JP5379573B2

JP5379573B2 - モータ駆動システム

Info

Publication number: JP5379573B2
Application number: JP2009147970A
Authority: JP
Inventors: 一成守屋; 孝治梅野; 宏介相木; 真谷口
Original assignee: Denso Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Denso Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2009-06-22
Filing date: 2009-06-22
Publication date: 2013-12-25
Anticipated expiration: 2029-06-22
Also published as: JP2011004571A; US20100320945A1; US8310181B2

Description

本発明は、モータ駆動システムに関する。

電気自動車、ハイブリッド自動車、鉄道車両等においてバッテリ等の二次電池を用いたモータ駆動システムが用いられている。モータ駆動システムでは、インバータを用いて直流を交流に変換してモータを駆動する。このとき、バッテリの電圧が低い場合にモータの駆動効率が低下するため、コンバータを用いて電圧を昇圧してモータを駆動している。

一方、コンバータを省略して小型軽量化及び低価格化を図ったモータ駆動システムも考えられている。直流電圧の入力に応じて交流電圧を出力するインバータの交流出力側に交流電動機の巻線の一端を接続する。また、交流電動機の巻線の他端を一括接続して中性点を構成し、この中性点とインバータの直流入力端子の一端との間にコンデンサを接続し、その両端に直流電源を接続した構成とする。このような構成において、インバータを零電圧ベクトルモードでチョッパ動作させることによって中性点の電圧を制御する（特許文献１等）。また、電流リプルに対応する電圧値を零相電圧の制御においてフィードフォワードして中性点の電流リプルを抑制する技術が開示されている（特許文献２等）。

特開平１１−１７８１１４号公報特開２００１−２０４１９６号公報

一般的に、（１）磁石モータの磁束がロータに対して回転速度変動すること、（２）磁束のコイル鎖交量が変化することによって、モータでの相誘起電圧波形は歪みを有している。（１）による歪みは、３相分を足し合わせることによって打ち消すことができるが、（２）による歪みは打ち消すことができない。これが零相分の誘起電圧となる。

図５に、Ｕ相の誘起電圧波形と、３相分の誘起電圧を足し合わせて得られた零相誘起電圧波形の例を示す。通常の中性点に配線を行わないモータ駆動システムにおいては零相起電力はなんら影響を及ぼさないが、中性点に配線を行う構成では零相起電力に応じた電流が中性点に流れる。したがって、零相起電力の変動に応じて中性点電流や出力トルクに３次リプルが生ずる。

本発明は、上記課題を鑑み、出力トルクのリプルを抑制するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

本発明の１つの態様は、複数相の可変電圧を出力する電圧型インバータと、前記インバータの各相の交流出力側にそれぞれ接続された複数の巻線を備える交流電動機における前記複数の巻線を星形結線した中性点と、前記インバータの直流入力側と、の間に接続された直流電源と、前記インバータの直流入力側に前記インバータと並列に接続された入力コンデンサと、前記交流電動機の巻線電流及び回転角、前記直流電源の出力電圧及び前記入力コンデンサの端子電圧を入力値として、前記インバータの各相電圧指令値を生成し、前記各相電圧指令値に応じたパルス幅を有する駆動パルスを生成して前記インバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電動機のｑ軸の電圧指令値に前記交流電動機の相数倍の高調波成分であり前記回転角に応じたトルクリプル補償電圧値を加算した値をｑ軸の電圧指令値とすることを特徴とするモータ駆動システムである。

ここで、ｑ軸に対する前記トルクリプル補償電圧値は、前記交流電動機の０軸電流ｉ_０、ロータ電気角θ、ｑ軸起電力に対する０軸起電力の比Ｋ_ｅ０、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑ、前記巻線１相当りの巻線抵抗Ｒを用いて（Ｒｓｉｎ３θ＋Ｌ_ｑｃｏｓ３θ）Ｋ_ｅ０ｉ_０とすることが好適である。

また、前記制御部は、前記交流電動機のｑ軸の巻線電流に前記交流電動機の相数倍の高調波成分であり前記回転角に応じたトルクリプル補償電流値を加算した値から前記交流電動機のｑ軸の電圧指令値を生成することが好適である。

