JP2012135141A

JP2012135141A - モータ駆動システム

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Publication number: JP2012135141A
Application number: JP2010285900A
Authority: JP
Inventors: Yoshitoshi Watanabe; 良利渡辺; Koji Umeno; 孝治梅野
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2010-12-22
Filing date: 2010-12-22
Publication date: 2012-07-12

Abstract

【課題】モータ駆動システムにおいて、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源からバッテリへの充電を行えるようにすることである。
【解決手段】モータ駆動システム３１は、インバータ１２に接続されたモータ１４と、ダイオード整流器２０と、電圧クランプ用スイッチング素子２８と、電圧クランプ用ダイオード３０とを有する。ダイオード整流器２０は、交流電源２６に接続可能な第１コネクタ３２とインバータ１２の正極側及びモータ１４の固定子巻線の中性点Ｐとの間に接続する。電圧クランプ用スイッチング素子２８は、インバータ側スイッチング素子よりも高耐圧で、ダイオード整流器２０の正極側とインバータの正極側との間に接続する。電圧クランプ用ダイオード３０は、ダイオード整流器２０の負極側にアノード側を接続し、インバータ１２の正極側にカソード側を接続する。
【選択図】図１

Description

本発明はモータ駆動システムに関し、例えば車両に搭載されたバッテリ（直流電源）の駆動に関する。

従来から、電気自動車やプラグインハイブリッド自動車のように、走行用モータ等のモータを有する構成において、バッテリ等の直流電源によりモータを駆動するモータ駆動システムが考えられている。また、このようなモータ駆動システムにおいて、専用の充電器を用いることなく、商用電源から車載のバッテリ等の直流電源へ充電することを可能とすることも考えられている。例えば、特許文献１には、このようなモータ駆動システムに対応する電力制御装置が記載されている。

図１３は、特許文献１に記載された構成と似た構成を有し、本発明の発明者により先に考えられた先発明のモータ駆動システムを示している。先発明のモータ駆動システムは、直流電源である車載用のバッテリ１０と、バッテリ１０に接続されて複数のスイッチング素子を含むインバータ１２と、インバータ１２に接続された三相モータであるモータ１４と、充電付加回路１５とを備える。バッテリ１０の一端（正極側）は、インバータ１２の直流側正極に、第１スイッチ１６を介して接続されている。また、バッテリ１０の一端はモータ１４のスター結線された固定子巻線の中性点に、第２スイッチ１８を介して接続されている。バッテリ１０の他端（負極側）はインバータ１２の直流側負極に接続され、充電付加回路１５は、ダイオード整流器２０とＥＭＩフィルタ２２とを有し、ダイオード整流器２０の直流側正極はインバータ１２の直流側正極に接続され、ダイオード整流器２０の直流側負極は第３スイッチ２４を介して、モータ１４の固定子巻線の中性点に接続されている。すなわち、インバータ１２の直流側正極とモータ１４の固定子巻線の中性点との間にスイッチ２４を介して充電付加回路１５が接続されている。充電付加回路１５には図示しないコネクタが接続され、コネクタを介して外部の交流電源２６が接続可能とされている。ダイオード整流器２０は、例えばダイオード整流ブリッジを含む。

また、バッテリ１０の電圧及び電流がインバータ１２の交流出力側からモータ１４を介して見たときに零相となるように構成する。そして、時間分割により、インバータ１２がモータ１４との間で電力を授受し、かつ、インバータ１２による零電圧ベクトルの出力時にバッテリ１０との間で零相電力を授受する。インバータ１２は、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の各相（各アーム）毎に直列接続される一対のトランジスタ、ＩＧＢＴ等であるスイッチング素子と、各スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードとを有する。インバータの３アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータ（チョッパ）として作用するので、インバータ１２により零相電圧を制御することでコンバータを代用することができる。さらに、モータ１４は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、バッテリ１０と交流電源２６との間で零相電力を送受することになる。

インバータ１２の正極側のスイッチング素子の１相、あるいは全相をオンオフ制御し、整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。例えば、インバータ１２の正極側のスイッチング素子の全相を同位相でオンオフ制御することで、交流電源２６からの電力をバッテリ１０に充電する。すなわち、インバータ１２の正極側のスイッチング素子と負極側のダイオードとを利用して、正極側のスイッチング素子の１相のみ、あるいは全相をオンすると、モータ１４の漏れリアクトルに交流電源２６の整流電圧が印加されてリアクトル電流が増大する。その後、オンしているスイッチング素子をオフにすると、モータ１４の漏れリアクトルに蓄積されたエネルギがダイオードを介してバッテリ１０に供給され、バッテリ１０を充電できる。

図１４は、図１３の構成において、充電時にインバータ及びモータを利用して、電圧変換を行う様子を説明するための等価回路図である。図１４では、インバータ１２について、１相のスイッチング素子とダイオードとのみを示している。図１４に示すように、インバータ１２の正極側の３相のスイッチング素子をオンオフ制御し、充電付加回路１５のダイオード整流器２０で整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。この際、インバータ１２の正極側のスイッチング素子をオンすると、図１４の実線矢印αで示す方向に電流が流れる。この場合、電源短絡モードが造られ、モータ１４の固定子巻線に交流電源２６側からエネルギが蓄えられる。これに対して、正極側のスイッチング素子をオフすると、図１４の破線矢印βで示す方向に電流が流れ、負極側のスイッチング素子に並列接続された、負極側のダイオードを介してモータ１４の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１０に供給され、バッテリ１０が充電される。すなわち、オンしている正極側のスイッチング素子をオフすると交流電源２６とバッテリ１０とが切り離され、リアクトル電流がバッテリ１０に流入してバッテリ１０が充電される。例えば、インバータ１２の正極側のスイッチング素子の全相を同位相でオンオフ制御することで、交流電源２６からの電力をバッテリ１０に充電できる。充電電力と交流入力電流波形とは、インバータ１２の正極側スイッチング素子のオンとオフとのデューティ比で制御される。このような構成では、専用の充電器を設ける必要がなく、簡易に交流電源からバッテリ１０への充電が可能となる。

特開２０１０−４５９６１号公報

上記の図１３、図１４に示した構成では、交流電源２６からバッテリ１０へ充電する際に、図１４に示すように、インバータ１２のスイッチング素子には、交流電源電圧の最大値｜Ｖｓ｜と、バッテリ電圧Ｖｂとを加算した加算電圧（｜Ｖｓ｜＋Ｖｂ）が印加される。このため、スイッチング素子（特に正極側のスイッチング素子）の耐圧がこの加算電圧（｜Ｖｓ｜＋Ｖｂ）以下となる場合には、このシステムを適用することができない。例えば、５０Ｖ未満等の交流電源２６よりも低い電圧のバッテリ１０を使用する場合、モータ１４の駆動の面からは、インバータ１２のスイッチング素子の耐圧として高い耐圧は要求されない。ただし、交流電源２６からスイッチング素子のスイッチングを利用してバッテリ１０に充電することを考慮すると、上記の交流電源２６の電圧を考慮してかなり高い耐圧を有することが、インバータ１２のスイッチング素子に要求される。このため、インバータ１２のスイッチング素子を上記の加算電圧（｜Ｖｓ｜＋Ｖｂ）を超える耐圧を有するようにすることが考えられる。ただし、インバータ１２には複数相のスイッチング素子が設けられており、複数相のスイッチング素子の耐圧を大幅に高くすることは、コストが大幅に上昇することにつながる。

また、交流電源２６の電流を正弦波に制御するためには、図１３に示したように、交流電源２６からバッテリ１０に無制御に流入する電流を防止するための充電時オフスイッチであり、リレーである第１スイッチ１６を設ける必要がある。また、バッテリ１０にインバータ１２に対し並列に電流平滑化用のインバータ直流側コンデンサを接続することが考えられるが、この場合も、上記の第１スイッチ１６を設けなければ、交流電源２６からインバータ直流側コンデンサに無制御に流入する電流を防止できない可能性がある。

また、上記では、インバータ１２のスイッチング素子を用いて交流電源２６からバッテリ１０を外部充電する場合を説明したが、バッテリに接続された昇降圧コンバータのスイッチング素子を用いて交流電源からバッテリを外部充電することも考えられる。ただし、この場合でも、バッテリの電圧が低い場合、モータ駆動時に昇降圧コンバータのスイッチング素子に要求される耐圧も低くできるのに対し、外部充電時には上記の加算電圧のような高い電圧が昇降圧コンバータのスイッチング素子に印加される可能性がある。このような事情から、低電圧のバッテリでモータを駆動する構成において、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源からバッテリへの充電を行えるようにすることが望まれている。

本発明の目的は、モータ駆動システムにおいて、低電圧のバッテリでモータを駆動する構成において、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源からバッテリへの充電を行えるようにすることである。

本発明に係るモータ駆動システムは、バッテリと、バッテリに接続されて、複数のインバータ側スイッチング素子を含むインバータと、インバータに接続されたモータと、交流電源に接続可能な電源用接続部とを備え、交流電源に接続された場合に交流電源からバッテリへの充電を可能とするモータ駆動システムであって、電源用接続部とインバータの正極側及びモータの固定子巻線の中性点との間に接続された整流器と、整流器の正極側とインバータの正極側との間に接続され、インバータ側スイッチング素子よりも高耐圧の電圧クランプ用スイッチング素子と、整流器の負極側にアノード側が接続され、インバータの正極側にカソード側が接続される電圧クランプ用ダイオードとを備え、整流器の負極側は、モータの固定子巻線の中性点に接続され、整流器の正極側は、電圧クランプ用スイッチング素子の第１端子側に接続され、電圧クランプ用スイッチング素子の第２端子側は、インバータの正極側に接続され、さらに、交流電源からバッテリへの充電時に、インバータ側スイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備えることを特徴とするモータ駆動システムである。

また、本発明に係るモータ駆動システムにおいて、好ましくは、モータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部を備え、制御部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に基づく値とリアクトル成分の検出電流との偏差から得られるＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号をインバータの３相のスイッチング素子の制御端子に出力し、インバータのスイッチング素子をオンオフ制御することで、交流電源からバッテリへの充電を可能とする。

また、本発明に係るモータ駆動システムにおいて、好ましくは、バッテリに、インバータに対し並列に接続されて、複数の第２インバータ側スイッチング素子を含む第２インバータと、第２インバータに接続された第２モータと、整流器の正極側と第２インバータの正極側との間に接続され、第２インバータ側スイッチング素子よりも高耐圧の第２電圧クランプ用スイッチング素子と、整流器の負極側にアノード側が接続され、第２インバータの正極側にカソード側が接続される第２電圧クランプ用ダイオードとを備え、第２モータの固定子巻線の中性点は、整流器の負極側に接続され、第２電圧クランプ用スイッチング素子の第１端子は、整流器の正極側に接続され、第２電圧クランプ用スイッチング素子の第２端子は、第２インバータの正極側に接続され、制御部は、交流電源からバッテリへの充電時に、インバータ側スイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングと、第２インバータ側スイッチング素子及び第２電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングとを制御する。

また、本発明に係るモータ駆動システムにおいて、好ましくは、電源用接続部と整流器との間に接続され、同相成分ノイズ除去用の同相リアクトル及び差動成分ノイズ除去用の差動リアクトルを含むフィルタを備え、３相交流電源からバッテリへの充電を可能とする。

また、本発明に係るモータ駆動システムにおいて、好ましくは、バッテリとインバータとの間に設けられ、モータ駆動時に接続され、交流電源からバッテリへの充電時に遮断されるシステムリレーと、バッテリとインバータとの間に設けられる高周波絶縁トランスとを備える。

また、本発明に係るモータ駆動システムにおいて、好ましくは、モータの固定子巻線の中性点と整流器の負極側との間に設けられ、モータ駆動時に遮断され、交流電源からバッテリへの充電時に接続される充電時接続スイッチを備える。

また、本発明に係るモータ駆動システムは、バッテリと、バッテリに昇降圧コンバータを介して接続されたインバータと、インバータに接続されたモータと、交流電源に接続可能な電源用接続部とを備え、昇降圧コンバータは、電圧変換用スイッチング素子と電圧変換用リアクトルとを含み、交流電源に接続された場合に交流電源からバッテリへの充電を可能とするモータ駆動システムであって、電源用接続部とバッテリの正極側及び昇降圧コンバータの高圧側との間に接続された整流器と、整流器の負極側とバッテリの正極側との間に接続され、電力変換用スイッチング素子よりも高耐圧の電圧クランプ用スイッチング素子と、整流器の正極側にカソード側が接続され、バッテリの正極側にアノード側が接続される電圧クランプ用ダイオードとを備え、整流器の正極側は、昇降圧コンバータの高圧側に接続され、電圧クランプ用スイッチング素子の第１端子側は、バッテリの正極側に接続され、整流器の負極側は、電圧クランプ用スイッチング素子の第２端子側に接続され、さらに、交流電源からバッテリへの充電時に、電圧変換用スイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備えることを特徴とするモータ駆動システムである。

本発明に係るモータ駆動システムによれば、低電圧のバッテリでモータを駆動する構成において、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源からバッテリへの充電を行える。

第１の実施形態の構成図である。図１の構成において、インバータ及びモータを利用して交流電源からバッテリへ充電する場合のスイッチオン時の第１モードの様子を示す図である。図１の構成において、インバータ及びモータを利用して交流電源からバッテリへ充電する場合のスイッチオフ時の第２モードの様子を示す図である。図１３の先発明の構成において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の交流電源側の電流波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。図１３の先発明の構成において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時のインバータ側スイッチング素子に印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。第１の実施の形態において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の交流電源側の電流波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。第１の実施の形態において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時のインバータ側スイッチング素子に印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。第１の実施の形態において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の電圧クランプ用スイッチング素子に印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。第１の実施の形態において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の電圧クランプ用ダイオードに印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。第２の実施形態の制御部の構成を示す図である。図７の構成の電流指令生成部の１例を示す図である。第３の実施形態の構成図である。第４の実施形態の構成図である。第５の実施形態の構成図である。第６の実施形態の構成図である。先発明のモータ駆動システムの構成図である。図１３の構成において、インバータ及びモータを利用して交流電源からバッテリへ充電する場合の様子を示す図である。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態の構成を示している。基本構成は上記の図１３、図１４に示した先発明の構成と同様である。特に、本実施の形態では、図１３の構成に対して電圧クランプ用スイッチング素子２８と、電圧クランプ用ダイオード３０とを備える。また、本実施の形態では、バッテリ１０とインバータ１２との間に、走行時に接続され、充電時に接続が遮断される第１スイッチ１６（図１３参照）を設けていない。すなわち、図１に示すモータ駆動システム３１は、例えば車載バッテリを電力源とし、走行用モータを駆動する電気自動車や、エンジン及び走行用モータを車両の駆動源として備えるハイブリッド車両等の電動車両に搭載し、外部の単相のＡＣ１００Ｖ等の交流電源（商用電源）２６に接続された場合に交流電源２６から車載バッテリへの充電を可能とする。なお、交流電源２６として２００Ｖ等他の電圧のものも使用できる。

図１に示すモータ駆動システム３１は、車載のバッテリ（直流電源）１０と、バッテリ１０に接続された電力変換器であり、駆動部であるインバータ１２と、インバータ１２に接続された走行用モータであるモータ（三相モータ）１４と、交流電源２６に接続可能な電源用接続部である第１コネクタ３２とを備える。バッテリ１０は、交流電源２６の電圧よりも低い電圧、例えば４６Ｖ等の５０Ｖ未満の電圧を有する。第１コネクタ３２は、交流電源２６側の第２コネクタ３４と接続可能である。第１コネクタ３２は、第２コネクタ３４に接続されることにより、交流電源２６と接続され、交流電源２６からモータ駆動システム３１への電力の授受が可能となる。モータ１４は、インバータ１２に接続され、インバータ１２により駆動される。バッテリ１０の正極は、インバータ１２の正極側に接続され、バッテリ１０の負極は、インバータ１２の負極側に接続されている。また、バッテリ１０に、インバータ１２に対し並列に電流平滑化用のインバータ直流側コンデンサであるコンデンサ３６が接続されている。

さらに、モータ駆動システム３１は、ダイオード整流器２０と、電圧クランプ用スイッチング素子２８と、電圧クランプ用ダイオード３０と、充電時接続スイッチ３８と、ＥＭＩフィルタ２２と、制御部である制御装置４０とを備える。ダイオード整流器２０は、ダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等により構成される。ＥＭＩフィルタ２２は、ダイオード整流器２０の交流側に接続されている。

ダイオード整流器２０は、第１コネクタ３２と、インバータ１２の正極側及びモータ１４の固定子巻線の中性点Ｐとの間に接続されている。電圧クランプ用スイッチング素子２８は、ダイオード整流器２０の直流側正極と、インバータ１２の正極側との間に接続されている。電圧クランプ用スイッチング素子２８は、インバータ１２を構成する各スイッチング素子よりも高耐圧である。すなわち、インバータ１２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗを有し、各相のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗは、それぞれ互いに直列接続された２のインバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を含む。各インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２には逆並列に還流ダイオードである、第１保護用ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。各相アームＡｕ、Ａｖ、Ａｗの中点は、モータ１４の対応する相の固定子巻線の一端に接続されている。各相の固定子巻線の他端はスター結線された中性点Ｐで接続されている。

さらに、各インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、例えばバッテリ１０の電圧にほぼ見合う耐圧を有する。電圧クランプ用スイッチング素子２８の耐圧は、各インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の耐圧よりも高くしている。各インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチングは、制御装置４０により制御される。すなわち、各インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端子であるゲートＧには、制御信号が入力可能とされている。図示の例では、各インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴとしているが、これに限定するものではなく、種々のスイッチング素子を採用できる。

また、電圧クランプ用スイッチング素子２８の第１端子であるコレクタＣは、ダイオード整流器２０の直流側正極に接続されている。また、電圧クランプ用スイッチング素子２８の第２端子であるエミッタＥは、インバータ１２の正極側に接続されている。また、電圧クランプ用スイッチング素子２８に、第２保護用ダイオードＤ３が逆並列に接続されている。電圧クランプ用スイッチング素子２８のスイッチングは、制御装置４０により制御される。すなわち、電圧クランプ用スイッチング素子２８の制御端子であるゲートＧには、制御信号が入力可能とされている。図示の例では、電圧クランプ用スイッチング素子２８は、ＩＧＢＴとしているが高耐圧のスイッチング素子であれば、これに限定するものではない。

また、ダイオード整流器２０の直流側負極は、モータ１４の固定子巻線の中性点Ｐに充電時接続スイッチ３８を介して接続している。このため、充電時接続スイッチ３８は、モータ１４の固定子巻線の中性点Ｐとダイオード整流器２０の直流側負極との間に設けられている。充電時接続スイッチ３８は、オンオフ状態が制御装置４０により制御されるリレーである。すなわち、充電時接続スイッチ３８は、制御装置４０により、モータ駆動時に接続が遮断され、交流電源２６からバッテリ１０への充電時には接続されるように接続状態が制御される。制御装置４０は、ＣＰＵ，メモリ等を有するマイクロコンピュータ等を含む。

インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２及び電圧クランプ用スイッチング素子２８は、制御端子であるゲートＧに制御信号が入力される、すなわちスイッチングがオンされることにより、コレクタＣ側またはドレインＤ側からエミッタＥ側またはソースＳ側への通電を許容する。

また、電圧クランプ用ダイオード３０は、ダイオード整流器２０の直流側負極とインバータ１２の正極側との間に接続され、モータ１４の固定子巻線の中性点Ｐからインバータ１２の正極側への電流の還流を可能としている。すなわち、電圧クランプ用ダイオード３０は、ダイオード整流器２０の直流側負極にアノードＡ側が接続され、インバータ１２の正極側にカソードＣ側が接続されている。

ダイオード整流器２０と第１コネクタ３２との間にＥＭＩフィルタ２２が接続されている。ＥＭＩフィルタ２２は、電流リップルを除去するためのもので、図示しないコンデンサ及びリアクトルを含む。

上記の充電時接続スイッチ３８は、車両走行時にはオフされ、車両停止時の充電時にはオンされる。このため、モータ１４の駆動時には、モータ１４の固定子巻線の中性点Ｐとダイオード整流器２０とが切り離される。

一方、充電時には、モータ１４の固定子巻線の中性点Ｐとダイオード整流器２０とが接続される。この状態で、ダイオード整流器２０の直流側負極がインバータ１２の正極側に電圧クランプ用ダイオード３０を介して接続されるとともに、ダイオード整流器２０の直流側正極がインバータ１２の正極側に電圧クランプ用スイッチング素子２８を介して接続され、さらに、ダイオード整流器２０の交流側にＥＭＩフィルタ２２及び第１、第２各コネクタ３２，３４を介して交流電源２６が接続される。

また、バッテリ１０の電圧及び電流がインバータ１２の交流出力側からモータ１４を介して見たときに零相となるように構成する。そして、インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフに応じた時間分割により、インバータ１２とモータ１４との間での電力の授受を可能とし、かつ、インバータ１２による零相電圧ベクトルの出力時にインバータ１２は、バッテリ１０との間で零相電力を授受する。制御装置４０は、正極側のインバータ側スイッチング素子Ｓ１のオンと同時に電圧クランプ用スイッチング素子２８をオンし、正極側のインバータ側スイッチング素子Ｓ１のオフと同時に電圧クランプ用スイッチング素子２８をオフするようにオンオフを制御する。このように、制御装置４０は、交流電源２６からバッテリ１０への充電時に、正極側のインバータ側スイッチング素子Ｓ１及び電圧クランプ用スイッチング素子２８のスイッチングを制御する。また、充電時に、負極側のインバータ側スイッチング素子Ｓ２のスイッチングはオフのままである。

充電時に、インバータ１２の３相アームＡｕ、Ａｖ、Ａｗはあたかも零相電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータとして作用するので、インバータ１２により零相電圧を制御することでコンバータの機能を持たせることができる。さらに、モータ１４は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、バッテリ１０とインバータ１２との間で零相電力を送受することになる。

交流電源２６からモータ駆動システム３１側に供給される電力は、ダイオード整流器２０で整流される。制御装置４０により、電圧クランプ用スイッチング素子２８と、インバータ１２の正極側のスイッチング素子Ｓ１の１相、あるいは全相とをオンオフ制御し、整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。すなわち、電圧クランプ用スイッチング素子２８と、インバータ１２の正極側のスイッチング素子Ｓ１と、負極側の第１保護用ダイオードＤ２とを利用して、電圧クランプ用スイッチング素子２８と、正極側のスイッチング素子の１相のみ、あるいは全相とを同時にオンすると、モータ１４の漏れインダクタンスを利用するリアクトルである固定子巻線に交流電源２６の整流電圧が印加されてリアクトル電流が増大する。その後、オンしている電圧クランプ用スイッチング素子２８及び正極側のスイッチング素子Ｓ１をオフにすると、モータ１４の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１０に供給され、バッテリ１０を充電できる。

このようなモータ駆動システム３１により、交流電源２６からバッテリ１０への充電が可能となる。本実施の形態の場合、インバータ１２及びモータ１４は、充電する場合に降圧装置としての機能を有し、交流電源２６からダイオード整流器２０を介してインバータ１２に送られた直流電圧を、インバータ１２とモータ１４とで降圧してバッテリ１０に供給する。

このようなモータ駆動システム３１によれば、低電圧のバッテリ１０でモータ１４を駆動する構成において、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源２６からバッテリ１０への充電を行える。具体的には本実施の形態によれば、次の（１）から（３）の効果を得られる。

（１）外部からの充電機能を持たせるのにもかかわらず、外部からの充電機能を持たない従来のモータ駆動システムに設けていたモータ１４とインバータ１２とをそのまま流用でき、かつ、専用の充電器を別途、車両に搭載する必要がなくなる。このため、モータ駆動システム３１の小型化及び低コスト化が可能となる。

（２）モータ１４の中性点Ｐを利用して零相の電流を制御しているため、充電の際にモータ１４にトルクが生じず、モータ１４が回転しない。

（３）充電機能を持たないモータ駆動システムにダイオード整流器２０を追加し、交流電源２６の電圧を直流に変換し、ダイオード整流器２０の直流側からバッテリ１０側を見た構成は、等価的に降圧コンバータと等価な回路構成となるので、交流電源２６の電圧よりも低い電圧のバッテリ１０へ充電できる。すなわち、図２、図３に示すように、インバータ１２（図１）の正極側の３相のスイッチング素子Ｓ１と、電圧クランプ用スイッチング素子２８とをオンオフ制御し、ダイオード整流器２０で整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。

この際、図２に示すように、電圧クランプ用スイッチング素子２８とインバータ１２の正極側の１相または全相のスイッチング素子Ｓ１とをオンする第１モードの実行状態では、電源短絡モードが作られ、図２の矢印αで示す方向に電流が流れる。すなわち、交流電源２６からの電流が、交流電源２６、ダイオード整流器２０、電圧クランプ用スイッチング素子２８、インバータ１２の正極側スイッチング素子Ｓ１、モータ１４、ダイオード整流器２０、交流電源２６の順に流れる。このとき、交流電源２６側からエネルギがモータの零相インダクタンスに磁気エネルギとして蓄えられる。第１モードの期間にオフ状態となる電圧クランプ用ダイオード３０とインバータ１２の負極側スイッチング素子Ｓ２とにはバッテリ電圧が印加される。

これに対して、図３に示すように、電圧クランプ用スイッチング素子２８と正極側のスイッチング素子Ｓ１とをオフする第２モードの実行状態では、図２の矢印βで示す方向に電流が流れる。すなわち、モータ１４のインダクタンスの電流が、モータ１４、電圧クランプ用ダイオード３０、バッテリ１０、インバータ１２の負極側の第１保護用ダイオードＤ２、モータ１４のインダクタンスに順に流れて、モータ１４の固定子巻線に蓄積されていたエネルギがバッテリ１０に供給され、バッテリ１０が充電される。この期間にオフ状態となるインバータ１２の正極側スイッチング素子Ｓ１に印加される電圧は電圧クランプ用ダイオード３０によりバッテリ電圧にクランプされ、交流電源２６の電圧は、オフ状態にある電圧クランプ用スイッチング素子２８で受け持たれる。

さらに、本実施の形態によれば、次の（４）（５）（６）の効果も得られる。
（４）インバータ１２を用いて、交流電源２６の電圧に基づく直流電圧の降圧を可能とし、バッテリ１０を充電する構成において、電圧クランプ用スイッチング素子２８とスイッチング素子Ｓ１とのオンオフの制御として、充電したい電源電流実効値の電源電圧と同相の正弦波に追従するように制御することにより、高調波を抑制できる力率１の制御を実現できる。これについては、後述の図５Ａに示すシミュレーション結果で確認できる。

（５）また、インバータ１２の各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に印加される電圧はバッテリ１０の電圧にクランプされるので、交流電源２６の電圧がバッテリ１０の電圧よりも高い場合でも、インバータ１２のスイッチング素子Ｓ１．Ｓ２の耐圧は充電のために高くする必要がない。すなわち、１の電圧クランプ用スイッチング素子２８として、充電時に印加されるバッテリ電圧以上の高い電圧を受け持つことが可能な耐圧を有するものを設ければよく、複数相のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２として高い耐圧を有するものを使用する場合よりもコストの低減を図れる。また、電圧クランプ用スイッチング素子２８には交流電源２６の電圧が印加されるが、電流は充電時に流れるだけなので、電流容量は充電に必要な容量となる。また、電圧クランプ用ダイオード３０に印加される電圧はほぼバッテリ電圧と等しくなる。

（６）また、電圧クランプ用スイッチング素子２８を制御することにより、充電時にコンデンサ３６やバッテリ１０に流入する電流を制御できるので、充電時にインバータ１２側とコンデンサ３６及びバッテリ１０とを切り離すためのリレーである第１スイッチ１６（図１３参照）をなくすことができ、さらなるコストの低減を図れる。この結果、低電圧のバッテリ１０でモータ１４を駆動する構成において、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源２６からバッテリ１０への充電を行える。

図４Ａ，図４Ｂ，図５Ａ，図５Ｂ，図６Ａ，図６Ｂは、本実施の形態の効果を確認するために行ったシミュレーション結果を示す図である。図４Ａ、図４Ｂは、本実施の形態との比較のための先発明の結果を示している。図４Ａは、図１３の先発明の構成において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の交流電源側の電流波形を求めるシミュレーション結果を示す図であり、図４Ｂは、同じく、充電時のインバータ側スイッチング素子に印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。図４Ａから明らかなように、先発明の構成では、交流電源２６（図１３）の電流波形を正弦波に近くするよう制御することができたが、図４Ｂに示すように、充電時にインバータ１２（図１３）側の１のスイッチング素子当たりにかなり高い電圧が印加された。これは図１４で説明したように、バッテリ電圧に交流電源２６の電圧が印加された電圧がスイッチング素子に印加されるためであり、これはサージ電圧も含まれ、最大で４２７Ｖとなり、平均で１３０Ｖとなった。

これに対して、図５Ａ，図５Ｂ，図６Ａ，図６Ｂは、本実施の形態のシミュレーション結果を示している。図５Ａは、本実施の形態において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の交流電源側の電流波形を求めるシミュレーション結果を示す図であり、図５Ｂは、同じく充電時のインバータ側スイッチング素子に印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。また、図６Ａは、本実施の形態において、交流電源電流を力率１で正弦波形に制御した場合の、充電時の電圧クランプ用スイッチング素子に印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図であり、図６Ｂは、同じく充電時の電圧クランプ用ダイオードに印加される電圧波形を求めるシミュレーション結果を示す図である。

なお、以下のシミュレーションの説明において、図１〜３に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。また、シミュレーションでは、バッテリ電圧を４６Ｖとしている。図５Ａから明らかなように、本実施の形態でも、交流電源２６の電流波形を正弦波に近くするよう制御することができた。さらに、図５Ｂに示すように、充電時にインバータ１２側の１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２当たりに印加される電圧を最大で４８Ｖと、ほぼバッテリ電圧付近に抑制できることを確認できた。

また、図６Ａに示すように、充電時の電圧クランプ用スイッチング素子２８に印加される電圧は、最大で３５８Ｖで、平均で１０５Ｖと高くなったので、この１の電圧クランプ用スイッチング素子２８には高い耐圧を持たせる必要があることが分かる。さらに、図６Ｂに示すように、充電時の電圧クランプ用ダイオード３０には、バッテリ電圧にモータ１４からの超過分の電圧が加わり、最大で６２Ｖで、平均で１９Ｖとなることを確認できた。

［第２の実施の形態］
図７は、本発明の第２の実施形態の制御部の構成を示す図である。図８は、図７の構成の電流指令生成部の１例を示す図である。本実施の形態のモータ駆動システムは、電流検出部である電流センサ４１を備える。電流センサ４１は、モータ１４（図１参照）の固定子巻線の中性点Ｐを流れる中性点Ｐ電流を検出する。なお、以下の説明では、図１から図３に示した要素と同等の要素には同一の符号を付して説明する。また、制御部である制御装置４２は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に基づく値とリアクトル成分の検出電流との偏差から得られる制御電圧であるＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号をインバータ１２の３相のスイッチング素子の制御端子であるゲートＧに出力する。そして、モータ駆動システムは、インバータ１２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフ制御することで、交流電源２６からバッテリ１０への充電を可能とする。

すなわち、制御装置４２は、分流比乗算部４４と、減算器４６と、演算部４８と、キャリア信号出力部５０と、ＰＷＭ信号出力部５２とを有する。また、演算部４８は、補償器５４と、加算器５６と、除算器５８とを含む。分流比乗算部４４は、中性点Ｐに対する電流指令値である正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜に、図示しない電圧センサによりそれぞれ検出された交流電源２６の交流電源２６電圧Ｖ（ｔ）と直流出力電圧であるバッテリ電圧Ｖｂとから決定される分流比（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）を乗じて得られる値を算出し、減算器４６へ出力する。

ここで、交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜は、充電電力に対応する交流電源２６に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜である。また、電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を使用するのは、半波整流とするためである。また、力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を求めるために、例えば、制御装置４２は、図８に示す電流指令生成部６０を有し、図示しない外部制御装置から受ける充放電電力指令値ＰＲ、及び、交流電源２６（図１）の電圧ＶＡ（Ｖ（ｔ））を検出する電圧センサ（図示せず）からの検出値に基づいて、交流電源２６に対して力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を生成する。例えば、電流指令生成部６０は、実効値演算部６２と、位相検出部６４と、正弦波生成部６６と、除算部６８と、乗算部７０と、絶対値算出部７２とを有する。実効値演算部６２は、交流電源２６（図１）の電圧ＶＡからピーク電圧を検出し、検出したピーク電圧に基づいて電圧ＶＡの実効値を算出する。位相検出部６４は、電圧ＶＡのゼロクロス点を算出し、検出したゼロクロス点に基づいて電圧ＶＡの位相を検出する。

正弦波生成部６６は、位相検出部６４によって検出された電圧ＶＡの位相に基づいて、例えば、正弦波関数のテーブルを用いて、電圧ＶＡと同相の正弦波を生成する。除算部６８は、実効値演算部６２からの電圧ＶＡの実効値により充放電電力指令値ＰＲを除算し、その演算結果を乗算部７０へ出力し、乗算部７０では、除算部６８の演算結果に正弦波生成部６６からの正弦波を乗算する。絶対値算出部７２では、乗算部７０の演算結果の絶対値を算出し、その算出結果を電流指令の絶対値｜ｉ^*｜として出力する。電流指令生成部６０の出力｜ｉ^*｜は、分流比乗算部４４（図７）に入力する。なお、電圧ＶＡの実効値と位相とを利用するものであれば、電流指令生成の絶対値はこのような方法で生成するものに限らず種々の方法で生成できる。例えば、電流指令生成の絶対値を予め定めておくこともできる。

図７に戻り、演算部４８が有する減算器４６は、分流比乗算部４４の出力値と、リアクトル成分の検出電流である中性点Ｐ電流の検出値ｉとの偏差を求め、補償器５４に出力する。補償器５４は、減算器４６の出力値に補償器を乗じて得られる値、すなわち、減算器４６の出力値を比例補償や比例積分補償等の補償制御することにより得られる値を、リアクトル電圧指令ＶＬ^*として出力する。リアクトル電圧指令ＶＬ^*は、加算器５６で、バッテリ電圧Ｖｂを加算された後、除算器５８で、（｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）により除算されることにより、ＰＷＭ変調率が算出される。

また、キャリア信号出力部５０は、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を出力する。すなわち、３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は、それぞれ位相が０度、１２０度、２４０度のＰＷＭキャリア信号である。尚、３相とは、モータ１４の駆動のためにインバータ１２に電流を供給する場合の、モータ１４のＵ，Ｖ，Ｗ相に対応する３相をいう。

ＰＷＭ信号出力部５２は、コンパレータ７４を有し、演算部４８で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ７４で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。そして、ＰＷＭ信号出力部５２は、インバータ１２を構成する３相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗ（図１参照）の正極側のスイッチング素子Ｓ１の制御端子であるゲートＧに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをそれぞれ出力する。

さらに、ＰＷＭ信号出力部５２は、電圧クランプ用スイッチング素子２８の制御端子であるゲートＧに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの少なくとも１がオンを表す信号である場合に、電圧クランプ用スイッチング素子２８のオン指令を表す信号を出力する。

このような構成により、ＰＷＭ信号出力部５２からインバータ１２の３相の正極側のスイッチング素子Ｓ１のゲートＧに各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが出力され、インバータ１２の正極側のスイッチング素子Ｓ１を、各相のスイッチング素子Ｓ１同士でスイッチングするタイミングを１２０度ずつ位相をずらせるようにオンオフ制御される。また、各相のスイッチング素子Ｓ１の少なくとも１がオンされた場合には、電圧クランプ用スイッチング素子２８がオンされる。このため、交流電源２６からバッテリ１０への充電が可能となる。

このような構成によれば、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１４での効率向上を図れる。すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相を１２０度ずつずらしているので、充電時にモータ１４の自己インダクタンスを利用できる。このため、各相の固定子巻線を流れる電流のリップルが低減され、さらに、３相の電流の合成により得られる、中性点Ｐから流出する電流リップルの周波数がキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相をずらせない場合に比べて３倍となる。この結果、交流電源２６の電流のリップルと、インバータ１２側直流電流のリップルとが大幅に低減され、ＥＭＩノイズ及び高周波漏洩電流を小さくでき、電流リップルを除去するための電気部品である、ＥＭＩフィルタ２２を小型化できる。その他の構成及び作用は、上記の図１から図３に示した実施形態と同様である。

［第３の実施の形態］
図９は、本発明の第３の実施形態の構成図である。本実施の形態のモータ駆動システム３１は、それぞれ複数ずつのインバータとモータとを有する。すなわち、上記の図１から図３に示した実施の形態において、第２モータ７６と、第２モータ７６を駆動する第２インバータ７８とが設けられている。また、第２インバータ７８は、インバータ１２に対し並列に接続され、第２モータ７６は、インバータ１２及びモータ１４の関係と同様に、第２インバータ７８に接続されている。

このために、モータ駆動システム３１は、バッテリ１０に、インバータ１２に対し並列に接続されて、複数の第２インバータ側スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を含む第２インバータ７８と、第２インバータ７８に接続された第２モータ７６と、第２電圧クランプ用スイッチング素子８０及び第２電圧クランプ用ダイオード８２とを備える。第２電圧クランプ用スイッチング素子８０は、第２インバータ側スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の耐圧よりも高耐圧であり、ダイオード整流器２０の直流側正極と第２インバータ７８の正極側との間に接続されている。また、第２電圧クランプ用ダイオード８２は、ダイオード整流器２０の直流側負極にアノードＡ側が接続され、第２インバータ７８の正極側にカソードＣ側が接続され、第２モータ７６の固定子巻線の中性点Ｑから第２インバータ７８の正極側へ電流を環流させる。

また、第２モータ７６の固定子巻線の中性点Ｑは、第２充電時接続スイッチ８４を介してダイオード整流器２０の直流側負極に接続されている。第２充電時接続スイッチ８４は、制御装置４０（図１参照）により制御されるリレーである。すなわち、第２充電時接続スイッチ８４は、制御装置４０により、第２モータ７６駆動時に接続が遮断され、交流電源２６からバッテリ１０への充電時には接続されるように接続状態が制御される。また、制御装置４０は、交流電源２６からバッテリ１０への充電時に、インバータ側スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２及び電圧クランプ用スイッチング素子２８のスイッチングと、第２インバータ側スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４及び第２電圧クランプ用スイッチング素子８０のスイッチングとを制御する。すなわち、充電時には、負極側のインバータ側スイッチング素子Ｓ２及び第２インバータ側スイッチング素子Ｓ４のスイッチングをオフしたまま、正極側のインバータ側スイッチング素子Ｓ１及び第２インバータ側スイッチング素子Ｓ３と、電圧クランプ用スイッチング素子２８及び第２電圧クランプ用スイッチング素子８０とのスイッチングとを同時にオンし、または同時にオフするようにオンオフが制御される。

このようなモータ駆動システム３１では、モータ１４と第２モータ７６とを備えるので、それぞれで車両の左右車輪を駆動するように構成することができる。例えば、モータ１４と第２モータ７６との少なくとも一部をそれぞれ左右車輪の内側に配置して、各モータ１４，７６をインホイールモータとして使用する電気自動車に、本実施の形態のモータ駆動システム３１を適用することもできる。このように本実施の形態では、インバータ１２及びモータ１４の並列接続構成により充電できるので、上記の図１から図３に示した実施形態の場合に比べて充電時電流を大きくでき、大容量化を図れる。なお、上記の図９に示した実施形態において、バッテリ１０が２台に分割されて、モータ駆動システムを搭載する車両等の搭載体に搭載されている場合に、交流電源２６からインバータ１２、モータ１４、第２インバータ７８及び第２モータ７６を利用して、２台のバッテリに別々に充電することもできる。

なお、本実施の形態は、２のモータジェネレータとエンジンとを搭載し、１のモータジェネレータ及びエンジンの少なくとも一方を駆動源として車輪を駆動するハイブリッド車両において、主に発電機として使用される第１モータジェネレータとして上記のモータ１４を使用し、主に走行用モータとして使用される第２モータジェネレータとして上記の第２モータ７６を使用することもできる。また、車両停止時に特別の充電器を用いることなく、それぞれ２ずつの電圧クランプ用スイッチング素子２８，８０、電圧クランプ用ダイオード３０，８２、インバータ１２，７８及びモータ１４，７６を利用して、交流電源２６からバッテリ１０に充電可能とすることで、いわゆるプラグイン方式ハイブリッド車両を構成することもできる。その他の構成及び作用は、上記の図１から図３に示した実施形態と同様である。なお、本実施の形態は、図７から図８に示した実施形態と組み合わせることもできる。

また、上記では、それぞれ２ずつの電圧クランプ用スイッチング素子２８，８０、電圧クランプ用ダイオード３０，８２、インバータ１２，７８及びモータ１４，７６を利用して、交流電源２６からバッテリ１０に充電可能とする場合を説明したが、それぞれ３以上ずつとして互いに並列に接続する構成を採用することもできる。

［第４の実施の形態］
図１０は、本発明の第４の実施形態の構成図である。本実施の形態のモータ駆動システム３１では、上記の各実施の形態と異なり、単相の交流電源ではなく、３相の交流電源８６からバッテリ１０への充電を可能としている。このために、電源用接続部である第１コネクタ３２とダイオード整流器２０との間に接続されるＥＭＩフィルタ２２は、同相成分ノイズ除去用の同相リアクトル（図示せず）及び差動成分ノイズ除去用の差動リアクトル（図示せず）を含むように構成されている。その他の構成及び作用は、上記の図９に示した実施形態と同様である。なお、本実施の形態は、上記の図１から図３の実施形態、または図７、図８の実施形態と組み合わせることもできる。なお、上記の図１０に示した実施形態において、バッテリ１０が２台に分割されて、モータ駆動システムを搭載する車両等の搭載体に搭載されている場合に、交流電源８６からインバータ１２、モータ１４、第２インバータ７８及び第２モータ７６を利用して、２台のバッテリに別々に充電することもできる。

［第５の実施の形態］
図１１は、本発明の第５の実施形態の構成図である。本実施の形態のモータ駆動システム３１では、上記の図１から図３に示した実施形態において、バッテリ１０側のシステムでの雷サージ等による感電対策を有効に図れるようにすべく考えられたものである。このために、モータ駆動システム３１は、バッテリ１０とインバータ１２との間に設けられ、モータ駆動時に接続され、交流電源２６からバッテリ１０への充電時に遮断されるシステムリレー８８と、高周波絶縁トランス９０とを備えている。高周波絶縁トランス９０は、バッテリ１０とインバータ１２との間に設けられている。また、インバータ１２の直流側に直流電力を交流電力に変換する直流交流変換器９２が接続され、バッテリ１０の正極及び負極に交流電力を直流電力に変換する交流直流変換器９４が接続されている。高周波絶縁トランス９０は、直流交流変換器９２と交流直流変換器９４との間に接続されている。例えば、直流交流変換器９２は、制御装置４０（図１）により制御される。

このような構成によれば、交流電源２６からバッテリ１０への充電時に、インバータ１２側から供給される電力を、絶縁トランスを介してバッテリ１０へ供給し、バッテリ１０を充電することができる。また、バッテリ１０側と交流電源２６側との間を高周波絶縁トランス９０で電気的に絶縁できるので、雷サージ等により交流電源２６側に異常に高い電圧が入力された場合でも、バッテリ１０側のシステムでの漏電対策等の感電対策を簡略にしつつ、バッテリ１０側のシステムに悪影響が及ぶことを有効に防止できる。このため、高圧安全対策を容易に行える。その他の構成及び作用は、上記の図１から図３に示した実施形態と同様である。なお、本実施の形態は、上記の図７、図８の実施形態、図９の実施形態及び図１０の実施形態のいずれか１と組み合わせることもできる。

［第６の実施の形態］
図１２は、本発明の第６の実施形態の構成図である。本実施の形態のモータ駆動システム９６は、上記の各実施の形態と異なり、インバータ１２及びモータ１４を利用して交流電源２６からバッテリ１０へ充電しない。その代わりに、モータ駆動システム９６は、バッテリ１０の電圧を昇圧してインバータ１２に供給するための昇降圧コンバータであるコンバータ９８を備え、コンバータ９８のスイッチング素子を利用して、交流電源２６からバッテリ１０への充電を可能としている。

すなわち、モータ駆動システム９６は、バッテリ１０と、バッテリ１０にコンバータ９８を介して接続されたインバータ１２と、インバータ１２に接続されたモータ１４とを備える。コンバータ９８は、バッテリ１０の正極側に一端が接続された電圧変換用リアクトルであるリアクトルＬと、２の電圧変換用スイッチング素子であるスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が直列接続されたアームＡｃとを含む。アームＡｃの中点は、リアクトルＬの他端に接続されている。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のトランジスタ等である。各スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６に逆並列に還流用ダイオードである第３保護用ダイオードＤ５，Ｄ６が接続されている。各スイッチング素子Ｄ５，Ｓ６のスイッチングは、制御装置４０により制御される。

このような構成では、モータ１４の駆動時にバッテリ１０の電圧をコンバータ９８で昇圧してインバータ１２に供給することが可能となる。また、モータ１４を車両の走行用モータとして使用する場合に、制動時の回生電力をモータ１４で回収するようにすれば、インバータ１２側からコンバータ９８へ入力される電圧を降圧して、バッテリ１０に供給し、バッテリ１０を充電することが可能となる。

さらに、モータ駆動システム９６は、車両停止時の外部の交流電源２６に接続された場合に、交流電源２６からバッテリ１０への充電も可能としている。このために、モータ駆動システム９６は、ダイオード整流器２０と、電圧クランプ用スイッチング素子２８と、電圧クランプ用ダイオード３０と、交流電源２６に接続可能な電源用接続部である第１コネクタ３２と、ＥＭＩフィルタ２２とを備える。第１コネクタ３２は、交流電源２６側の第２コネクタ３４と接続することで交流電源２６と接続可能である。

ダイオード整流器２０は、第１コネクタ３２とバッテリ１０の正極側及びコンバータ９８の高圧側との間に接続されている。電圧クランプ用スイッチング素子２８は、コンバータ９８を構成するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の耐圧よりも高耐圧であり、ダイオード整流器２０の直流側負極とバッテリ１０の正極との間に接続されている。電圧クランプ用スイッチング素子２８は、ＩＧＢＴや、高耐圧のスイッチング素子である。電圧クランプ用スイッチング素子２８には逆並列に第２保護用ダイオードＤ３が接続されている。

また、電圧クランプ用ダイオード３０は、ダイオード整流器２０の直流側正極にカソードＣ側が接続され、バッテリ１０の正極にアノードＡ側が接続されている。また、ダイオード整流器２０の直流側正極は、コンバータ９８の高圧側に接続されている。また、電圧クランプ用スイッチング素子２８の第１端子であるコレクタＣ側は、バッテリ１０の正極に接続されている。また、ダイオード整流器２０の直流側負極は、電圧クランプ用スイッチング素子２８の第２端子であるエミッタＥ側に接続されている。さらに、モータ駆動システム９６は、交流電源２６からバッテリ１０への充電時に、コンバータ９８のスイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子２８のスイッチングを制御する制御部である制御装置４０を備える。コンバータ９８のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６及び電圧クランプ用スイッチング素子２８は、制御端子であるゲートＧに制御信号が入力される、すなわちスイッチングがオンされることにより、コレクタＣ側からエミッタＥ側への通電を許容する。

このような構成では、例えばバッテリ１０が、１００Ｖ等の交流電源２６の電圧よりも低い５０Ｖ未満等の電圧を有する場合に、バッテリ１０の電圧を、交流電源２６電圧よりも低い電圧に昇圧してインバータ１２に供給することができる。この場合、交流電源２６からバッテリ１０へ充電する場合に、コンバータ９８の各スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６にバッテリ１０の電圧を大きく上回る電圧は印加されないので、コンバータ９８のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の耐圧を低く抑えつつ充電することが可能となる。すなわち、充電機能を持たないモータ駆動システムにダイオード整流器２０を追加し、交流電源２６の電圧を直流に変換し、コンバータ９８及び電圧クランプ用スイッチング素子２８を利用して、交流電源２６の電圧よりも低い電圧のバッテリ１０へ充電できる。すなわち、交流電源２６からバッテリ１０への充電時に、コンバータ９８の正極側のスイッチング素子Ｓ５と、電圧クランプ用スイッチング素子２８とを同時にオンオフ制御し、ダイオード整流器２０で整流された電力をバッテリ１０に供給して充電する。この充電時に、コンバータ９８の負極側のスイッチング素子Ｓ６はオフのままである。

この際、電圧クランプ用スイッチング素子２８とコンバータ９８の正極側のスイッチング素子Ｓ５とをオンする第１モードの実行状態では、電源短絡モードが作られ、図１２の実線矢印γで示す方向に電流が流れる。このとき、交流電源２６側からエネルギがコンバータ９８のリアクトルＬに磁気エネルギとして蓄えられる。第１モードの期間にオフ状態となるコンバータ９８の負極側スイッチング素子Ｓ６にはバッテリ１０電圧が印加される。

これに対して、電圧クランプ用スイッチング素子２８とコンバータ９８の正極側のスイッチング素子Ｓ５とをオフする第２モードの実行状態では、図１２の破線矢印δで示す方向に電流が流れる。すなわち、リアクトルＬの電流が、バッテリ１０、コンバータ９８の負極側の第３保護用ダイオードＤ６、リアクトルＬに順に流れて、リアクトルＬに蓄積されていたエネルギがバッテリ１０に供給され、バッテリ１０が充電される。この期間にオフ状態となる正極側スイッチング素子Ｓ５に印加される電圧は、電圧クランプ用ダイオード３０によりバッテリ１０電圧にクランプされ、交流電源２６電圧は、オフ状態にある電圧クランプ用スイッチング素子２８で受け持たれる。このため、交流電源２６電圧がバッテリ１０電圧よりも高い場合でも、コンバータ９８のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の耐圧は充電のために高くする必要がない。すなわち、１の電圧クランプ用スイッチング素子２８として、充電時に印加されるバッテリ１０電圧以上の高い電圧を受け持つことが可能な耐圧を有するものを設ければよく、コンバータ９８のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６として高い耐圧を有するものを使用する場合よりもコストの低減を図れる。この結果、低電圧のバッテリ１０でモータ１４を駆動する構成において、充電電力の制御のための専用の充電器を設けることなく、低コストで交流電源２６からバッテリ１０への充電を行える。その他の構成及び作用は、上記の図１から図３に示した実施形態と同様である。

１０バッテリ、１２インバータ、１４モータ、１５充電付加回路、１６第１スイッチ、１８第２スイッチ、２０ダイオード整流器、２２ＥＭＩフィルタ、２４第３スイッチ、２８電圧クランプ用スイッチング素子、３０電圧クランプ用ダイオード、３１モータ駆動システム、３２第１コネクタ、３４第２コネクタ、３６コンデンサ、３８充電時接続スイッチ、４０制御装置、４１電流センサ、４２制御装置、４４分流比乗算部、４６減算器、４８演算部、５０キャリア信号出力部、５２ＰＷＭ信号出力部、５４補償器、５６加算器、５８除算器、６０電流指令生成部、６２実効値演算部、６４位相検出部、６６正弦波生成部、６８除算部、７０乗算部、７２絶対値算出部、７４コンパレータ、７６第２モータ、７８第２インバータ、８０第２クランプ用スイッチング素子、８２第２クランプ用ダイオード、８４第２充電時接続スイッチ、８６交流電源、８８システムリレー、９０高周波絶縁トランス、９２直流交流変換器、９４交流直流変換器、９６モータ駆動システム、９８コンバータ。

Claims

バッテリと、
バッテリに接続されて、複数のインバータ側スイッチング素子を含むインバータと、
インバータに接続されたモータと、
交流電源に接続可能な電源用接続部とを備え、
交流電源に接続された場合に交流電源からバッテリへの充電を可能とするモータ駆動システムであって、
電源用接続部とインバータの正極側及びモータの固定子巻線の中性点との間に接続された整流器と、
整流器の正極側とインバータの正極側との間に接続され、インバータ側スイッチング素子よりも高耐圧の電圧クランプ用スイッチング素子と、
整流器の負極側にアノード側が接続され、インバータの正極側にカソード側が接続される電圧クランプ用ダイオードとを備え、
整流器の負極側は、モータの固定子巻線の中性点に接続され、
整流器の正極側は、電圧クランプ用スイッチング素子の第１端子側に接続され、
電圧クランプ用スイッチング素子の第２端子側は、インバータの正極側に接続され、
さらに、交流電源からバッテリへの充電時に、インバータ側スイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備えることを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１に記載のモータ駆動システムにおいて、
モータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部を備え、
制御部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に基づく値とリアクトル成分の検出電流との偏差から得られるＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号をインバータの３相のスイッチング素子の制御端子に出力し、
インバータのスイッチング素子をオンオフ制御することで、交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１または請求項２に記載のモータ駆動システムにおいて、
バッテリに、インバータに対し並列に接続されて、複数の第２インバータ側スイッチング素子を含む第２インバータと、
第２インバータに接続された第２モータと、
整流器の正極側と第２インバータの正極側との間に接続され、第２インバータ側スイッチング素子よりも高耐圧の第２電圧クランプ用スイッチング素子と、
整流器の負極側にアノード側が接続され、第２インバータの正極側にカソード側が接続される第２電圧クランプ用ダイオードとを備え、
第２モータの固定子巻線の中性点は、整流器の負極側に接続され、
第２電圧クランプ用スイッチング素子の第１端子は、整流器の正極側に接続され、
第２電圧クランプ用スイッチング素子の第２端子は、第２インバータの正極側に接続され、
制御部は、交流電源からバッテリへの充電時に、インバータ側スイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングと、第２インバータ側スイッチング素子及び第２電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングとを制御することを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１から３のいずれか１に記載のモータ駆動システムにおいて、
電源用接続部と整流器との間に接続され、同相成分ノイズ除去用の同相リアクトル及び差動成分ノイズ除去用の差動リアクトルを含むフィルタを備え、
３相交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１から請求項４のいずれか１に記載のモータ駆動システムにおいて、
バッテリとインバータとの間に設けられ、モータ駆動時に接続され、交流電源からバッテリへの充電時に遮断されるシステムリレーと、
バッテリとインバータとの間に設けられる高周波絶縁トランスとを備えることを特徴とするモータ駆動システム。
請求項１から請求項５のいずれか１に記載のモータ駆動システムにおいて、
モータの固定子巻線の中性点と整流器の負極側との間に設けられ、モータ駆動時に遮断され、交流電源からバッテリへの充電時に接続される充電時接続スイッチを備えることを特徴とするモータ駆動システム。
バッテリと、
バッテリに昇降圧コンバータを介して接続されたインバータと、
インバータに接続されたモータと、
交流電源に接続可能な電源用接続部とを備え、
昇降圧コンバータは、電圧変換用スイッチング素子と電圧変換用リアクトルとを含み、
交流電源に接続された場合に交流電源からバッテリへの充電を可能とするモータ駆動システムであって、
電源用接続部とバッテリの正極側及び昇降圧コンバータの高圧側との間に接続された整流器と、
整流器の負極側とバッテリの正極側との間に接続され、電力変換用スイッチング素子よりも高耐圧の電圧クランプ用スイッチング素子と、
整流器の正極側にカソード側が接続され、バッテリの正極側にアノード側が接続される電圧クランプ用ダイオードとを備え、
整流器の正極側は、昇降圧コンバータの高圧側に接続され、
電圧クランプ用スイッチング素子の第１端子側は、バッテリの正極側に接続され、
整流器の負極側は、電圧クランプ用スイッチング素子の第２端子側に接続され、
さらに、交流電源からバッテリへの充電時に、電圧変換用スイッチング素子及び電圧クランプ用スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備えることを特徴とするモータ駆動システム。