CN110089022B - 马达控制装置以及电动车辆 - Google Patents

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Abstract

本发明的课题在于提供一种能够谋求功率的提高以及扭矩脉动的减少的马达控制装置。本发明的马达控制装置(610)根据扭矩指令值(T*)和马达(200)的角速度(ω)以及转子位置(θ)来控制具有相间独立卷绕的绕组(201～203)的马达(200)的驱动电流。并且，根据扭矩指令值(T*)的大小来改变驱动电流(iu、iv、iw)中的零相电流的比率。结果，得以谋求功率的提高，而且，当扭矩指令值(T*)减小时，驱动电流中的零相电流的比率减小、扭矩脉动得到抑制。

Description

马达控制装置以及电动车辆
技术领域
本发明涉及马达控制装置以及电动车辆。
背景技术
混合动力汽车、电动汽车出于提高驱动力的观点而要求提高马达功率。例如，在专利文献1记载的发明中，通过对马达的驱动电流使用准矩形波电流来增加电流实效值、提高功率。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006-136144号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在专利文献1记载的方法中，由于始终将马达的驱动电流设为准矩形波，因此有导致扭矩脉动增大之虞。
解决问题的技术手段
根据本发明的一形态，一种马达控制装置，其根据扭矩指令值和马达的角速度以及转子位置来控制具有相间独立卷绕的绕组的马达的驱动电流，该马达控制装置根据所述扭矩指令值的大小来改变所述驱动电流中的零相电流的比率。
发明的效果
根据本发明，能够谋求功率的提高以及扭矩脉动的减少。
附图说明
图1为表示本发明的一实施方式的搭载有马达的混合动力型电动汽车的概略构成的图。
图2为表示电力转换装置的构成的框图。
图3为表示马达控制装置的详情的框图。
图4为表示电流指令运算处理的一例的流程图。
图5为说明驱动电流的图。
图6为说明零相反电动势补偿部的详情的框图。
图7为说明变形例1的流程图。
图8为表示变形例1中的驱动电流、驱动电流的正弦波分量以及零相电流的图。
图9为说明变形例2的马达控制装置的框图。
具体实施方式
下面，参考附图，对本发明的具体实施方式进行说明。再者，本发明不限定于以下实施方式，本发明的技术性概念中的各种变形例和应用例也包含在其范围内。
图1为表示本发明的一实施方式的搭载有马达的混合动力型电动汽车的概略构成的图。车辆100中搭载有发动机120、马达200及电池180。在需要马达200的驱动力的情况下，电池180经由电力转换装置600对马达200供给直流电，在再生行驶时，电池180从马达200接收直流电。电池180与马达200之间的直流电的授受经由电力转换装置600来进行。此外，虽未图示，但车辆100中搭载有供给低电压电力(例如14伏系电力)的电池，例如用作控制系统的电源。
发动机120及马达200的旋转扭矩经由变速器130和差动齿轮160传递至前轮110。变速器130由变速器控制装置134控制。发动机120由发动机控制装置124控制。电池180由电池控制装置184控制。变速器控制装置134、发动机控制装置124、电池控制装置184、电力转换装置600及统合控制装置170通过通信线路174连接在一起。
统合控制装置170是比变速器控制装置134、发动机控制装置124、电力转换装置600及电池控制装置184上位的控制装置。统合控制装置170经由通信线路174从变速器控制装置134、发动机控制装置124、电力转换装置600及电池控制装置184分别接收表示它们的各状态的信息。统合控制装置170根据获取到的这些信息来运算各控制装置的控制指令。运算出的控制指令经由通信线路174发送至各控制装置。
高电压的电池180由锂离子电池或镍氢电池等二次电池构成，输出250伏至600伏或者以上的高电压的直流电。电池控制装置184将电池180的充放电状况、构成电池180的各单位单元电池的状态经由通信线路174输出至统合控制装置170。
