq2的增加来补充其减少部分。因此，可以将输出转矩T保持为固定直到达到转速ω4以上的较高转速为止。另外，在本实施方式2所涉及的控制装置2'中，基于第1电压利用状态x1来运算第1d轴电流id1和第2d轴电流id2。可以利用该第2d轴电流id2经由互感来进行对第1系统的弱磁通控制。此时，因第2q轴电流iq2的增加，第2输出电压Vs2比图15F的情况要增加，但与第2电源电压Vc2相比足够小，不发生输出电压的饱和。顺便说一下，对于图16D的电流平方和的特性，也变为第1电流平方和Is1＝第2电流平方和Is2的关系。
图17是将通过本发明实施方式2所涉及的控制装置2'来驱动永磁体同步电动机1'时针对转速ω的输出转矩T的特性C3与图14A～图14F的公知技术的一例所涉及的特性C4和图15A～图15F的公知技术的其它例所涉及的特性C5进行对比并示出的图。
参照图17，在公知技术的一例所涉及的特性C4中，在转速ω超过了转速ω3的时刻，输出转矩T降低，在公知技术的其它例所涉及的特性C5中，在转速ω超过了转速ω4的时刻，输出转矩T降低。其中，转速ω的关系为转速ω4>转速ω3。由此，可知特性C5比特性C4提高了高速旋转区域的输出转矩T。与此相对，可知在本实施方式2所涉及的特性C3中，即使超过转速ω4也能将输出转矩T保持为固定，在高速旋转区域中进一步提高了输出转矩T。
在本实施方式2的控制装置中，以使互感介于永磁体同步电动机1'中的第1绕组11与第2绕组12之间这一情况为前提。另外，电流指令运算部运算旋转坐标轴上的第1d轴电流指令id1 *和第1q轴电流指令iq1 *以作为第1电流指令。并且，电流指令运算部运算旋转坐标轴上的第2d轴电流指令id2 *和第2q轴电流指令iq2 *以作为第2电流指令,并基于第1电压利用状态x1来运算第2d轴电流指令id2 *。即，电流指令运算部基于第1电压利用状态x1，来运算第2d轴电流指令id2 *。因此，能利用第2d轴电流id2经由互感来进行针对低电压侧的第1系统的输出电压的弱磁通控制。其结果是，能避免电压电压较低的第1系统的输出电压的饱和，从而能使高速旋转区域的输出转矩T充分地得以提高。
另外，电流指令运算部在第1电压利用状态x1比判定值α1要大的情况下，利用比第1q轴电流指令iq1 *的绝对值要大的值来计算第2q轴电流指令iq2 *的绝对值。其结果是，通过使第1q轴电流iq1的绝对值变小，来边避免低电压侧即第1系统的输出电压饱和，边使第2q轴电流iq2的绝对值变大，从而能使输出转矩T充分地得以提高。也可以使实施方式1的电流指令运算部应用该控制功能。
并且，电流指令运算部基于第1电压利用状态x1，对第2q轴电流指令iq2 *的绝对值进行运算，使其比第1q轴电流指令iq1 *的绝对值与第2q轴电流指令iq2 *的绝对值的平均值要大q轴电流调整值Δi。另外，电流指令运算部基于第1电压利用状态x1，对第1q轴电流指令iq1的绝对值进行运算，使其比所涉及的平均值要小q轴电流调整值Δi。其结果是，通过使第1q轴电流iq1的绝对值变小，来边避免低电压侧的第1系统的输出电压的饱和，边使第2q轴电流iq2的绝对值变大，从而可以使输出转矩T充分地得以提高。该控制功能与实施方式1的电流指令运算部的情况同样。
然而，上述例子中，利用与第1电压利用状态x1成正比的值设定了第1d轴电流指令id1 *、第2d轴电流指令id2 *。然而，只要是基于第1电压利用状态x1来计算的方法即可，也可以利用其它方法来设定。在第1q轴电流指令iq1 *、第2q轴电流指令iq2 *的设定中，可以将第1q轴电流指令iq1 *的绝对值设定为小于第2q轴电流指令iq2 *的绝对值，将第1d轴电流指令id1 *的绝对值设为超过第2d轴电流指令id2 *的绝对值。由此，能防止电流平方和偏于第1系统和第2系统的某一个而变大，以抑制温度上升。并且，若将第1电流平方和Is1和第2电流平方和Is2设定为相等，则第1系统和第2系统的发热变为均等，可以进一步稳定地抑制温度上升。