ここで、ｑ軸に対する前記トルクリプル補償電流値は、前記交流電動機の０軸電流ｉ_０、ロータ電気角θ及びｑ軸起電力に対する０軸起電力の比Ｋ_ｅ０を用いてＫ_ｅ０ｓｉｎ３θｉ_０とすることが好適である。

また、前記制御部は、前記交流電動機のｄ軸の電圧指令値に前記交流電動機の相数倍の高調波成分であり前記回転角に応じたトルクリプル補償電圧値を加算した値をｄ軸の電圧指令値とすることが好適である。

ここで、ｄ軸に対する前記トルクリプル補償電圧値は、前記交流電動機の０軸電流ｉ_０、ロータ電気角θ、ロータ電気角速度ω_ｅ、ｑ軸起電力に対する０軸起電力の比Ｋ_ｅ０、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑを用いて−ω_ｅＬ_ｑＫ_ｅ０ｓｉｎ３θｉ_０とすることが好適である。

本発明によれば、モータを駆動する際の出力トルクのリプルを抑制することができる。

本発明の実施の形態におけるモータ駆動システムの構成を示す図である。本発明の実施の形態におけるモータ駆動システムの正相等価回路を示す図である。本発明の実施の形態におけるモータ駆動システムの零相等価回路を示す図である。本発明の実施の形態におけるモータ駆動システムの制御ブロックを示す図である。モータ誘起電圧の例を示す図である。電流リプルに対するフィードフォワードを行わない比較例を示す図である。電流リプルに対するフィードフォワードのみを行った実施例を示す図である。電流リプル及びトルクリプルに対するフィードフォワードを行った実施例を示す図である。

本発明の実施の形態におけるモータ駆動システム１００は、図１に示すように、直流電源１０、インバータ１２、入力コンデンサ１４及び制御部１６を含んで構成される。モータ駆動システム１００は、図１に示すように、交流電動機２００に接続されて使用される。

インバータ１２は、３相電圧型インバータであり、それぞれ上側アーム１２ｕｕと下側アーム１２ｄｕの直列接続からなるｕ相アーム、上側アーム１２ｕｖと下側アーム１２ｄｖの直列接続からなるｖ相アーム、上側アーム１２ｕｗと下側アーム１２ｄｗの直列接続からなるｗ相アームを並列に接続して構成される。上側アーム１２ｕｕ，１２ｕｖ，１２ｕｗ及び下側アーム１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗは、それぞれスイッチング素子と、スイッチング素子に逆向き接続されたダイオードと、を並列に接続して構成される。

上側アーム１２ｕｕ，１２ｕｖ，１２ｕｗの共通接続点Ｔ１は入力コンデンサ１４の一端に接続され、下側アーム１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗの共通接続点Ｔ２は入力コンデンサ１４の他端に接続される。なお、入力コンデンサ１４には、入力コンデンサ１４の端子電圧ｖ_ｃを測定して制御部１６へ出力する電圧センサが設けられる。なお、本実施の形態において上付＊印は指令値を示し、上付＊印無しは実測値を示す。

交流電動機２００は、ｕ相、ｖ相、ｗ相の巻線２００ｕ，２００ｖ，２００ｗを備える。巻線２００ｕの一端は、インバータ１２の上側アーム１２ｕｕと下側アーム１２ｄｕの接続点Ｕに接続される。また、巻線２００ｖの一端は、インバータ１２の上側アーム１２ｕｖと下側アーム１２ｄｖの接続点Ｖに接続される。また、巻線２００ｗの一端は、インバータ１２の上側アーム１２ｕｗと下側アーム１２ｄｗの接続点Ｗに接続される。巻線２００ｕ，２００ｖ，２００ｗの他端は中性点Ｎで共通に接続される。

なお、インバータ１２には、交流電動機２００の巻線２００ｕ，２００ｖ，２００ｗにそれぞれ流れる電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを測定して制御部１６へ出力する電流センサが設けられる。また、交流電動機２００には、交流電動機２００の回転角（電気角）θを測定して制御部１６へ出力する角度センサが設けられる。