当统合控制装置170根据来自电池控制装置184的信息判断电池180需要充电时，则对电力转换装置600发出发电运转的指示。此外，统合控制装置170主要进行发动机120及马达200的输出扭矩的管理、发动机120的输出扭矩与马达200的输出扭矩的综合扭矩、扭矩分配比的运算处理，并将基于该运算处理结果的控制指令发送至变速器控制装置134、发动机控制装置124及电力转换装置600。电力转换装置600根据来自统合控制装置170的扭矩指令、以产生与指令一致的扭矩输出或发电电力的方式控制马达200。
如后文所述，电力转换装置600中配备有运转马达200用的逆变器、生成对逆变器的开关信号的马达控制装置。电力转换装置600根据来自统合控制装置170的指令来控制逆变器，由此使马达200作为电动机或者作为发电机进行动作。
图2为表示电力转换装置600的构成的框图。电力转换装置600具备马达控制装置610、逆变器620及电流传感器220。马达200由未连接有中性点的埋入磁铁同步马达等构成。马达200上设置有检测转子的位置并输出检测到的转子位置θ的位置传感器210。电流传感器220检测流至马达200的定子上卷绕的U相绕组201、V相绕组202及W相绕组203的电流，并输出检测到的三相电流iu、iv、iw。
逆变器620中设置有U相全桥逆变器621、V相全桥逆变器622及W相全桥逆变器623，它们并联到作为直流电源的电池180。马达200的U相绕组201连接至U相全桥逆变器621的输出端子，V相绕组202连接至V相全桥逆变器622的输出端子，W相绕组203连接至W相全桥逆变器623的输出端子。马达200未连接有中性点，可以分别独立地控制流至U相绕组201、V相绕组202及W相绕组203的电流。
U相全桥逆变器621由开关元件621a～621d构成。开关元件621a配置在U相左桥臂上臂。开关元件621b配置在U相左桥臂下臂。开关元件621c配置在U相右桥臂上臂。开关元件621d配置在U相右桥臂下臂。
V相全桥逆变器622由开关元件622a～622d构成。开关元件622a配置在V相左桥臂上臂。开关元件622b配置在V相左桥臂下臂。开关元件622c配置在V相右桥臂上臂。开关元件622d配置在V相右桥臂下臂。
W相全桥逆变器623由开关元件623a～623d构成。开关元件623a配置在W相左桥臂上臂。开关元件623b配置在W相左桥臂下臂。开关元件623c配置在W相右桥臂上臂。开关元件623d配置在W相右桥臂下臂。
开关元件621a～621d、开关元件622a～622d以及开关元件623a～623d是将金属氧化膜型场效应晶体管(MOSFET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)等与二极管组合而构成的。在本实施方式中，以使用MOSFET和二极管的构成来进行说明。
根据马达控制装置610中生成的开关信号将开关元件621a～621d、开关元件622a～622d以及开关元件623a～623d导通或断开，由此，逆变器620将从电池180施加的直流电压转换为交流电压。转换得到的交流电压施加至马达200的定子上卷绕的三相绕组201～203，产生三相交流电流。该三相交流电流使马达200产生旋转磁场，使得马达200的转子旋转。马达控制装置610根据来自统合控制装置170的扭矩指令值T*、由电流传感器220检测到的三相电流iu、iv、iw、由位置传感器210检测到的转子位置θ对逆变器620进行PWM控制。
图3为表示马达控制装置610的详情的框图。马达控制装置610具备电流指令运算部10、dq轴电流控制部20、开关信号生成部30、dq转换部40、零相电流算出部50、零相电流控制部60、速度转换部70及零相反电动势补偿部80。
dq转换部40根据由电流传感器220检测到的三相电流iu、iv、iw和由位置传感器210检测到的转子位置θ来输出dq轴电流检测值id、iq。速度转换部70根据由位置传感器210检测到的转子位置θ来输出转子的角速度ω。零相电流算出部50根据输入的三相电流iu、iv、iw来算出零相电流iz。像下式(1)那样算出零相电流iz。
iz＝iu/√3+iv/√3+iw/√3…(1)
电流指令运算部10根据输入的扭矩指令值T*、角速度ω及转子位置θ来算出dq轴电流指令值id*、iq*以及零相电流指令值iz*。在本实施方式中，电流指令运算部10中的运算处理具有特征，详细处理将于后文叙述。
dq轴电流控制部20根据从电流指令运算部10输入的dq轴电流指令值id*、iq*和从dq转换部40输入的dq轴电流检测值id、iq而使用比例控制、积分控制等来输出dq轴电压指令值vd*、vq*。零相电流控制部60根据从电流指令运算部10输入的零相电流指令值iz*和由零相电流算出部50算出的零相电流iz而使用比例控制、积分控制等来输出零相电压指令值vz*。
从零相电流控制部60输出的零相电压指令值vz*与从零相反电动势补偿部80输出的零相反电动势补偿值vz**相加，信号(vz*+vz**)输入至开关信号生成部30。零相反电动势补偿值vz**用于降低零相电流指令值iz*与检测到的零相电流iz的背离，以消除反电动势的零相分量的方式对零相电压指令值vz*进行补偿。零相反电动势补偿部80的详细处理将于后文叙述。
dq轴电压指令值vd*、vq*和零相电压指令值vz*与零相反电动势补偿值vz**的和即(vz*+vz**)输入至开关信号生成部30。开关信号生成部30根据这些值来生成将开关元件621a～621d、622a～622d及623a～623d导通或断开的开关信号。开关信号输入至逆变器620，通过开关元件621a～621d、622a～622d及623a～623d的导通断开动作，马达驱动电流流至马达200的三相绕组201～203。
马达驱动电流通常被控制为正弦波，生成驱动所需的旋转磁场。但是，在将驱动电流控制为正弦波的情况下，在正弦波的最大值达到规定电流后无法增加驱动电流的实效值，从而无法提高功率。在本发明中，像以下说明的那样根据马达的运转条件(扭矩指令值T*的大小)来流通零相电流iz，由此谋求功率的提高而且抑制扭矩脉动的增加。
(电流指令运算部10的说明)
图4为表示电流指令运算部10的处理的一例的流程图。在步骤S1中，根据扭矩指令值T*、角速度ω及转子位置θ来算出dq轴电流指令值id*、iq*。作为dq轴电流指令值id*、iq*的计算方法，有最大扭矩电流控制、弱磁控制等，由于为公知技术，因此省略说明。再者，在dq轴电流指令值id*、iq*的计算中也可使用预先设定的表格。
在步骤S2中，根据dq轴电流指令值id*、iq*和检测到的转子位置θ来算出UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*。
在步骤S3中，将步骤S2中算出的UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*当中振幅的绝对值最大的电流指令值作为最大相电流指令值imax*，将振幅的绝对值最小的电流指令值作为最小相电流指令值imin*，将剩下的作为中间相电流指令值imid*。
在步骤S4中，判定最大相电流指令值imax*的绝对值是否为规定电流值irated以上。此处，所谓规定电流值irated，意指为防止逆变器620及马达200的故障而设定的最大电流值。在本实施方式中，马达驱动电流被控制为规定电流值以下。
在步骤S4中判定|imax*|≥irated的情况下，进入至步骤S5，通过下式(2)再次计算最大相电流指令值imax**。再者，式(2)中，sgn(imax*)表示imax*的正负，根据sgn(imax*)的正负来取负号或正号。
imax**＝sgn(imax*)×irated…(2)
在步骤S6中，通过下式(3)再次计算中间相电流指令值imid**。
imid**＝imid*－(imax*－irated)…(3)
在步骤S7中，通过下式(4)再次计算最小相电流指令值imin**。
imin**＝imin*－(imax*－irated)…(4)
图5图示了通过步骤S3到步骤S7的处理获得的imax**、imid**、imin**。以细线表示的正弦波曲线为步骤S2中算出的U相电流指令值、V相电流指令值及W相电流指令值。在转子位置θ1上，UVW相电流指令值中的振幅的绝对值的大小关系为|iu*|＞|iw*|＞|iv*|，因此，iu*就成为最大相电流指令值imax*，iw*成为中间相电流指令值imid*，iv*成为最小相电流指令值imin*。此时，iu**、iv**、iw**像下式(5)～(7)那样表示。
iu**＝imax**＝irated…(5)
iv**＝imin**＝iv*－(iu*－irated)…(6)
iw**＝imid**＝iw*－(iu*－irated)…(7)
另一方面，在转子位置θ2的时刻，UVW相电流指令值中的振幅的绝对值的大小关系为|iw*|＞|iu*|＞|iv*|，因此，iw*就成为最大相电流指令值imax*，iu*成为中间相电流指令值imid*，iv*成为最小相电流指令值imin*。在该情况下，iu**、iv**、iw**像下式(8)～(10)那样表示。
iu**＝imid**＝iu*－(iw*－irated)
＝iu*+(irated－iw*)…(8)
iv**＝imin**＝iv*－(iw*－irated)
＝iv*+(irated－iw*)…(9)
iw**＝imax**＝-irated…(10)
当在步骤S5～步骤S7中算出最大相电流指令值imax**、中间相电流指令值imid**及最小相电流指令值imin**时，在步骤S8中根据最大相电流指令值imax**、中间相电流指令值imid**及最小相电流指令值imin**来算出dq轴电流指令值id*、iq*以及零相电流指令值iz*。继而，将算出的dq轴电流指令值id*、iq*输出至dq轴电流控制部20，将零相电流指令值iz*输出至零相电流控制部60。
另一方面，在步骤S4中判定步骤S3中算出的最大相电流指令值imax*的绝对值小于规定电流值irated的情况下，进入至步骤S9，将零相电流指令值iz*设定为iz*＝0。在该情况下，将步骤S1中算出的dq轴电流指令值id*、iq*输出至dq轴电流控制部20，将步骤S9中算出的零相电流指令值iz*＝0输出至零相电流控制部60。
(零相反电动势补偿部80的说明)
图6为说明零相反电动势补偿部80的详情的框图。在图2所示的构成中，在控制零相电流时，马达驱动时产生的反电动势的零相分量导致零相电流指令值iz*与检测到的零相电流值iz的差增大，从而有扭矩脉动增大之虞。在本实施方式中，为了降低零相电流指令值iz*与零相电流iz的背离，利用由零相反电动势补偿部80算出的零相反电动势补偿值vz**、以消除反电动势的零相分量的方式对零相电压指令值vz*进行补偿。
在零相反电动势算出部81中，根据零相电流检测值iz和转子位置θ而像下式(11)那样算出绕组电阻R所引起的电压降、z轴电感Lz所引起的电压降以及磁铁磁通ψz所引起的零相感应电压的和即零相反电动势vZz。再者，由于z轴电感Lz、磁铁磁通ψz等马达参数会根据转子位置θ、马达200的驱动电流以及温度等而发生变化，因此可使用预先设定的表格、近似式来算出。
vZz＝Riz+Lz(diz/dt)+dψz/dt…(11)
在d轴干扰电压算出部82中，根据d轴电流检测值id和转子位置θ来算出因d-z轴间干扰电感Ldz而产生的d轴干扰电压vdz。d轴干扰电压vdz通过下式(12)算出。
vdz＝Ldz(did/dt)…(12)
在q轴干扰电压算出部83中，根据q轴电流检测值iq和转子位置θ来算出因q-z轴间干扰电感Lqz而产生的q轴干扰电压vqz。q轴干扰电压vqz通过下式(13)算出。
vqz＝Lqz(diq/dt)…(13)
再者，可以使用预先设定有式(11)～(13)中未展示的非线性要素的表格来进行考虑，由此进一步降低零相电流指令值iz*与零相电流检测值iz的背离。
从零相反电动势补偿部80输出由零相反电动势算出部81算出的零相反电动势vZz加上从d轴干扰电压算出部82输出的d轴干扰电压vdz和从q轴干扰电压算出部83输出的q轴干扰电压vqz而得的值作为零相反电动势补偿值vz**(＝vZz+vdz+vqz)。继而，对从零相电流控制部60输出的零相电压指令值vz*加上零相反电动势补偿值vz**而得的值代替零相电压指令值vz*输入至开关信号生成部30。即，以生成超出与零相反电动势补偿值vz**相当的量的零相电流iz的方式调整零相电压指令值vz*，以消除绕组201～203中感应出的反电动势的零相分量。
(C1)如以上所说明，马达控制装置610根据扭矩指令值T*和马达200的角速度ω以及转子位置θ来控制具有相间独立卷绕的绕组201～203的马达200的驱动电流。并且，根据扭矩指令值T*的大小来改变驱动电流(iu、iv、iw)中的零相电流iz的比率。即，扭矩指令值T*越大，图5的Δi便越大，相应地零相电流iz的比率越是增大，从而谋求功率的提高。反过来，在扭矩指令值T*较小的情况下，由于Δi减小，因此零相电流iz的比率也减小，与像上述专利文献1的发明那样以准矩形波的驱动电流进行控制的情况相比，能够谋求扭矩脉动的减少。
(C2)在像这样改变驱动电流中的零相电流的比率时，如图3所示，通过调整零相电压指令值vz*而控制各相电压的总和即零相电压来改变比率。
(C3)此外，通过以驱动电流成为规定电流值(规定电流值irated)以下的方式改变零相电流的比率，能够防止过剩电流造成的马达200或逆变器620的故障。
(变形例1)
再者，在图3、4中说明过的例子中，是通过最大相电流指令值imax*的绝对值是否为规定电流值irated以上来判定是否使驱动电流包含零相电流iz，但也可像图7的流程图所示的例子那样根据扭矩指令值T*的大小来判定是否使驱动电流包含零相电流iz。
在图7所示的流程图中，首先，在步骤S101中与图4的步骤S1同样地根据扭矩指令值T*、角速度ω及转子位置θ来算出dq轴电流指令值id*、iq*。
在步骤S102中，判定扭矩指令值T*是否为规定扭矩Tth以上。此处，所谓规定扭矩Tth，意指为防止逆变器620及马达200的故障而设定的最大扭矩值。
当步骤S102中判定T*≥Tth时，进入至步骤S103。在步骤S103中，与上述步骤S2的情况一样，根据步骤S101中算出的dq轴电流指令值id*、iq*和检测到的转子位置θ来算出UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*。
在步骤S104中，根据UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*和转子位置θ来算出零相电流指令值iz*。零相电流指令值iz*通过下式(14)算出。
iz*＝A·sin(3θ+3α)…(14)
式(14)中，A意指将UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*的最大值降低至规定电流值irated以下所需的电流振幅值，α意指根据UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*和转子位置θ求出的电流相位。再者，式(14)中是将零相电流指令值iz*的频率设为UVW相电流指令值iu*、iv*、iw*的3倍，但也可不为3倍。
图8为表示使用式(14)的零相电流指令值iz*的情况下的驱动电流(U相电流iu)的图。再者，曲线L1表示U相电流iu中包含的正弦波分量，曲线L2表示U相电流iu中包含的零相电流iz。如此，通过包含零相电流iz，能在将驱动电流限制在规定电流值irated以内的情况下谋求功率的提高。
另一方面，在步骤S102中判定扭矩指令值T*小于规定扭矩Tth的情况下，进入至步骤S105，将零相电流指令值iz*设定为iz*＝0。图7所示的处理的情况下的规定扭矩Tth对应于图4的情况下的规定电流值irated，在大致同一时刻切换为包含零相电流iz的状态。此外，在图8中的驱动电流中，扭矩指令值T*越大，零相电流iz(曲线L2)相对于正弦波分量(曲线L1)的比率便越大，在变形例1中，也能取得与上述实施方式的情况同样的作用效果。
(C4)进而，在图4、7所示的控制中，在扭矩指令值T*小于规定扭矩阈值(规定扭矩Tth)的情况或者基于扭矩指令值T*的最大相电流指令值imax*的绝对值小于规定电流值irated的情况下，是将零相电流iz设为零，因此，在这种运转状况下，能够防止零相电流iz所引起的扭矩脉动的产生。
(C5)进而，如图6所示，优选零相反电动势补偿部80根据驱动电流(id、iq、iz)和转子位置θ来算出绕组201～203中感应的电压的零相电压(零相反电动势补偿值vz**)，并利用基于扭矩指令值T*和马达200的角速度ω以及转子位置θ的零相电压指令值iz*加上零相反电动势补偿值vz**而得的值来控制零相电流iz。
在使驱动电流包含零相电流iz的情况下，马达驱动时产生的反电动势的零相分量会导致零相电流指令值iz*与零相电流检测值iz的差增大，从而有扭矩脉动增大之虞。但通过像上述那样对零相电压指令值iz*加上零相反电动势补偿值vz**，从而零相电压指令值vz*就以消除绕组201～203中感应出的反电动势的零相分量的方式得到调整。结果，能够谋求扭矩脉动的进一步减少。
(变形例2)
图9为表示变形例2的图，是表示马达控制装置610的详情的框图。图9中，对图3所示的马达控制装置610的构成追加了UVW转换部90。UVW转换部90根据dq轴电流指令值id*、iq*和转子位置θ来输出三相电压指令值iu*、iv*、iw*。
三相电压指令值iu*、iv*、iw*加上零相电压指令值vz*与零相反电动势补偿值vz**之和(vz*+vz**)而得的值输入至开关信号生成部30。即，输入iu*+(vz*+vz**)、iv*+(vz*+vz**)及iw*+(vz*+vz**)这3个信号。
此外，在零相反电动势补偿部80中，使用dq轴电流指令值id*、iq*和零相电流指令值iz*代替dq轴电流检测值id、iq和零相电流检测值iz来算出零相反电动势补偿值vz**。
在这种构成中，也能取得与图3所示的构成的情况同样的作用效果。即，通过根据扭矩指令值的大小来改变驱动电流中的零相电流的比率，能够谋求功率的提高，而且能够谋求扭矩脉动的减少。
符号说明
100 车辆
10 电流指令运算部
20 dq轴电流控制部
30 开关信号生成部
40 dq转换部
50 零相电流算出部
60 零相电流控制部
70 速度转换部
80 零相反电动势补偿部
200 马达
220 电流传感器
600 电力转换装置
610 马达控制装置
620 逆变器
621 U相全桥逆变器
622 V相全桥逆变器
623 W相全桥逆变器。

Claims (5)

1.一种马达控制装置，其根据扭矩指令值和马达的角速度以及转子位置，来控制具有相间独立卷绕的绕组的马达的驱动电流，该马达控制装置的特征在于，
根据所述扭矩指令值的大小来改变所述驱动电流中的零相电流的比率，
根据所述驱动电流和所述转子位置来算出所述绕组中感应的电压的零相电压，
利用零相电压指令值加上所述零相电压而得的值来控制所述零相电流，所述零相电压指令值是基于所述扭矩指令值和所述马达的角速度以及转子位置的值。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
通过控制各相电压的总和即零相电压来改变所述比率。
3.根据权利要求1或2所述的马达控制装置，其特征在于，
以所述驱动电流成为规定电流值以下的方式改变所述零相电流的比率。
4.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
在所述扭矩指令值小于规定扭矩阈值的情况或者基于所述扭矩指令值的驱动电流指令值小于规定电流阈值的情况下，将所述驱动电流中的零相电流设为零。
5.一种电动车辆，其特征在于，具备：
马达，其具有相间独立卷绕的绕组；以及
根据权利要求1至4中任一项所述的马达控制装置。
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