在将第1电流平方和Is1和第2电流平方和Is2设定为相等时，例如，可以如下式(21)和(22)那样进行设定。
[数学式18]
Figure BDA0002668723510000291
Figure BDA0002668723510000292
即，电流指令运算部利用上式(21)来计算与第1电压利用状态x1成正比的第1d轴电流指令id1 *，利用上式(22)来计算在电流平方和变为相等的条件下所获得的第2d轴电流指令id2 *。
电流指令运算部计算第2q轴电流指令iq2 *的绝对值以使其变大，另一方面，计算第2d轴电流指令的绝对值以使其比第1d轴电流指令id1 *的绝对值要小。其结果是，能减小流过第2绕组12的电流，能抑制发热。可以使实施方式1的电流指令运算部也应用该控制功能。
另外，电流指令运算部将第1d轴电流指令id1 *的平方与第1q轴电流指令iq2 *的平方之和即第1电流平方和Is1、以及第2d轴电流指令id2 *的平方与第2q轴电流指令iq2 *的平方之和即第2电流平方和Is2设为相等。其结果是，能使第1绕组11和第2绕组12的发热均等，能防止发热仅集中于一个绕组从而产生过度的温度上升的情况。该控制功能与实施方式1的电流指令运算部的情况同样。
此外，在本实施方式2中，示出了基于第1电压利用状态x1来运算d轴电流指令和q轴电流指令的方法。然而，取而代之地，也可以仅使用d轴电流指令。即，可以设为q轴电流指令以现有方法的iq1 *＝iq2 *＝(Iq */2)的方式给出，并由上式(20)给出d轴电流指令。对于这样的情况，也基于第1电压利用状态x1，来运算第2d轴电流指令id2 *。由此，控制装置能利用第2电流指令进行针对第1系统的弱磁通控制。其结果是，能避免因输出电压饱和而在第1绕组11和第2绕组12中与电流指令对应的电流无法通电这一情况。
即，在本实施方式2中，关于第2电流指令，给出q轴电流调整值Δi以作为与第1电压利用状态成正比的值来运算第2q轴电流指令，并运算了第2d轴电流指令以作为与第1电压利用状态x1成正比的值。然而，并不限于该运算方法，第2电流指令也可以为基于第1电压利用状态x1的值。例如，可以在给出了基于第1电压利用状态x1的等式制约或不等式制约以使得第1系统的输出电压不饱和的基础上，使用最优化方式来运算满足等式制约或不等式制约的第2电流指令。
实施方式3.
实施方式3为包括了上述实施方式1、实施方式2的某个所涉及的永磁体同步电动机1和控制装置2或永磁体同步电动机1'和控制装置2'的电动助力转向系统。
图18是示出了本发明实施方式3所涉及的电动助力转向装置的简要结构的图。
参照图18，电动助力转向系统中，在结构上转向轴103中的一端侧安装有方向盘101，在另一端侧通过齿条·小齿轮105安装有车轮104。另外，在转向轴103中的方向盘101侧设置有转矩传感器102。并且，在转向轴103上的齿条·小齿轮105侧，在与轴本身的逆时针方向的旋转方向垂直的方向上沿顺时针进行旋转的轴上安装有实施方式1或实施方式2中所说明的永磁体同步电动机1、1'。并且，转矩传感器102和永磁体同步电动机1与实施方式1或实施方式2中所说明的控制装置2、2'相连接。
其中，永磁体同步电动机1、1'起到辅助驾驶员转向的作用。转矩传感器102起到检测驾驶员的转向转矩的作用。在该电动助力转向系统中，由驾驶员施加至方向盘101的转向转矩通过转矩传感器102的扭杆和转向轴103，并经由齿条·小齿轮105传递到齿条，从而使车轮104转向。此时，永磁体同步电动机1、1'由控制装置2、2'驱动，产生辅助力以作为输出。辅助力传递至转向轴103，减轻在转向时驾驶员所施加的转向转矩。
可以例示下述情况，即：将控制装置2、2'中的第1电源电路31设为12V电池，将第2电源电路32设为48V电池。该情况下，第1电流指令和第2电流指令基于由转矩传感器102检测出的驾驶员的转向转矩进行计算。例如，利用与驾驶员的转向转矩成正比的值计算用于计算第1电流指令和第2电流指令的基本q轴电流指令Iq *。