直流電源１０は、化学電池、燃料電池、モータ・ジェネレータ等を適用することができる。直流電源１０は、正極側が交流電動機２００の中性点Ｎに接続され、負極側がインバータ１２の下側アーム１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗの共通接続点Ｔ２に接続される。また、直流電源１０には、直流電源１０の出力電圧ｖ_ｓを測定して制御部１６へ出力する電圧センサが設けられる。

制御部１６は、モータ駆動システム１００による交流電動機２００の駆動制御を統合的に行う。制御部１６は、交流電動機２００のモータの回転角（電気角θ）、ｕ相・ｖ相・ｗ相の電流ｉ_ｕ・ｉ_ｖ・ｉ_ｗ、直流電源１０の出力電圧ｖ_ｓ、入力コンデンサ１４の端子電圧ｖ_ｃを受けて、これらの信号に基づいて、インバータ１２の上側アーム１２ｕｕ，１２ｕｖ，１２ｕｗ及び下側アーム１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗのスイッチング素子に対するスイッチング制御信号を生成して出力する。

モータ駆動システム１００は、図２に示す正相分等価回路と、図３に示す零相分等価回路との組み合わせとして機能する。すなわち、直流電源１０は、交流電動機２００のトルクには影響を及ぼさないので、モータ駆動システム１００は、３相インバータとして機能する正相分等価回路と昇圧チョッパとして機能する零相分等価回路とに分けることができる。

そこで、中性点を接続して利用するモータ駆動システム１００では、従来の電圧方程式ではなく、０軸起電力を加えた数式（１）により制御を行う必要がある。

ここで、ｖ_ｄ：ｄ軸電圧、ｖ_ｑ：ｑ軸電圧、ｖ_０：０軸電圧、ｉ_ｄ：ｄ軸電流、ｉ_ｑ：ｑ軸電流、ｉ_０：０軸電流、Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、Ｌ_０：０軸インダクタンス、Ｒ：１相当りの巻線抵抗、ω_ｅ：ロータ電気角速度、θ：ロータ電気角、Φ：磁石磁束量、Ｋ_ｅ０：ｑ軸起電力に対する０軸起電力の比、Ｐ：微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）、ｐ：極対数である。

図４は、モータ駆動システム１００の制御ブロック図である。図４の制御ブロック図は、制御部１６によるインバータ１２に対するＰＷＭ制御信号の生成処理を示している。すなわち、制御部１６は、入力される各種信号を基にＰＩ制御することによって、インバータ１２のスイッチング動作を操作し、交流電動機２００を駆動する。

ＵＶＷ／ｄｑ０変換部１８には、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ及びｗ相電流ｉ_ｗが入力され、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ及び０軸電流ｉ_０に変換される。ＵＶＷ／ｄｑ０変換部１８における変換式は数式（２）で表される。数式（２）は、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ及びｗ相電流ｉ_ｗから、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ及び０軸電流ｉ_０を得るための式であるが、電圧についても同様の変換式を適用することができる。

加算器２８は、入力コンデンサ１４の端子電圧指令値ｖ_ｃ ^＊から実測の端子電圧ｖ_ｃを減算してＰＩ演算部３０へ出力する。ＰＩ演算部３０は、加算器２８からの出力を零相電流指令値ｉ_０ ^＊に変換して出力する。加算器３２は、ＰＩ演算部３０から出力される零相電流指令値ｉ_０ ^＊から実測の零相電流値ｉ_０を減算してＰＩ演算部３４へ出力する。ＰＩ演算部３４は、加算器３２からの出力をコンデンサの端子電圧指令値ｖ_０ ^＊に変換して出力する。

数式（１）によれば、中性点電流の３次リプルは０軸起電力に依存している。そこで、この起電力を打ち消すような３次成分の電圧が予めｖ_０に加えられるように制御を行えばよい。すなわち、加算器３６において、ＰＩ演算部３４において生成された端子電圧指令値ｖ_０ ^＊に数式（１）の右辺第２項の−ω_ｅΦＫ_ｅ０ｓｉｎ３θを打ち消す０軸誘起電圧ＦＦ値ω_ｅΦＫ_ｅ０ｓｉｎ３θを加算してフィードフォワード制御を行う。そして、加算器３８において、加算器３６からの出力値に対して、直流電源１０の出力電圧ｖ_ｓと入力コンデンサ１４の端子電圧指令値ｖ_ｃ ^＊との比ｖ_ｓ／ｖ_ｃ ^＊を加算して０軸電圧指令値ｖ_０ ^＊としてｄｑ０／ｕｖｗ変換部４４へ出力する。

一方、零相起電力により零相トルクＴ_０も生ずると考えられる。零相トルクＴ_０は数式（３）で表される。非突極型の場合には、数式（４）で表される主トルクＴｂにこの零相トルクＴ_０が加算される。

数式（３）から、零相トルクＴ_０は、零相電流ｉ_０が存在するときに、主トルクＴｂに対して３次のトルクリプルとなる。このトルクリプルを打ち消すために主トルクＴｂにリプル分を打ち消すための振動を予め与える。そのためのｑ相電流ＦＦ値ｉ_ｑｆｆはＫ_ｅ０ｓｉｎ３θｉ_０となる。

そこで、加算器２４は、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊から実測のｑ軸電流ｉ_ｑを減算し、さらに電流ｉ_ｑｆｆ＝Ｋ_ｅ０ｓｉｎ３θｉ_０を加算してフィードフォワードを行う。加算器２４の出力はＰＩ演算部２６へ入力される。ＰＩ演算部２６は、加算器２４からの出力をｑ相電圧指令値ｖ_ｑ ^＊に変換して出力する。

さらに、トルクリプルに見合ったｑ軸電圧ＦＦ値ｖ_ｑｆｆは（Ｒｓｉｎ３θ＋Ｌ_ｑｃｏｓ３θ）Ｋ_ｅ０ｉ_０となる。そこで、加算器４２において、ＰＩ演算部２６からの出力値にｑ軸電圧ＦＦ値ｖ_ｑｆｆ＝（Ｒｓｉｎ３θ＋Ｌ_ｑｃｏｓ３θ）Ｋ_ｅ０ｉ_０を加算してフィードフォワードを行う。加算器４２の出力は、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊としてｄｑ０／ｕｖｗ変換部４４へ入力される。

また、加算器２０において、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊から実測のｄ軸電流ｉ_ｄを減算してＰＩ演算部２２へ出力する。ＰＩ演算部２２は、加算器２０からの出力をｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊に変換して出力する。さらに、ｑ軸電圧ＦＦ値ｖ_ｑｆｆに見合ったｄ軸電圧ＦＦ値ｖ_ｄｆｆは−ω_ｅＬ_ｑＫ_ｅ０ｓｉｎ３θｉ_０となる。そこで、加算器４０において、ＰＩ演算部２２からの出力値にｄ軸電圧ＦＦ値ｖ_ｄｆｆ＝−ω_ｅＬ_ｑＫ_ｅ０ｓｉｎ３θｉ_０を加算してフィードフォワードを行う。加算器４０の出力は、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊としてｄｑ０／ｕｖｗ変換部４４へ入力される。

ｄｑ０／ｕｖｗ変換部４４は、加算器３８、４０、４２からのｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊及び０軸電圧指令値ｖ_０ ^＊から、ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊及びｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊へ変換して出力する。ｄｑ０／ｕｖｗ変換部４４における変換式は数式（５）で表される。数式（５）は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ及び０軸電流ｉ_０から、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ及びｗ相電流ｉ_ｗを得るための式であるが、電圧についても同様の変換式を適用することができる。

ＰＷＭ変調器４６は、ｄｑ０／ｕｖｗ変換部４４からのｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊の出力を受けて、交流電動機２００のｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗが指令値に相当する値となるようにパルス幅制御されたＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号をインバータ１２の上側アーム１２ｕｕ，１２ｕｖ，１２ｕｗ及び下側アーム１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗのスイッチング素子へ出力する。インバータ１２の上側アーム１２ｕｕ，１２ｕｖ，１２ｕｗ及び下側アーム１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗのスイッチング素子は、ＰＷＭ信号のパルス幅に応じてオン／オフ制御される。これによって、交流電動機２００は、実際のｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗがｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に相当する値となるように駆動される。