这样结构的电动助力转向系统中，由于包括上述实施方式1、2的某个所涉及的控制装置2、2'，因此电流指令运算部5、5'基于驾驶员的转向转矩来运算第1电流指令和第2电流指令。由此，若基于驾驶员的转向转矩来运算第1电流指令和第2电流指令，则即使在高速转向时，也能从永磁体同步电动机1、1'中获得与驾驶员的转向转矩对应的辅助力。其结果是，能提供能舒适地进行转向的电动助力转向装置。
实施方式4.
实施方式4为包括了上述实施方式1、实施方式2的某个所涉及的永磁体同步电动机1和控制装置2或永磁体同步电动机1'和控制装置2'的电动车辆。
参照图19，优选使该电动车辆应用于作为其中一例的电动车(EV)。在该电动车辆中，永磁体同步电动机1和控制装置2或永磁体同步电动机1'和控制装置2'设置于车体106。在永磁体同步电动机1、1'产生的车辆驱动用的转矩经由驱动用齿轮107传递至车轮104，从而车轮104旋转。其结果是，电动车辆前进、后退。
在控制装置2、2'中，基于驾驶员的加速踏板的操作量来运算第1电流指令和第2电流指令，从而获得可实现驾驶员意图的行驶那样的车辆驱动用的转矩。例如，控制装置2、2'利用与驾驶员的加速踏板的操作量成正比的值计算用于计算第1电流指令和第2电流指令的基本q轴电流指令Iq *。
这样结构的电动车辆中，由于包括上述实施方式1、2的某个所涉及的控制装置2、2'，因此电流指令运算部5、5'基于驾驶员的转向转矩来运算第1电流指令和第2电流指令。由此，若基于驾驶员的加速踏板的操作量来运算第1电流指令和第2电流指令，则即使在高速行驶时，也能获得与驾驶员的加速踏板的操作量对应的车辆驱动用的转矩。其结果是，可以提供能舒适地进行行驶的电动车辆。
顺便说一下，电动车辆在为电动车的情况下，通常构成为使用两台均为48V的电池来对与车辆驱动用的永磁体同步电动机1、1'相连接的第1功率转换器41、第2功率转换器42进行供电。然而，若一台电池发生故障，则变为控制装置2、2'中例如包括输出48V的正常侧的电池即第2电源电路32、和输出比48V要低的电压的故障侧的电池即第1电源电路31的结构。即使这样的状况下，也能使高速旋转区域的输出转矩T充分地得以提高。或者，也可以不拘于故障，而构成为包括了输出48V的正常侧的电池即第2电源电路32、和向在实施方式3中所说明的电动助力转向装置等进行供电的12V电池即第1电源电路31。
此外，上述各实施方式可以不限于上述结构，可以将它们进行组合。另外，也可以与现有方法进行组合。例如，可以构成为根据第1电压利用状态x1和第2电压利用状态x2这两者来计算q轴电流调整值Δi和第2d轴电流指令id2 *。
即，本发明不局限于上述的各实施方式，可在不脱离本技术要旨的范围内进行各种变形，权利要求书所记载的技术思想中包含的所有技术事项都成为本发明的对象。上述各实施方式示出了优选例，但对于本领域技术人员可以根据公开的内容实现各种变形例。在那样的情况下，这些变形例也包含于所附的权利要求书中。
标号说明
1、1' 永磁体同步电动机、
2、2' 控制装置、
5、5' 电流指令运算部、
11 第1绕组、
12 第2绕组、
13 角度检测器、
31 第1电源电路、
32 第2电源电路、
41 第1功率转换器、
42 第2功率转换器、
53、53' 第1电压利用状态运算部、
54 q轴电流调整值运算部、
55 q轴电流指令运算部、
56 d轴电流指令运算部、
61 第1电流控制部、
62 第2电流控制部、
101 方向盘、
102 转矩传感器、
103 转向轴、
104 车轮、
105 齿条·小齿轮、
106 车体、
107 驱动用齿轮、
613 第1坐标转换部、
623 第2坐标转换部、
614 第1电压指令运算部、
624 第2电压指令运算部、
614d、614q、624d、624q PI控制器。

Claims (9)

1.一种永磁体同步电动机的控制装置，该永磁体同步电动机具有第1绕组和第2绕组，所述永磁体同步电动机的控制装置的特征在于，包括：
第1功率转换器，该第1功率转换器向所述第1绕组施加电压；
第2功率转换器，该第2功率转换器向所述第2绕组施加电压；
第1电源电路，该第1电源电路向所述第1功率转换器进行供电；
第2电源电路，该第2电源电路利用比所述第1电源电路要高的高电压来向所述第2功率转换器进行供电；
电流指令运算部，该电流指令运算部运算在所述第1绕组中通电的电流的目标值即第1电流指令、和在所述第2绕组中通电的电流的目标值即第2电流指令；
第1电流控制部，该第1电流控制部根据所述第1电流指令来控制所述第1功率转换器的输出电压；以及
第2电流控制部，该第2电流控制部根据所述第2电流指令来控制所述第2功率转换器的输出电压，
所述电流指令运算部运算与所述第1功率转换器的输出电压相对于由所述第1电源电路供电时所输出的电源电压的大小有关的指标值即第1电压利用状态，并基于该第1电压利用状态来运算所述第2电流指令。
2.如权利要求1所述的永磁体同步电动机的控制装置，其特征在于，
所述永磁体同步电动机在所述第1绕组和所述第2绕组之间具有互感，
所述电流指令运算部运算旋转坐标轴上的第1d轴电流指令和第1q轴电流指令以作为所述第1电流指令，并运算旋转坐标轴上的第2d轴电流指令和第2q轴电流指令以作为所述第2电流指令，基于所述第1电压利用状态来运算该第2d轴电流指令。
3.如权利要求2所述的永磁体同步电动机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令运算部在所述第1电压利用状态比判定值要大的情况下，利用比所述第1d轴电流指令的绝对值要大的值来计算所述第2d轴电流指令的绝对值。
4.如权利要求1至3的任一项所述的永磁体同步电动机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令运算部运算旋转坐标轴上的第1d轴电流指令和第1q轴电流指令以作为所述第1电流指令，并运算旋转坐标轴上的第2d轴电流指令和第2q轴电流指令以作为所述第2电流指令，在所述第1电压利用状态比判定值要大的情况下，利用比所述第1q轴电流指令的绝对值要大的值来计算所述第2q轴电流指令的绝对值。
5.如权利要求4所述的永磁体同步电动机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令运算部利用比所述第1d轴电流指令的绝对值要小的值来计算所述第2d轴电流指令的绝对值。
6.如权利要求4或5所述的永磁体同步电动机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令运算部进行使所述第1d轴电流指令的平方与所述第1q轴电流指令的平方之和即第1电流平方和、与所述第2d轴电流指令的平方与所述第2q轴电流指令的平方之和即第2电流平方和相等的运算。
7.如权利要求4至6的任一项所述的永磁体同步电动机的控制装置，其特征在于，
所述电流指令运算部基于所述第1电压利用状态来对所述第2q轴电流指令的绝对值进行运算，使所述第2q轴电流指令的绝对值比所述第1q轴电流指令的绝对值与所述第2q轴电流指令的绝对值的平均值要大q轴电流调整值Δi，对该第1q轴电流指令的绝对值进行运算，使该第1q轴电流指令的绝对值为比该平均值要小该q轴电流调整值Δi。
8.一种电动助力转向装置，包括权利要求1至7的任一项所述的永磁体同步电动机的控制装置中的该永磁体同步电动机和该控制装置，所述电动助力转向装置的特征在于，
所述电流指令运算部基于驾驶员的转向转矩，来运算所述第1电流指令和所述第2电流指令。
9.一种电动车辆，包括权利要求1至7的任一项所述的永磁体同步电动机的控制装置中的该永磁体同步电动机和该控制装置，所述电动车辆的特征在于，
所述电流指令运算部基于驾驶员的加速踏板的操作量，来运算所述第1电流指令和所述第2电流指令。
CN201880090857.3A 2018-03-19 2018-03-19 永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置及电动车辆 Active CN111869092B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/010900 WO2019180795A1 (ja) 2018-03-19 2018-03-19 永久磁石同期電動機の制御装置、電動パワーステアリング装置、及び電動車両