ただし、実際にはモータ駆動システム１００の制御の時間遅れを考慮し、ロータ電気角θに対して遅れ補償を加える必要があるが、これはモータ駆動システム１００に依存するのでモータ駆動システム１００毎に個々に調整が必要である。

以下、本実施の形態におけるモータ駆動システム１００の実施例を示す。図６は、３次電流リプルに対するフィードフォワード制御を行わないときのｕ相電流ｉ_ｕ、中性点電流ｉ_ｎ及びコンデンサ電圧ｖ_ｃの波形を示す。中性点電流ｉ_ｎには３次の電流リプルが重畳し、これに対応してコンデンサ電圧ｖ_ｃにも変動成分が表れている。

３次電流リプルに対するフィードフォワード制御のみを行ったときは、中性点電流ｉ_ｎには３次の電流リプルは低減され、同時にコンデンサ電圧ｖ_ｃの変動成分もほぼ解消される。ところが、交流電動機２００の出力トルクＴには、図７に示すように、トルクリプルが重畳されて残っている。

図８は、３次電流リプルに対するフィードフォワード制御に加えて、トルクリプルに対するフィードフォワード制御を行ったときの交流電動機２００の出力トルクＴを示す。トルクリプルに対するフィードフォワード制御を行った場合、図７に示す出力トルクＴに対してトルクリプルが大きく低減される。なお、図８において出力トルクＴの軌跡が太く塗り潰されているのは電流のキャリアリプルによるものである。

以上のように、本実施の形態におけるモータ駆動システム１００によれば、中性点電流ｉ_ｎに生じる３次の電流リプル及び出力トルクＴのリプルを低減することができる。

１０直流電源、１２インバータ、１２ｄｕ，１２ｄｖ，１２ｄｗ下側アーム、１２ｕｕ，１２ｕｖ，１２ｕｗ上側アーム、１４入力コンデンサ、１６制御部、１８ＵＶＷ／ｄｑ０変換部、２０加算器、２２ＰＩ演算部、２４加算器、２６ＰＩ演算部、２８加算器、３０ＰＩ演算部、３２加算器、３４ＰＩ演算部、３６加算器、３８加算器、４０加算器、４２加算器、４４ｄｑ０／ｕｖｗ変換部、４６ＰＷＭ変調器、１００モータ駆動システム、２００交流電動機、２００ｕ，２００ｖ，２００ｗ巻線。

Claims

複数相の可変電圧を出力する電圧型インバータと、
前記インバータの各相の交流出力側にそれぞれ接続された複数の巻線を備える交流電動機における前記複数の巻線を星形結線した中性点と、前記インバータの直流入力側と、の間に接続された直流電源と、
前記インバータの直流入力側に前記インバータと並列に接続された入力コンデンサと、
前記交流電動機の巻線電流及び回転角、前記直流電源の出力電圧及び前記入力コンデンサの端子電圧を入力値として、前記インバータの各相電圧指令値を生成し、前記各相電圧指令値に応じたパルス幅を有する駆動パルスを生成して前記インバータを制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電動機のｑ軸の電圧指令値に前記交流電動機の相数倍の高調波成分であり前記回転角に応じたトルクリプル補償電圧値を加算した値をｑ軸の電圧指令値とすることを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１に記載のモータ駆動システムであって、
前記制御部は、前記交流電動機のｑ軸の巻線電流に前記交流電動機の相数倍の高調波成分であり前記回転角に応じたトルクリプル補償電流値を加算した値から前記交流電動機のｑ軸の電圧指令値を生成することを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１又は２に記載のモータ駆動システムであって、
前記制御部は、前記交流電動機のｄ軸の電圧指令値に前記交流電動機の相数倍の高調波成分であり前記回転角に応じたトルクリプル補償電圧値を加算した値をｄ軸の電圧指令値とすることを特徴とするモータ駆動システム。