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111869092A true CN111869092A (zh) 2020-10-30
CN111869092B CN111869092B (zh) 2024-04-09

Family

ID=67986784

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201880090857.3A Active CN111869092B (zh) 2018-03-19 2018-03-19 永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置及电动车辆

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11152881B2 (zh)
EP (1) EP3771088B1 (zh)
JP (1) JP6851542B2 (zh)
CN (1) CN111869092B (zh)
WO (1) WO2019180795A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7294814B2 (ja) * 2019-01-10 2023-06-20 株式会社ジェイテクト 転舵制御装置
KR102637909B1 (ko) * 2019-01-23 2024-02-19 에이치엘만도 주식회사 전동식 파워 스티어링 시스템의 리던던시 회로
FR3106458B1 (fr) * 2020-01-20 2021-12-17 Safran Electrical & Power Procédé de commande d’une machine électrique
US11936309B2 (en) * 2020-05-22 2024-03-19 Mitsubishi Electric Corporation Permanent-magnet-synchronous electric motor control device and electric power steering device provided with same

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140312809A1 (en) * 2013-01-17 2014-10-23 Denso Corporation Apparatus for controlling a multi-winding rotary machine
CN104158454A (zh) * 2013-05-13 2014-11-19 三菱电机株式会社 同步电机控制装置
JP2015173554A (ja) * 2014-03-12 2015-10-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ制御装置
JP2016010188A (ja) * 2014-06-23 2016-01-18 株式会社デンソー 多重巻線回転電機の制御装置
CN106031019A (zh) * 2014-02-21 2016-10-12 三菱电机株式会社 交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装置
JP6022951B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
JP2017158233A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2939983B1 (fr) * 2008-12-11 2010-12-31 Liebherr Aerospace Toulouse Sas Dispositif a machine electrique polyphasee et machine electrique associee
JP5603360B2 (ja) * 2011-06-24 2014-10-08 三菱電機株式会社 モータ制御装置およびそれを用いた電動パワーステアリング装置
JP6285256B2 (ja) * 2014-04-02 2018-02-28 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
US10205416B2 (en) * 2015-02-24 2019-02-12 Mitsubishi Electric Corporation Electric driving apparatus and electric power steering apparatus
JP6445937B2 (ja) 2015-07-03 2018-12-26 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動パワーステアリング装置
JP6555163B2 (ja) * 2016-03-17 2019-08-07 株式会社デンソー 制御システム
US11529990B2 (en) * 2018-03-20 2022-12-20 Denso Corporation Signal control apparatus and electric power steering apparatus using same

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140312809A1 (en) * 2013-01-17 2014-10-23 Denso Corporation Apparatus for controlling a multi-winding rotary machine
JP6022951B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
CN104158454A (zh) * 2013-05-13 2014-11-19 三菱电机株式会社 同步电机控制装置
CN106031019A (zh) * 2014-02-21 2016-10-12 三菱电机株式会社 交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装置
US20160329850A1 (en) * 2014-02-21 2016-11-10 Mitsubishi Electric Corporation Control apparatus for ac rotary machine and control apparatus for electric power steering
JP2015173554A (ja) * 2014-03-12 2015-10-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ制御装置
JP2016010188A (ja) * 2014-06-23 2016-01-18 株式会社デンソー 多重巻線回転電機の制御装置
JP2017158233A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP6851542B2 (ja) 2021-03-31
WO2019180795A1 (ja) 2019-09-26
JPWO2019180795A1 (ja) 2020-09-03
EP3771088B1 (en) 2022-01-26
EP3771088A1 (en) 2021-01-27
EP3771088A4 (en) 2021-03-24
CN111869092B (zh) 2024-04-09
US11152881B2 (en) 2021-10-19
US20210058018A1 (en) 2021-02-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10300940B2 (en) Electric power steering apparatus
JP6445937B2 (ja) 電動パワーステアリング装置
CN111869092A (zh) 永磁体同步电动机的控制装置、电动助力转向装置及电动车辆
JP2018182780A (ja) 多相回転機の制御装置
JP6428248B2 (ja) モータ制御装置
JP6246496B2 (ja) 電気自動車の制御装置
WO2016098693A1 (ja) 電動パワーステアリング装置及び車両搭載機器の制御装置
CN110089022B (zh) 马达控制装置以及电动车辆
JP5043981B2 (ja) 電動パワーステアリング装置
JP2014230351A (ja) 電気自動車の制御装置
JP2010208592A (ja) 車両用操舵装置
JP3840030B2 (ja) 電気車の駆動制御装置
JP6663724B2 (ja) 電動モータ装置
JP7292507B2 (ja) モータ制御装置、及び電動パワーステアリング装置
JP6249923B2 (ja) モータ制御装置
WO2023026625A1 (ja) 同期電動機の駆動装置、同期電動機の駆動方法
JP7313554B2 (ja) 永久磁石同期電動機の制御装置およびそれを備えた電動パワーステアリング装置
WO2023181954A1 (ja) 発電システムとそれを用いた電気駆動システム
JP5751442B2 (ja) モータ制御装置および車両用操舵装置
JP2010063287A (ja) 電気車制御装置
JP2009081915A (ja) モータ制御装置
JP5495019B2 (ja) モータ制御装置および車両用操舵装置
JP2004312825A (ja) モータ制御装置
JP2012239281A (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant