CN112739571A - 用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相ac充电器 - Google Patents

用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相ac充电器 Download PDF

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Abstract

一种用于电动和插电式混合动力车辆应用的具有特载降压‑升压操作和任选的车辆到电网(V2G)能力的集成三相AC充电的动力传动系统以及用于开关控制的对应的方法和机器指令集。所述动力传动系统可包括具有关联的输入滤波器的三相电流源转换器(CSC)前端、极性反转模块以及在实施方案中双逆变器马达驱动器。所述双逆变器驱动器是反电动势和所述CSC所必需的DC电感两者的源。由于不需要附加磁性元件，因此提供了紧凑的设计，并且牵引模式所需要的车载冷却系统可被重新部署用于充电和V2G模式。所述动力传动系统通过任选的极性反转模块在充电模式与V2G模式之间进行模式转换。

Description

用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相AC充电器
交叉参考
本申请是于2018年8月30日提交的标题为“INTEGRATED BIDIRECTIONAL THREE-PHASE AC CHARGER FOR VEHICLE APPLICATIONS”的美国申请No.62/725711的非临时申请，并要求所有权益，包括该申请的优先权。本申请通过引用整体地并入。
技术领域
本文公开的实施方案通常涉及用于电动和插电式混合动力电动车辆应用的电力电子设备。更具体地，实施方案涉及具有集成充电能力的电动动力传动系统。
背景技术
广泛采用电动车辆的瓶颈之一是对车载电池充电所需要的时间。通常，从低电压单相交流(AC)电网、三相AC电网或直流(DC)电网连接供应用于对车辆电池充电的电力。
与三相AC电网不同，低电压DC电网当前不广泛可用；并且与单相AC电网比较，三相AC电网通常具有较高的电力可用性。例如，可在需要较高的电力可用性的诸如商业建筑、办公楼和工业设施的地方找到三相电网连接。附加地，例如，可从现有的三相配电线做出新的三相ac电网连接。用于实现三相AC充电的充电器可以在车辆外或车辆上。
车载集成充电器解决方案是有利的，因为通过将所有电力电子设备集成到车辆上并利用现有的车载冷却系统，它们具有显著地降低外部基础设施成本的潜力。
集成车载充电器的主要缺点是车辆的重量、体积和成本增加，这些由所呈现的解决方案解决。
发明内容
从DC源进行电网充电相对于由AC电网基础设施充电是较简单的方法，但不总是可用的。
AC电网基础设施更容易获得，但是在与电动车辆或混合动力电动车辆一起使用之前，转换方法通常需要昂贵或笨重的基础设施元件用于进行AC/DC转换。例如，AC/DC转换级可由附加的整流器电路进行，该附加的整流器电路在某些情形下，利用磁性部件来改进功率流/能量转移的效率。
这种类型的AC/DC转换级增加基础设施复杂性(例如，若在电动汽车充电站处的每一AC电网接口处都需要的话)，并且磁性部件(例如，电感器、电容器)既笨重(例如，这些部件占用充电站处的有限空间且重)又昂贵(例如，附加电感器可能特别昂贵)。
相对于常规的内燃发动机车辆，电动或混合动力电动车辆由于有害排放物减少而是所希望的。利用汽油或柴油的内燃发动机可放出大量二氧化碳和其他有害排放物，诸如甲烷、一氧化二氮，其可能导致气候变化。电动混合动力发动机可被适配为潜在地使用存储在其中的汽油/柴油和电力两者。
目前，由于对当前电动汽车充电站的成本和空间要求(例如，限制桩数)高，电动车辆采用受到电动车辆充电站的稀少可用性限制。电动汽车充电站之间的大距离或由于桩比待充电的车辆数少而导致的排队可严重地影响电动汽车的生存能力，因为电动车辆仅具有有限的续航里程。
因此，期望一种用于从AC电网(例如，多相AC电网)充电的改进的方法。所提出的方法是针对环境(绿色)技术的改进的电路拓扑(以及对应的电路、方法和存储在非暂时性机器可读介质上的机器指令集)，所述环境(绿色)技术能通过改进电动或混合动力车辆的生存能力来帮助解决或减轻环境影响。随着电动或混合动力车辆的生存能力被改进，可减少对内燃发动机的依赖以帮助保护自然环境和石油/天然气资源。
电动马达的磁性部件当不在使用中时，可被用于AC/DC转换。本文描述的提出的方法针对一种电动动力传动系统电路拓扑，其包括电流源转换器电路，该电流源转换器电路作为AC/DC转换级操作并耦合至双逆变器驱动器系统，该双逆变器驱动器系统具有跨马达(例如，跨马达绕组)连接的两个充电级(例如，上充电级和下充电级，其还可被称为第一充电级和第二充电级)。因为双逆变器驱动器系统通过马达本身连接，所以马达的磁性部件被用于AC/DC转换，从而为AC/DC转换提供可能不太笨重且不太昂贵的方法。级是电路部分并包括物理电路部件。
在一些实施方案中，电动动力传动系统电路作为电动或混合动力车辆的部件被提供，并且可例如驻留在电动或混合动力车辆上或在电动或混合动力车辆内(例如，作为直接耦合至马达和储能装置的电路)，使得即使AC电网接口没有可用的AC/DC转换级，例如，当电动或混合动力车辆的马达未用于运动时，电动或混合动力车辆也可直接连接至三相AC电网接口。可提供附加的控制器电路，该附加的控制器电路被配置为在运动状态与能量流状态之间切换开放式绕线马达的操作。
本文描述了用于极性反转使得电动或混合动力车辆还能够在不同的变型实施方案中提供车辆到电网(V2G)充电能力的另外的实施方案。并非所有实施方案都包括车辆到电网(V2G)充电能力—在一些实施方案中设想了从AC电网到电动或混合动力车辆的单向充电。可替代地，在其他实施方案中还设想了从电动或混合动力车辆到AC电网的单向充电。例如，在紧急情形或电网隔离且偏远的情形(例如，农村电网)下，V2G充电是有用的。取决于电网电力价格，向电网提供能量也可能是经济上有利的。
双逆变器驱动器系统包括上充电级和下充电级。这些级中的每一个均具有储能器和电压源转换器。例如，上充电级具有第一储能器和第一电压源转换器(VSC1)。下充电级具有第二储能器和第二电压源转换器(VSC2)。双逆变器驱动器可被配置为提供电压升压能力，从而使得当储能器电压之和大于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在AC电网与第一储能器或第二储能器之间交换功率。
开放式绕线马达(例如，可用于运动的马达)耦合在第一电压源转换器与第二电压源转换器之间，并且该开放式绕线马达具有三个或更多个马达绕组。这些绕组中的每一个均耦合至第一电压源转换器和第二电压源转换器中的每一个的对应的AC端子。
电流源转换器(CSC)包括用于与AC电网耦合的三个CSC AC相端子、在正VSC1 DC端子处耦合至上充电级的正CSC DC端子以及在负VSC2 DC端子处耦合至下充电级的负CSC端子。
CSC包括第一电路支路、第二电路支路和第三电路支路。每个电路支路对应于三个CSC AC相端子中的对应的CSC AC相端子，并且具有至少一个上开关和一个下开关。上开关各自耦合至对应的CSC AC相端子和正CSC DC端子。下开关各自耦合至对应的CSC AC相端子和负CSC DC端子。
上开关和下开关中的每一个均由选通控制信号控制，即当仅一个上开关处于接通状态时，该开关将传导等于三个绕组电流之和的电流，而当仅一个下开关被操作时，该开关将传导等于三个绕组电流之和的电流。这些选通控制信号控制AC电网与电动车辆/混合动力电动车辆之间的能量流，从而利用马达的电感来实现操作。
CSC是三相电流源转换器(CSC)前端，其在另一实施方案中可任选地与输入滤波器一起操作，该输入滤波器利用马达的电感来实现操作。动力传动系统部件向CSC提供可变反电动势和串联电感。在一些实施方案中，CSC的上开关和下开关可被配置为使得与AC电网交换的有功功率和无功功率两者被单独地控制。CSC可提供电压降压能力，从而使得当储能器之和小于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在AC电网与第一储能器或第二储能器之间交换功率。
对用于实现集成充电器的动力传动系统磁性元件的这种重复使用具有三个好处：1)不需要附加的磁性部件，这否则会显著增加充电器的重量和体积；2)利用马达冷却系统冷却磁性元件；以及3)马达冷却系统可与CSC前端共享以用于冷却电力电子装置。
储能元件不局限于为具体类型的，也不要求储能元件为相同类型的。储能元件的一些示例包括：电池、燃料电池和超级电容器。在实施方案中，一个储能元件可以为电池类型的，而另一个为超级电容器类型的。由于实施方案中的元件的特定布置，转换器在充电模式和V2G模式两者期间作为三端口转换器操作。三个端口中的每一个的电动势是：1)储能元件1电压；2)储能元件2电压；以及3)经整流的AC电网电压。
在实施方案中，经由逆变器在马达的任何一侧连接的两个独立储能元件电力地串联以用于充电和车辆到电网模式。串联连接电动势的能力是高度有利的，因为动力传动系统可实现较高的dc链路电压，从而产生改进的总效率和增加的充电功率能力。
对于前端使用CSC的另一优点是由于CSC的开关的固有双向阻断能力，不管充电状态和标称储能元件电压如何，储能元件的充电电流都是可控的。CSC还可特载故障阻断能力，这确保在AC电网故障(例如，AC短路)的情况下保护储能元件。AC电网可通过输入滤波器任选地耦合至CSC，该输入滤波器被配置为滤出由电动动力传动系统产生的谐波电流以防进入到AC电网中。
CSC前端的结构以及由差分连接的双逆变器驱动器提供的可变反电动势允许降压-升压操作用于充电，这也是高度有利的。在降压模式下，CSC前端逐步降低电网电压；而在升压模式下，双逆变器驱动器逐步增加电网电压。
充电器通过使用CSC与双逆变器驱动器之间的极性反转电路在充电模式与车辆到电网模式之间切换。极性反转电路的作用是为了使由双逆变器驱动器产生的DC侧反电动势的极性反转。注意，极性反转电路是任选的，并且仅在一些实施方案中被包括。例如，如果不要求V2G操作，则不需要极性反转电路。极性反转电路可耦合在CSC与上充电级和下充电级之间，使得极性反转电路在正CSC DC端子和负CSC DC端子处耦合至CSC，并且极性反转电路在正VSC1 DC端子处耦合至上充电级，而在负VSC2 DC端子处耦合至下充电级。极性反转电路使由双逆变器驱动器提供的反电动势的极性反转，使得电动车辆或混合动力电动车辆能够向AC电网提供功率。
在第一变型中，极性反转电路在负VSC1 DC端子处耦合至上充电级并在正VSC2 DC端子处耦合至下充电级，并且包括将CSC与双逆变器驱动器对接的至少一个开关，其中极性反转电路具有第一状态和第二状态；第一状态耦合正CSC DC端子和正VSC1 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和负VSC2 DC端子；而第二状态耦合正CSC DC端子和负VSC1 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和正VSC2 DC端子；其中在第一状态下，功率被引导至电动车辆或混合动力电动车辆，而在第二状态下，功率被引导至AC电网。
在第二变型中，极性反转电路包括至少一个开关并将CSC与双逆变器驱动器对接，其中极性反转电路具有第一状态和第二状态；第一状态耦合正CSC DC端子和正VSC1 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和负VSC2 DC端子；而第二状态耦合正CSC DC端子和负VSC2 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和正VSC1 DC端子；其中在第一状态下，功率被引导至车辆，而在第二状态下，功率被引导至电网。
在第一变型或第二变型中，极性反转电路可包括双极单掷类型的机械开关或双极双掷类型的开关。在第一变型或第二变型中，极性反转电路能可替代地由至少四个半导体开关构成，其中至少四个半导体开关中的每个开关将一个CSC DC端子耦合至一个VSC DC端子。
在第三变型中，CSC的每相与两开关即与相相对应的上开关和与相相对应的下开关相关联，与相相对应的上开关和下开关中的每一个均包括与可访问中点串联连接的第一副开关和第二副开关，第一副开关提供正电压阻断能力而第二副开关提供负电压阻断能力；并且极性反转电路包括第一三相开关网络和第二三相开关网络，其中每个三相开关网络包括至少四个开关，三个开关用于每个相和一个将可控的主开关；正CSC DC端子和正VSC1 DC端子电结合，并且负CSC DC端子和负VSC2 DC端子电结合；并且其中第一三相开关网络将三个上副开关的中点耦合至双逆变器驱动器；其中第二三相开关网络将三个下副开关的中点耦合至双逆变器驱动器；极性反转电路具有第一状态和第二状态：在第一状态下，第一主控制开关和第二主控制开关被控制为断开并且第一相开关网络和第二相开关网络是不活动的；在第二状态下，第一主控制开关和第二主控制开关被控制为接通并且第一相开关网络和第二相开关网络是活动的。
在此变型中，在第一状态下，功率被引导至车辆；而在第二状态下，功率被引导至AC电网。第一三相开关网络可耦合至负VSC1 DC端子，而第二三相开关网络可耦合至正VSC2DC端子。在另一个变化中，第一三相开关网络耦合至负VSC2 DC端子，而第二三相开关网络耦合至正VSC1 DC端子。
在另一实施方案中，提供了一种控制器，该控制器被配置为使到第一电压源转换器的三个或更多个相的开关的选通信号交错并且使到第二电压源转换器的三个或更多个相的开关的选通信号交错，这可减小进入第一储能器或第二储能器中的峰值电流纹波。
在另一实施方案中，控制器被配置为使耦合至相同的马达绕组的第一电压源转换器开关和第二电压源转换器开关的选通信号交错；从而在绕组电流中产生减小的峰值电流纹波。
在另一实施方案中，控制器被配置为确保马达绕组电流是DC并且马达绕组电流中的每一个均具有相等的DC值；从而在开放式绕线马达中不产生扭矩。
在另一实施方案中，控制器被配置为诸如在第一储能器和第二储能器处于不同的电压时向两个储能装置递送不同的功率，该控制器被配置为通过相对于第二VSC的下开关的占空比调整第一VSC的上开关的相对占空比来提供不同的功率。
设想了对应的方法、过程、控制器电路(例如，选通控制电路)和非暂时性机器可读介质(存储指令集，当由处理器执行时，所述指令集使处理器执行方法的步骤)。非暂时性机器可读介质还可存储选通控制序列，当被发送到开关时，所述选通控制序列引起开关的对应操作。
设想了并入各种实施方案中描述的动力传动系统的电动或混合动力电动车辆。类似地，还设想了被配置为耦合至其他动力传动系统部件的独立CSC，以及被配置为耦合至其他动力传动系统部件(诸如CSC)的独立电力反转电路。
附图说明
图1呈现了常规的电流源转换器，其中DC链路由电感器和反电动势源构成。
图2是一些实施方案的高级框图。拓扑包括以下元件(从左到右)：任选的接口电力变压器、输入AC滤波器、电流源转换器前端、用于使电力方向反转的任选的极性反转模块、两个独立储能元件和双逆变器驱动器，其中马达处于开绕组配置中。
图3是图2的更详细表示；其中更详细地呈现了电流源转换器、极性反转模块、开绕组马达和驱动器逆变器。
图4表示极性反转模块的实施方案。
图5呈现了极性反转模块的第二实施方案。
图6呈现了极性反转模块的第三实施方案。
图7呈现了极性反转模块的第四且优选实施方案。
图8呈现了图3中呈现的实施方案的更具体实施方案。
图9是根据一些实施方案的示例极性反转模块。
图10是根据一些实施方案的另一示例极性反转模块。
图11是根据一些实施方案的极性反转模块图9的示例实施方案。
图12呈现了用于充电和车辆到电网模式的三端口电动动力传动系统的电输入、控制输入和输出的高级示图。在高级下描述，这里是控制输入，这里是输出。
图13呈现了详述优选实施方案的一个可能的实现方式的实施方案。
图14呈现了在充电模式期间集成充电器的DC侧的模型。
图15呈现了案例1的模拟结果。在案例1下，根据一些实施方案，从600V三相AC电网以单位功率因数以60kW对车辆充电。储能元件分别具有300V的端子电压。
图16呈现了根据一些实施方案的案例2的模拟结果。在案例2下，从600V三相电网以单位功率因数以60kW对车辆充电。储能元件分别处于325V和300V。在稳态期间，通过将占空比设定在1，储能元件2处于较低充电状态并被保持在电路中。储能元件1处于较高充电状态并被调制，使得相等的功率被递送至储能元件1和2。
图17呈现了根据一些实施方案的案例3的模拟结果。在案例3下，从600V三相AC电网以0.95滞后的功率因数以70kW对车辆充电。储能元件各自处于450V。
图18呈现了根据一些实施方案的案例4的模拟结果。在案例4下，从600V三相AC电网以0.95超前的功率因数以70kW对车辆充电。储能元件各自处于450V。
图19呈现了根据一些实施方案的案例5的模拟结果。在案例5下，从600V三相电网以单位功率因数以70kW对车辆充电。储能元件各自处于450V。
图20呈现了根据一些实施方案的案例6的模拟结果。在案例6下，车辆正在以单位功率因数向600V三相电网递送70kW的功率。储能元件处于450V。
图21呈现了根据一些实施方案的案例7的模拟结果。在案例7下车辆正在以单位功率因数向600V三相电网递送70kW的功率。储能元件处于300V。
图22呈现了根据一些实施方案的单相AC电网充电应用的变化。
图23呈现了根据一些实施方案的没有双向电力能力的变化。
图24是根据一些实施方案的用于操作用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相ac充电器的方法的方法示图。
图25是根据一些实施方案的示例计算装置的计算装置示图，该示例计算装置可被用于控制选通以实现用于操作用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相ac充电器的方法。
具体实施方式
相对于常规的内燃发动机车辆，电动或混合动力电动车辆由于有害排放物减少而是所希望的。利用汽油或柴油的内燃发动机可放出大量二氧化碳和其他有害排放物，诸如甲烷、一氧化二氮，其可能导致气候变化。电动混合动力发动机可被适配为潜在地使用存储在其中的汽油/柴油和电力两者。
从DC源进行电网充电相对于由AC电网基础设施充电是较简单的方法，但不总是可用的。AC电网基础设施更容易获得，但是在与电动车辆或混合动力电动车辆一起使用之前，转换方法通常需要昂贵或笨重的基础设施元件用于进行AC/DC转换。例如，AC/DC转换级可由附加的整流器电路进行，该附加的整流器电路在某些情形下，利用磁性部件来改进功率流/能量转移的效率。
用于充电的AC电网基础设施的示例可包括超级充电站，其中许多桩可供电动或混合动力电动车辆停放，并且插入电缆以充电。这些超级充电站的分布不如内燃发动机车辆的常规汽油泵一样好，并且可严重地限制电动或混合动力电动车辆的生存能力，因为电动或混合动力电动车辆的操作里程通常小于具有满灌汽油或柴油的内燃发动机车辆的操作里程。
AC/DC转换级增加基础设施复杂性(例如，若在电动汽车充电站处的每一AC电网接口处都需要的话)，并且磁性部件(例如，电感器、电容器)既笨重(例如，这些部件占用充电站处的有限空间且重)又昂贵(例如，附加电感器可能特别昂贵)。由于对当前电动汽车充电站的成本和空间要求(例如，限制桩数)高，电动车辆采用受到电动车辆充电站的稀少可用性限制。电动汽车充电站之间的大距离或由于桩比待充电的车辆数少而导致的排队可严重地影响电动汽车的生存能力，因为电动车辆仅具有有限的续航里程。
图1呈现了常规的电流源转换器100，其中DC链路由电感器和反电动势源构成。利用这种拓扑，可以从三相AC电网对诸如电池的储能元件充电。
当考虑用于电动车辆(EV)应用时这种解决方案的缺点是需要外部电力电感器Ldc102，从而向充电器添加显著的成本、体积和重量。另外，这种拓扑未解决如何使电动势源的极性反转，这是如V2G操作模式所需要的使电力方向反转所需要的。
在2015年2015IEEE第16届电力电子设备控制和建模(compel)研讨会第1–6页[Han]的Y.Han、M.Ranjram和P.W.Lehn的“A bidirectional multi-port dc-dc converterwith reduced filter requirements”中，描述了一种允许在三个独立DC端口之间实现功率交换的三端口DC/DC转换器结构。对于EV应用，能采用这种结构来管理DC链路与两个独立储能源之间的功率。
在2017年9月的IEEE工业电子汇刊的第64卷、第9期、第6940–6949页的R.Shi、S.Semsar和P.W.Lehn的“Constant current fast charging of electric vehicles viaa dc grid using a dual-inverter drive”中，描述了一种具有集成充电的电动动力传动系统。这种拓扑采用Han的结构但集成有EV的动力传动系统部件。拓扑允许在没有附加磁性元件的情况下实现快速车载充电。然而，充电器限于DC电网充电应用并未特载降压-升压充电能力。因此，重新利用现有动力传动系统部件来降低车辆的重量、体积和成本的具有降压-升压能力的用于三相AC电网充电的集成动力传动系统解决方案存在差距。
因此，期望一种用于从AC电网(例如，多相AC电网)充电的改进的方法。所提出的方法是针对环境(绿色)技术的改进的电路拓扑(以及对应的电路、方法和存储在非暂时性机器可读介质上的机器指令集)，所述环境(绿色)技术能通过改进电动或混合动力车辆的生存能力来帮助解决或减轻环境影响。随着电动或混合动力车辆的生存能力被改进，可减少对内燃发动机的依赖以帮助保护自然环境和石油/天然气资源。
优选实施方案的主要元件被呈现在图2中。电动马达的磁性部件当不在使用中时，可被用于AC/DC转换。还设想了其他实施方案。
可以在本说明书中利用术语模块，并且在各种实施方案中，术语模块可包括物理电路，该物理电路包括物理部件，诸如接口端子、电气通路(例如，电线)、电气节点、电阻器、半导体、开关、储能元件、无功功率元件等。
如图2中所示，在框示意图200处，AC电网202和任选的变压器204通过输入滤波器206连接至车载动力传动系统。车载动力传动系统包括电流源转换器208和任选的极性反转模块210，该极性反转模块连接至两个储能元件212A、212B，这两个储能元件各自通过一个电压源转换器214A、214B连接至马达216。
电流源转换器208是作为AC/DC转换级操作并耦合至双逆变器驱动器系统的电路，该双逆变器驱动器系统具有跨马达216(例如，跨马达绕组)连接的两个充电级(例如，上充电级和下充电级)。因为双逆变器驱动器系统本身通过马达216连接，所以马达的磁性元件部件被用于AC/DC转换，从而为AC/DC转换提供可能不太笨重且不太昂贵的方法。这些级中的每一个均具有储能器和电压源转换器。
例如，上充电级具有第一储能器和第一电压源转换器(VSC1)。下充电级具有第二储能器和第二电压源转换器(VSC2)。双逆变器驱动器可被配置为提供电压升压能力，从而使得当储能器电压之和大于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在AC电网与第一储能元件或第二储能元件(等效地称为储能器)之间交换功率。
注意，在本公开中，牵引逆变器1与电压源转换器1或VSC1可互换地使用。
注意，在本公开中，牵引逆变器2与术语电压源转换器2或VSC2可互换地使用。
马达216可以为耦合在第一电压源转换器与第二电压源转换器之间的开放式绕线马达(例如，可用于运动的马达)，并且该开放式绕线马达具有三个或更多个马达绕组。这些绕组中的每一个均耦合至第一电压源转换器和第二电压源转换器中的每一个的对应的AC端子。
图3中详述作为电路图300示出的实施方案。极性反转模块的四个根本不同的实施方案被呈现在图4、图5、图6和图7中，分别以部分电路图400、500、600和700示出。图23示出了不存在极性反转模块的实施方案。
位于车辆上的电动动力传动系统元件被示出在图3中。在一些实施方案中，电动动力传动系统电路作为电动或混合动力车辆的部件被提供，并且可例如驻留在电动或混合动力车辆上或在电动或混合动力车辆内(例如，作为直接耦合至马达和储能装置的电路)，使得即使AC电网接口没有可用的AC/DC转换级，例如，当电动或混合动力车辆的马达未用于运动时，电动或混合动力车辆也可直接连接至三相AC电网接口。可提供附加的控制器电路，该附加的控制器电路被配置为在运动状态与能量流状态之间切换开放式绕线马达的操作。例如，电动或混合动力车辆的底盘可被用作电动动力传动系统电路的壳体。
车载元件包括三相AC输入滤波器302、三相CSC 304、极性反转模块306、两个储能元件308、310和双逆变器驱动器312。双逆变器驱动器特载两个电压源转换器和开放式绕线马达。
首先，描述实施方案的主要元件。这个后面是操作各种实施方案的手段的描述。最后，呈现模拟案例，这些模拟案例演示电动动力传动系统对于一系列代表性操作点的操作。
三相或单相AC电网的接口
根据各种实施方案，电动动力传动系统可被充电并向三相AC电网和单相AC电网两者提供V2G服务(并非所有实施方案都必定提供V2G服务)。在一些实施方案中设想了从AC电网到电动或混合动力车辆的单向充电。可替代地，在其他实施方案中还设想了从电动或混合动力车辆到AC电网的单向充电。
取决于有关隔离和/或是否需要逐步降低或逐步增加AC电网连接电压的本地法规，可能在车辆与AC电网之间需要变压器。
在本文档中，术语“AC电网”用于是指某个通用AC网络。因此，在这种上下文中，AC电网不局限于仅仅为电网，而是还包含其他类型的AC网络连接。例如，在紧急情形或电网隔离且偏远的情形(例如，农村电网)下，V2G充电是有用的。取决于电网能量价格，向电网提供能量也可以是经济上有利的。
三相输入滤波器
三相AC输入滤波器302位于AC电网与电流源转换器304之间。输入滤波器302的作用是为了使由电流源转换器前端产生的电流谐波衰减以防进入到AC电网中。为了在充电模式或V2G模式下操作装置的同时遵守本地谐波标准，通常需要这种衰减。可以包括无源类型或有源类型中的任一者的多种方式实现输入滤波器302。附加地，输入滤波器302可位于车辆之外和/或它可位于AC电网与变压器之间，而不是如图3中所呈现的那样位于变压器与车辆之间。
电流源转换器前端
电流源转换器(CSC)304具有正DC端子和负DC端子；其中正DC端子和负DC端子被对接至第一VSC 314的正DC端子和第二VSC 316的负DC端子。
CSC的三个AC端子通过任选的输入滤波器被对接至AC网络，该输入滤波器提供谐波的滤波。
电流源转换器前端(CSC)304通过将跨低通AC滤波器的线路侧电压转换成在CSC的DC侧具有DC分量的电压来起作用。这种转换是通过CSC 304的开关的选通来实现的。
此DC侧电压用在CSC 304的DC侧的DC分量驱动单向电流。产生DC侧电压的开关的选通将三相AC侧电流转换成DC侧电流。例如，选通信号的控制允许CSC 304控制诸如当在充电模式或V2G模式下时与AC电网交换的有功功率和无功功率的量。
CSC 304还是固有容错的，从而确保在AC电网故障的情况下保护储能元件。
CSC 304包括第一电路支路、第二电路支路和第三电路支路。每个电路支路对应于三个CSC AC相端子中的对应的CSC AC相端子，并且具有至少一个上开关和一个下开关。上开关各自耦合至对应的CSC AC相端子和正CSC DC端子。下开关各自耦合至对应的CSC AC相端子和负CSC DC端子。
上开关和下开关中的每一个均由选通控制信号控制，即当仅一个上开关处于接通状态时，该开关将传导等于三个绕组电流之和的电流，而当仅一个下开关被操作时，该开关将传导等于三个绕组电流之和的电流。这些选通控制信号控制AC电网与电动车辆/混合动力电动车辆之间的能量流，从而利用马达的电感来实现操作。
动力传动系统部件向CSC提供可变反电动势和串联电感。在一些实施方案中，CSC的上开关和下开关可被配置为使得与AC电网交换的有功功率和无功功率两者被单独地控制。CSC可提供电压降压能力，从而使得当储能器电压之和小于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在AC电网与第一储能器或第二储能器之间交换功率。
经由逆变器在马达的任何一侧连接的两个独立储能元件可电力地串联用于充电和车辆到电网模式。串联连接电动势的能力是高度有利的，因为动力传动系统可实现较高的dc链路电压，从而产生改进的总效率和增加的充电功率能力。对于前端使用CSC的另一优点是由于CSC的开关的固有双向阻断能力，不管充电状态和标称储能元件电压如何，储能元件的充电电流都是可控的。CSC还可特载故障阻断能力，这确保在AC电网故障(例如，AC短路)的情况下保护储能元件。AC电网可通过输入滤波器任选地耦合至CSC，该输入滤波器被配置为滤出由电动动力传动系统产生的谐波电流以防进入到AC电网中。
CSC 304前端的结构以及由差分连接的双逆变器驱动器提供的可变反电动势允许降压-升压操作用于充电，这也是高度有利的。在降压模式下，CSC前端逐步降低电网电压；而在升压模式下，双逆变器驱动器逐步增加电网电压。
在示例实施方案中，CSC 304由在图3中标记为Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1和Sc2的6个开关构成。
CSC 304的每个支路包含两开关—一个在支路的上臂中并且一个在支路的下臂中。臂被定义为DC端子与AC相端子之间的路径。支路或CSC相被定义为CSC的两个DC端子之间(即CSCp与CSCn之间)的路径。
在示例实施方案中，每个开关可能需要双极电压阻断能力和单向电流传导能力。在优选实施方案中，有源半导体开关和无源半导体开关两者的组合可用于实现CSC 304。
当CSC的开关特载双极电压阻断能力时，使得能够单独地控制与AC电网交换的有功功率和无功功率两者。
CSC提供电压降压能力。这使得能够在储能元件电压之和小于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时在电网与储能元件之间交换功率。
在一些实施方案中，CSC的DC链路电流在充电模式和V2G模式两者下是单向的。在具有图7的极性反转模块的装置的实施方案中，在充电模式期间的DC链路电流是从CSCp端子流向CSCn端子的电流。
在具有图7的极性反转模块700的装置的实施方案实施方案中，在V2G模式期间的DC链路电流是从ES1n端子流向ES2p端子的电流。在图4、图5和图6的极性反转模块400、500、600中，在充电模式和放电模式期间的DC链路电流是从CSCp端子流向CSCn端子的电流。
如果仅一个上CSC开关和一个下CSC开关是活动的，则流入上开关的电流将等于DC链路电流，和流入下开关的电流将等于DC链路电流。DC链路电流等于马达绕组电流之和。这可用数学方法表达如下，
idc＝iw+iv+iu
通过控制CSC的上开关和下开关的状态获得了CSC的期望操作。
在电流源转换器的一些实施方案中存在仅一个上开关和一个下开关活动的9种状态。在下表中概括了这些状态以及在CSC的输入端处针对9种CSC状态中的每一种所得的相电流ita、itb和itc。
状态编号 活动的开关 I<sub>ta</sub> I<sub>tb</sub> I<sub>tc</sub>
1 S<sub>a1</sub>和S<sub>a2</sub>是活动的 0 0 0
2 S<sub>b1</sub>和S<sub>b2</sub>是活动的 0 0 0
3 S<sub>c1</sub>和S<sub>c2</sub>是活动的 0 0 0
4 S<sub>a1</sub>和S<sub>b2</sub>是活动的 i<sub>dc</sub> -i<sub>dc</sub> 0
5 S<sub>a1</sub>和S<sub>c2</sub>是活动的 i<sub>dc</sub> 0 -i<sub>dc</sub>
6 S<sub>b1</sub>和S<sub>a2</sub>是活动的 -i<sub>dc</sub> i<sub>dc</sub> 0
7 S<sub>b1</sub>和S<sub>c2</sub>是活动的 0 i<sub>dc</sub> -i<sub>dc</sub>
8 S<sub>c1</sub>和S<sub>a2</sub>是活动的 -i<sub>dc</sub> 0 i<sub>dc</sub>
9 S<sub>c1</sub>和S<sub>b2</sub>是活动的 0 -i<sub>dc</sub> i<sub>dc</sub>
如可在上表中观察到的，在理想状况下在CSC的输入端处的相电流取决于开关的状态而具有三个值0、idc或–idc的可能性(其中，idc是dc链路电流)。
用于控制CSC的一种方法是使用具有调制技术的空间矢量脉冲或SVPWM。这仅是能被采用来控制一些实施方案的CSC的许多中的仅一种此类技术。利用SVPWM技术，在每个开关周期中CSC将经历9种状态中的3种，每种状态持续指定的持续时间。在以下段落中，描述了如应用于一些实施方案的SVPWM。然而，这仅是一种这样的控制方法以及一种用于实现SVPWM的这样的方法。
在这种方法中，所控制的是电网电流的正序分量。正序电流基准是可被表达如下的正弦项，
Ip＝|Ip|cos(θ)
其中Ip是电网基准电流，其中|Ip|是基准的幅度并且θ是电网基准电流的相角。存在用于取决于控制目标而确定基准电流的许多方式。例如，如果期望从电网汲取一定有功功率和无功功率，则可将Ip近似如下，
Ip＝(P+jQ)*/sqrt(3)/Vg+*
其中，“*”表示复共轭并且Vg+是正序电网电压分量。
然而，按调制指数和相角重新表达基准电流是方便的。结果如下，
mi＝|Ip|/Idc
θ＝θv+θref
注意，在一些实施方案中，mi从大约0到1变动并且θ从大约-180度到+180度或等效地0度到360度变动。
存在用于测量正序电网电压相角θv的不同的方法。一种这样的方法的示例是使用锁相环(PLL)。
CSC每开关周期经历三种状态。CSC经历的三种状态的集合取决于电流基准角θ。三种状态总共有6种不同的集合。在本公开中，CSC在开关周期期间特载相同的三种状态的θ值的范围被称为区。
在下表中概括了区和所对应的CSC状态，
Figure BDA0002986275820000091
Figure BDA0002986275820000101
其中，状态i、ii和iii表示CSC对于该特定区的三种状态。状态被定义在前一个表中。例如，与区4相对应的3种状态是状态8、9和3。可通过以下公式近似状态i、ii和iii的停留时间(分别为Ti、Tii和Tiii)，
Ti＝mi*sin(30deg-(θ-z*60))
Tii＝mi*sin(30deg+(θ-z*60))
Tiii＝1-Ti-Tii
其中，z表示特定区。
为了每开关周期引起三种不同的转换器状态，在一些实施方案中采用5个独特选通信号，它们被分发给CSC的6个开关。
在下表中描述5个独特选通信号：
低状态间隔 高状态间隔
G1 t＝T<sub>i</sub>至T<sub>s</sub> t＝0至T<sub>i</sub>
G2 t＝0至T<sub>i</sub>和t＝T<sub>i</sub>+T<sub>ii</sub> t＝T<sub>i</sub>至T<sub>i</sub>+T<sub>ii</sub>
G3 t＝0至T<sub>i</sub>+T<sub>ii</sub> t＝T<sub>i</sub>+T<sub>ii</sub>至T<sub>s</sub>
G4 t＝0至T<sub>s</sub> -
G5 - t＝0至T<sub>s</sub>
注意，t＝0表示开关周期的开始；而t＝Ts表示开关周期的结束。
其中，例如，G1对应于从t＝Ti到Ts的低值(或等效地断开状态)；并且G1对应于从t＝0到Ti的高值(或等效地接通状态)。注意，Ts表示开关周期。
取决于操作区将5个选通信号分发给CSC开关。通过下表概括选通信号相对于操作区的分布，
Figure BDA0002986275820000102
注意，以上仅是针对CSC的控制的实现方式的一个这样的示例，并且所以其他类型的控制也将是适用的。
是CSC针对此转换器执行降压。在一些实施方案中，特别在跨CSC DC端子的最大平均整流电压大于储能元件1电压和储能元件2电压之总和的案例下，需要降压。在一些实施方案中通过调整调制指数mi来执行降压。
通过调整调制指数mi，可在这种案例下控制递送至储能元件的功率。在这种案例下通过减小调制指数来减小到储能元件的功率，并且通过增加调制指数来增加到储能元件的功率。以下是dc链路电流的近似表达式，
Figure BDA0002986275820000103
其中，R是dc电路的等效电阻并且Vd是由双逆变器驱动器提供的反电动势电压。
因此，通过减小mi，dc链路电流Idc将减小。在降压模式下，例如，通过使Vd最大化，dc链路电流被最小化以便向车辆递送固定量的功率。
因此在一些实施方案中，期望在降压模式充电期间使双逆变器驱动器的反电动势电压最大化。因此如果Vd在降压模式期间相对固定，则通过调整调制指数mi可控制要交换的功率。注意，θ项也影响dc链路电流，但是其影响在一些实施方案中小于调制指数项。
应该注意，在V2G模式下，对于递送至AC电网的给定无功功率Q，串电流的相位将在一些实施方案中被移相180度。可在一些实施方案中通过调整θ项θref来执行这种移相180度。
另外如之前指出的，正序电网电流基准Ip＝|Ip|cos(θr)具有相角项θ。通过调整θ可以调整递送至电网中的无功功率Q。注意，Ip通过以下表达式与Q有关有关，
Ip＝(P+jQ)*/sqrt(3)/Vg+*
通过调整θr，可以调整Q的值。
双逆变器驱动器和极性反转模块
充电器通过使用CSC与双逆变器驱动器之间的极性反转电路(例如，极性反转模块306)在充电模式与车辆到电网模式之间切换。
极性反转模块306的作用是为了使由双逆变器驱动器产生的DC侧反电动势的极性反转。注意，极性反转模块306是任选的，并且仅在一些实施方案中被包括。
极性反转模块306可耦合在CSC与上充电级和下充电级之间，使得极性反转模块306在正CSC DC端子和负CSC DC端子处耦合至CSC，并且极性反转模块306在正VSC1 DC端子处耦合至上充电级，而在负VSC2 DC端子处耦合至下充电级。
CSC需要反电动势和串联电感。极性反转模块306被配置为使由双逆变器驱动器提供的反电动势的极性反转，使得电动车辆或混合动力电动车辆能够向AC电网提供电力。
反电动势与CSC的整流电压相结合地设定DC侧电流。串联电感使DC侧电流纹波衰减。已经在车辆上的双逆变器驱动器提供这种反电动势和串联电感。如图3所示的双逆变器驱动器由开绕组马达312和两个电压源转换器或逆变器(电压源转换器在本文档中与术语逆变器可互换地使用)构成，其中每个马达绕组差分连接至两个逆变器。跨每个逆变器的DC端子连接的是储能元件308、310。
两个电压源转换器(VSC)具有三个或更多个相；其中每个相具有关联的AC端子；并且每个VSC具有正DC端子和负DC端子，所述正DC端子和负DC端子将VSC耦合至一个或多个储能元件，即将牵引逆变器1耦合至ES1 308并将牵引逆变器2耦合至ES2 310的。
开放式绕线马达具有三个或更多个马达绕组；其中每个马达绕组具有两个端子；其中一个马达绕组端子被对接至第一VSC 314的AC端子并且第二马达绕组端子被对接至第二VSC 316的AC端子。在这种配置中，马达绕组中的每一个均连接至两个逆变器的一个相。可在这种配置中将马达绕组各自建模为电感器。在一些实施方案中，电感值是由于马达绕组中的每一个的漏电感而导致的。因此，在耦合至同一马达绕组的第一VSC的AC端子和第二VSC的AC端子之间存在漏电感。对于充电和V2G，这种漏电感在一些实施方案中是足够的电感，使得不需要向动力传动系统添加附加的外部电感。
双逆变器驱动器提供电压升压能力。这使得当储能元件电压之和大于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在AC网络与储能元件之间交换功率。
极性反转模块306将逆变器的DC端子对接至CSC 304的DC端子。极性反转模块306被配置为使得由两个逆变器314、316提供的反电动势具有相同的极性以用于充电和V2G模式。
在实施方案中，极性反转模块306通过使由双逆变器驱动器提供的反电动势的极性反转来实现充电模式与V2G模式之间的模式变化。
因此CSC通过极性反转模块耦合至VSC，从而实现V2G操作。注意，如果不需要V2G操作，则可省略极性反转模块。
上下充电级元件的描述
在实施方案中，充电级的两个逆变器314、316各自由6个开关即3个上开关和3个下开关构成。注意，在一些示例中，马达可具有三个相。开关中的每一个均需要双向电流传导能力和单极电压阻断能力。示例实现方式是带有反并联二极管的IGBT。
如可在图3中观察到的，储能元件以及极性反转模块都并联连接至逆变器314、316的DC电容器。储能元件是独立的并且可具有不同的类型和充电状态(或者具有相同的类型和充电状态)。
例如，储能元件1 308可以为电池类型的，而储能元件2 310可以为超级电容器类型的。例如，这种灵活性允许并入较高功率密度的元件以供在无需附加的电力电子设备级情况下在牵引模式下使用。
牵引逆变器的上开关和下开关的选通在一些实施方案中是互补的。例如，当用于相“w”的上开关在牵引逆变器1中接通时，用于相“w”的下开关在牵引逆变器1中断开。
由于双逆变器驱动器的差分连接，可将牵引逆变器的三个相建模为如图14的示图1400中图示的三个单独的分支。在一些实施方案中，每个分支对应于双逆变器驱动器的三个相中的一个，即，相w、v和u。
在实施方案中，在充电模式下，当用于相“w”的上充电级的上开关接通(或等效地导电或活动)时，ES1在该分支中被旁路。相反地，当用于相“w”的上充电级的下开关接通时，ES1被插入在该分支中。
原理适用于其他相“v”和“u”。相反地，在充电模式下，当用于相“w”的下充电级的上开关接通(或等效地导电或活动)时，ES2被插入在该分支中。而当用于相“w”的下充电级的下开关接通时，ES2在该分支中被旁路。原理适用于其他相“v”和“u”。
在V2G模式下，在图11的极性反转模块1100的示例实施方案中，当用于相“w”的上充电级的上开关接通(或等效地导电或活动)时，ES1被插入在该分支中。而当用于相“w”的上充电级的下开关接通时，ES1在该分支中被旁路。原理适用于其他相“v”和“u”。相反地，在V2G模式下，在图11的极性反转模块的示例实施方案中，当用于相“w”的下充电级的上开关接通(或等效地导电或活动)时，ES2在该分支中被旁路。而当用于相“w”的下充电级的下开关接通时，ES2被插入在该分支中。原理适用于其他相“v”和“u”。
通过减少ES1或ES2被插入到分支中的给定开关周期中的持续时间或占空比，该分支的平均反电动势将减小。降低反电动势电压的这种能力使得双逆变器驱动器能够执行升压功能，使得当ES1和ES2电压之和大于跨CSC DC端子的最大平均整流电压时可交换功率。
当在一些实施方案中将储能元件插入到分支中时，该储能元件将通过该分支电流在充电模式期间被充电并在放电模式期间被放电。该分支电流是用于该分支的马达绕组的电流。
相反地，当储能元件针对特定分支被旁路时，在一些实施方案中，该储能元件不会通过该分支电流来充电或放电。因此，作为示例如果ES1被插入在所有三个分支中，则它会通过所有三个马达绕组电流在充电模式下被充电或在放电模式下被放电。
相反地，如果ES1在所有三个分支中被旁路，则它不会通过分支电流来充电或放电。注意，递送至储能元件或由储能元件递送的功率由储能元件的电压和流过该储能元件的电流规定。
因此，当提及了储能元件会通过特定电流来充电或放电时，意味着递送至储能元件或从储能元件移除的功率等于储能元件的电压乘以流过该储能元件的电流。如果不考虑损耗，则在一些实施方案中，到储能元件1和储能元件2的功率之和是与AC电网交换的功率。
给定双逆变器驱动器的结构，可以向ES1和ES2递送不同的功率。如果在特定分支中，ES1与ES2比在给定开关周期内被插入达较大的持续时间，则该分支的马达绕组电流将流入ES1持续比ES2更多的持续时间。如果ES1和ES2具有近似相同的电压值，则进入ES1中的功率将大于进入ES2中的功率。对于特定相进入ES1中的功率和进入ES2中的功率可通过以下等式来近似，
PES1,w＝dw1*Es1
PES2,w＝dw2*Es2
因此，通过相对于dw2调整占空比dw1，可以相对于ES2向ES1递送有差异的功率。相同原理适用于其他牵引逆变器相。
极性反转模块元件的描述
极性反转模块306的作用是为了使由双逆变器驱动器提供的反电动势的极性反转。极性反转是实现V2G能力所需要的。
极性反转模块306的三个变化被概述在图4、图5和图6中。这些变化适用于图3中描绘的CSC前端拓扑304。极性反转模块的第四变化被呈现在图7中。这第四变化适用于共享图8的示图800中呈现的结构的CSC拓扑的子集。在这种CSC结构中，每个臂的每个开关对的中点可被极性反转模块306访问。
极性反转模块变型1
极性反转模块的第一实施方案被概述在图4。
在此变型中，极性反转电路在负VSC1 DC端子处耦合至上充电级并在正VSC2 DC端子处耦合至下充电级，并且包括将CSC与双逆变器驱动器对接的至少一个开关，其中极性反转电路具有第一状态和第二状态；第一状态耦合正CSC DC端子和正VSC1 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和负VSC2 DC端子；而第二状态耦合正CSC DC端子和负VSC1 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和正VSC2 DC端子；其中在第一状态下，功率被引导至电动车辆或混合动力电动车辆，而在第二状态下，功率被引导至AC电网。
示例机械开关解决方案被示出在400处。在此实施方案中，存在将CSC与双逆变器驱动器对接的双极双掷开关(DPDT)。DPDT开关有两种开关状态。
它可被适配为第一状态和第二状态；第一状态耦合正CSC DC端子和正VSC1 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和负VSC2 DC端子；而第二状态耦合正CSC DC端子和负VSC2 DC端子，并且耦合负CSC DC端子和正VSC1 DC端子；其中在第一状态下，功率被引导至车辆，而在第二状态下，功率被引导至电网。
参考图4，在开关状态1下，CSCp和ES1p端子被连接；并且CSCn和ES2n端子被连接。在开关状态2下，CSCp和ES1n端子被连接；并且CSCn和ES2p端子被连接。请注意，存在将允许使反电动势电压反转的替代开关状态可能性。所呈现的案例仅是一个这样的示例。
注意在第一开关位置中，CSC的正dc端子连接至第一VSC的正dc端子并且CSC的负dc端子连接至第二VSC的负端子；而在第二开关位置中，CSC的正dc端子连接至第一VSC的负dc端子并且CSC的负dc端子连接至第二VSC的正端子。
第二位置也不可能是这样的，即CSC的正dc端子连接至第二VSC的负端子并且CSC的负dc端子连接至第一VSC的正dc端子。
附加地，虽然在400处所示的机械开关解决方案是DPDT开关，但是还可以用DPST开关实现这个。
如早前节所描述的，取决于上牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相中插入或旁路ES1，并且取决于下牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相(或等效地称为分支)中插入或旁路ES2。
对于极性反转模块变型中的每一个，极性反转模块具有第一状态和第二状态。在第一状态下流入ES1和ES2的电流将为正的，而在第二状态下，流入ES1和ES2的电流将为负的。
使流入ES1和ES2的电流的方向反转的这种能力给予极性反转模块实际上使ES1和ES2的极性反转的能力。
因此，在第一状态下可将双逆变器的反电动势建模为正电压值，而在第二状态下可将双逆变器的反电动势建模为负电压值。在极性反转模块变型1的一些实施方案中，当ES1p耦合至CSCp并且ES2n耦合至CSCn时，进入ES1和ES2中的电流是正的，而相反地当CSCp耦合至ES1n并且CSCN耦合至ES2p时，进入ES1和ES2中的电流是负的。
注意，可以存在用于将此极性反转模块变型连接至VSC DC端子的其他方式。
极性反转模块的这种变型的优点在于它是可能比基于半导体开关的解决方案更容易并且实现起来成本合算的机械解决方案。
此变型的局限性是由于作为机械解决方案，在充电模块与放电模块之间切换的速度在一些实施方案中比采用半导体开关的极性反转模块慢。
极性反转模块变型2
图5呈现了极性反转模块的替代实施方案。极性反转电路能可替代地由至少四个半导体开关构成，其中至少四个半导体开关中的每个开关将一个CSC DC端子耦合至一个VSC DC端子。
开关可各自经由机械开关和/或电子开关实现。阻断电压和电流传导约束的概述如下：
开关Spr1：Vpr1>0V，Ipr1<0A
开关Spr2：Vpr2>0V，Ipr2>0A
开关Spr3：Vpr3>0V，Ipr3>0A
开关Spr4：Vpr4>0V，Ipr4<0A
一个开关将CSC的正dc端子耦合至第一VSC的正端子；一个开关将CSC的正dc端子耦合至第二VSC的负端子；一个开关将CSC的负dc端子耦合至第一VSC的正端子；一个开关将CSC的负dc端子耦合至第二VSC的负端子。
每个开关必须阻断正极性的单极性电压并传导单向电流。电流的方向对相的上开关和下开关来说相反。极性反转模块的这个实施方案的示例实现方式被呈现在图9的部分电路图900中。
如早前节所描述的，取决于上牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相中插入或旁路ES1，并且取决于下牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相(或等效地称为分支)中插入或旁路ES2。对于极性反转模块变型中的每一个，极性反转模块具有第一状态和第二状态。
在第一状态下流入ES1和ES2的电流将为正的，而在第二状态下，流入ES1和ES2的电流将为负的。使流入ES1和ES2的电流的方向反转的这种能力给予极性反转模块实际上使ES1和ES2的极性反转的能力。
因此，在第一状态下可将双逆变器的反电动势建模为正电压值，而在第二状态下可将双逆变器的反电动势建模为负电压值。在极性反转模块变型2的一些实施方案中，当ES1p耦合至CSCp并且ES2n耦合至CSCn时，进入ES1和ES2中的电流是正的，而相反地当CSCp耦合至ES2n并且CSCn耦合至ES1p时，进入ES1和ES2中的电流是负的。
注意，可以存在用于将此极性反转模块变型连接至VSC DC端子的其他方式。
极性反转模块的这种变型的优点在于它是电力电子解决方案，并且因此能在充电模式与放电模式之间迅速地进行切换。附加地，极性反转模块与上充电级和下充电级之间的电连接在一些实施方案中仅需要在ES1p和ES2n端子上。此变型的局限性是极性反转模块开关的阻断电压是ES1和ES2电压之和。
极性反转模块变型3
图6呈现了极性反转模块的替代实施方案。开关可各自由机械开关和/或电子开关实现。阻断电压和电流传导约束的概述如下：
开关Spr1：Vpr1<0V，Ipr1>0A
开关Spr2：Vpr2>0V，Ipr2>0A
开关Spr3：Vpr3>0V，Ipr3>0A
开关Spr4：Vpr4<0V，Ipr4>0A
一个开关将CSC的正dc端子耦合至第一VSC的正端子；一个开关将CSC的正dc端子耦合至第一VSC的负端子；一个开关将CSC的负dc端子耦合至第二VSC的正端子；一个开关将CSC的负dc端子耦合至第二VSC的负端子。
每个开关必须阻断单极电压并传导正向电流。极性反转模块的这个实施方案的示例实现方式被呈现在图10的示图1000中。
如早前节所描述的，取决于上牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相中插入或旁路ES1，并且取决于下牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相(或等效地称为分支)中插入或旁路ES2。对于极性反转模块变型中的每一个，极性反转模块具有第一状态和第二状态。
在第一状态下流入ES1和ES2的电流将为正的，而在第二状态下，流入ES1和ES2的电流将为负的。使流入ES1和ES2的电流的方向反转的这种能力给予极性反转模块实际上使ES1和ES2的极性反转的能力。
因此，在第一状态下可将双逆变器的反电动势建模为正电压值，而在第二状态下可将双逆变器的反电动势建模为负电压值。在极性反转模块变型3的一些实施方案中，当ES1p耦合至CSCp并且ES2n耦合至CSCn时，进入ES1和ES2中的电流是正的，而相反地当CSCp耦合至ES1n并且CSCn耦合至ES2p时，进入ES1和ES2中的电流是负的。
极性反转模块的这种变型的优点在于它是电力电子解决方案，并且因此能在充电模式与放电模式之间迅速地进行切换。附加地，极性反转模块开关的阻断电压分别等于ES1电压或ES2电压。此变型的缺点是极性反转模块连接至ES1p、ES1n、ES2p和ES2n。
注意，可以存在用于将此极性反转模块变型连接至VSC DC端子的其他方式。
极性反转模块变型4
图7呈现了极性反转模块的替代实施方案。
CSC的每个相与两开关即与相相对应的上开关和与相相对应的下开关相关联，与相相对应的上开关和下开关中的每一个均包括与可访问中点串联连接的第一和第二副开关。
第一副开关提供正电压阻断能力而第二副开关提供负电压阻断能力。
极性反转模块包括第一三相开关网络和第二三相开关网络，其中每个三相开关网络包括至少四个开关，三个开关用于每个相和一个将可控的主开关。
在此示例中正CSC DC端子和正VSC1 DC端子电结合并且负CSC DC端子和负VSC2DC端子电结合。
第一三相开关网络将三个上副开关的中点耦合至双逆变器驱动器。
第二三相开关网络将三个下副开关的中点耦合至双逆变器驱动器；极性反转电路具有第一状态和第二状态：在第一状态下，第一主控制开关和第二主控制开关被控制为断开并且第一相开关网络和第二相开关网络是不活动的；在第二状态下，第一主控制开关和第二主控制开关被控制为接通并且第一相开关网络和第二相开关网络是活动的。
在第一状态下，功率被引导至车辆；而在第二状态下，功率被引导至AC电网。第一三相开关网络可耦合至负VSC1 DC端子，而第二三相开关网络可耦合至正VSC2 DC端子。
在另一个变化中，第一三相开关网络耦合至负VSC2 DC端子，而第二三相开关网络耦合至正VSC1 DC端子。
作为使用许多开关的示例实现方式，极性反转模块可包括8个开关，被表示为Spr1、Spr2、……、Spr8。开关Spr1必须具有阻断分别与所对应的相开关Sa1所需的极性和方向相同的极性和方向的电压并传导相同的极性和方向的电流的能力。开关Spr5必须具有阻断与所对应的相开关Sa4所需的极性和方向相同的极性和方向的电压并传导相同的极性和方向的电流的能力。类似要求适用于相b开关(Spr2和Spr6)和相c开关(Spr3和Spr7)。
如果Spr1、Spr2和Spr3是用具有反向电压阻断能力的开关(诸如IGBT)实现的，则Spr4是不需要的并可替代地用导电元件替换。类似地，如果Spr5、Spr6和Spr7是用具有反向电压阻断能力的开关实现的，则Spr8是不需要的并可替代地用导电元件替换。此极性反转模块变型被配置为使得使Sa1、Sb1和Sc1导电或者Spr1、Spr2、……、Spr4导电。
相同原理适用于下臂开关。在实施方案中，在充电模式下，极性反转元件Spr1、Spr2、...、Spr8不导电。在这种模式下，CSC的正端子连接至储能元件1的正端子；而CSC的负端子连接至储能元件2的负端子。
在示例实施方案中，在V2G模式下，极性反转元件Spr1、Spr2、……、Spr8导电。在这种模式下，CSC中点CSCp_a、CSCp_b和CSCp_c连接至储能元件1的负端子；而CSC中点CSCn_a、CSCn_b和CSCn_c连接至储能元件2的正端子。
注意，开关Spr4和Spr8可用机械类型开关或半导体类型开关实现。
极性反转模块的这个实施方案的示例实现方式被呈现在图11的示图1100中。
注意，在这种模式下，CSC的每个相特载两开关，即称为上开关的第一开关和称为下开关的第二开关。CSC开关中的每一个均由两个副开关组成，第一副开关提供正电压阻断能力而第二副开关提供负电压阻断能力。
第一开关、第二开关和第三开关将CSC的三个上副开关的中点对接至第四开关。第四开关被对接至第一VSC的负DC端子。
第五开关、第六开关和第七开关将CSC的三个上副开关的中点对接至第八开关。第八开关被对接至第二VSC的正DC端子。
如早前节所描述的，取决于上牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相中插入或旁路ES1，并且取决于下牵引逆变器开关的状态，将在牵引逆变器相(或等效地称为分支)中插入或旁路ES2。
对于极性反转模块变型中的每一个，极性反转模块具有第一状态和第二状态。在第一状态下流入ES1和ES2的电流将为正的，而在第二状态下，流入ES1和ES2的电流将为负的。使流入ES1和ES2的电流的方向反转的这种能力给予极性反转模块实际上使ES1和ES2的极性反转的能力。
因此，在第一状态下可将双逆变器的反电动势建模为正电压值，而在第二状态下可将双逆变器的反电动势建模为负电压值。在极性反转模块变型4的一些实施方案中，当Spr4和Sp8断开(即相开关网络不传导电流)时，进入ES1和ES2中的电流是正的，而相反地当Spr4和Sp8接通(即相开关网络传导电流)时，进入ES1和ES2中的电流是负的。
注意，可以存在用于将此极性反转模块变型连接至VSC DC端子的其他方式。
此变型优于其他极性反转模块变型的优点是，在充电模式下的损耗应该与在不特载任何极性反转模块的电动动力传动系统中在充电模式下的损耗相当。这是因为在充电模式期间在电路中未插入附加开关。注意，在此变型中CSCp电结合至ES1p并且CSCn电结合至ES2n。此变型的局限性是需要更多的开关。
注意，可以存在用于将此极性反转模块变型连接至VSC DC端子的其他方式。
操作机制
操作机制的概要
在充电操作模式和V2G操作模式期间的操作机制的概要如示图1200中所示的那样被呈现在图12中。如可看到的，转换器的输入是：1)三相AC电网电压；2)储能元件1电动势；以及3)储能元件2电动势。被控量是三相AC输入电流和储能元件1和2的充电电流。因此，与作为两端口转换器操作的常规电流源转换器不同，此转换器作为三端口转换器操作。转换器是可用于实现操作机制及其变型的机器。
集成动力传动系统的充电控制
为了说明转换器在充电模式下的操作，最好参考示例实现方式，诸如在图13中在电路图1300处呈现的示例实现方式。
利用控制VSC和CSC内的一个或多个开关的一种或多种状态被控制以调节正在储能元件与AC网络之间交换的有功功率。
在充电模式下，极性反转模块306的两个有源开关将不导电。在这种配置中，储能元件1的正端子ES1p将连接至电流源转换器的正轨道CSCp；而储能元件2的负端子ES2n将连接至电流源转换器的负轨道CSCn。因此，在这种模式下正极性的反电动势被施加至电流源转换器。如果不需要V2G操作，则可以完全省略极性反转模块。
在充电(和V2G)模式期间，双逆变器驱动器实际上由三个并联分支构成；其中，每个分支由两个电动势源和串联电感构成。串联电感是马达绕组的漏电感。
通过交替地选通分支的上充电级的上开关和下开关，储能元件1在充电模式下分别被交替地旁路和插入到分支中；而通过选通下充电级的上开关和下开关，储能元件2在充电模式中分别被交替地插入在分支中和在支路中旁路。相反地，在V2G模式下，通过交替地选通上充电级的上开关和下开关，储能元件1分别被交替地插入在分支中和在支路中旁路；而通过选通下充电级的上开关和下开关，储能元件2分别被交替地旁路和插入到分支中。
因此，通过对选通信号进行调制，每个分支具有两个可变电动势源-在理想情况下从储能元件的全电动势到0伏变动。
以上被图示在图14的电路图1400中。请注意，图14中的电路图的电压源被绘制为使得极性对应于充电模式。
对于V2G模式，图14的电路图中的每个电压源将具有相反的极性。图14所示的可变电动势可用数学方法表达如下，
vu1＝vES1·du1 (1)
vv1＝vES1·dv1 (2)
vw1＝vES1·dw1 (3)
vu2＝vES2du2 (4)
vu2＝vES2·dv2 (5)
vw2＝vES2·dw2 (6)
其中，du1、……、dw2表示从0到最大值1变动的占空比；vES1是储能元件1的电动势；并且vES2是储能元件2的电动势。为了在充电期间避免扭矩产生，三相绕组的DC电流被控制为相等的。对应地，三绕组电流的DC电流分量被表达如下，
Figure BDA0002986275820000171
因此，可将到两个储能元件的平均功率计算如下，
Figure BDA0002986275820000172
Figure BDA0002986275820000173
如果du1＝dv1＝dw1＝d1，并且du2＝dv2＝dw2＝d2，则，
PES1＝Idc·VES1·d1 (10)
PES2＝Idc·VES2·d2 (11)
因此，可将两个能量源的充电电流表达为，
IES1＝Idc·d1 (12)
IES2＝Idc·d2 (13)
可将来自电网的三相AC功率表达如下，
Figure BDA0002986275820000181
其中，Vs，rms是线对线电网电压；Is，rme是电网线电流；并且θ是电网电压的正序分量与线电流之间的角度。
转换器的功率因数通过调整θ来控制。存在可被用于控制CSC 306的多种调制方案—一种方法是使用空间矢量PWM(SVPWM)技术。对于SVPWM控制，可将ac侧线电流的幅度表达如下，
Figure BDA0002986275820000182
其中，mi是CSC的调制指数，其范围可从最小值0到最大值1变动。
将等式15代入到等式14中，产生，
Figure BDA0002986275820000183
如果忽略损耗，则可将表达式Pac＝Vd·Idc代入到等式16中，从而对于dc链路电压的dc分量产生以下表达式，
Figure BDA0002986275820000184
其中，Vd是dc链路电压的DC电压分量。
假定在转换器的DC侧的电阻可忽略，并且损耗可忽略，则可通过以下表达式使AC功率和DC功率相关，
Pac＝PES1+PES2 (18)
可将等式10和等式11代入到等式18中。结果等于表达式Pac＝Vd·Idc。然后重新布置此表达式，从而对于Vd产生替代表达式，
Vd＝d1·VES1+d2·VES2 (19)
以上等式提供了在充电和V2G操作期间统治电动动力传动系统的操作的基本关系的概要。在以下节中参考已开发的等式。
升压模式充电
在升压模式充电中，储能元件1和2的电动势之和大于由CSC在设计的最大调制指数下产生的电动势的DC分量，
VES1+VES2＞Vd(mi＝mi，max) (21)
其中，Vd被定义在等式17中并且mi，max通常接近1。
在这种操作案例下，可使调制指数保持恒定在最大值下。储能元件1和元件2的充电电流是通过调整占空比d1和d2来控制的。
模拟案例3、4、5和6对应于这种操作案例。为得到模拟结果，请参考图17、图18、图19、图20的示图1700、1800、1900和2000。为得到模拟案例的高级描述参考表1。
在案例3、4和5中，分别用0.95滞后的功率因数、0.95超前的功率因数和单位功率因数以70kW对车辆充电。储能元件各自处于450V。这些案例在转换器的dc侧显示出当在图17、图18和图19之间比较曲线图c)至g)时可观察到的类似行为。然而，这些案例相对于CSC的ac侧不同。如可在图17和图18的曲线图a)和b)中观察到的，相电流相对于相电压移位了。电压与电流之间的相位移分别对应于滞后功率因数和超前功率因数。
对于案例5，相电流和相电压是同相的(图19)。另外，由于无功功率ac分量的添加，相电流对0.95功率因数案例(图17和图18)来说与单位功率因数案例(图19)比较具有更大的幅度。在案例6中，针对各自450V的储能元件电压以单位功率因数从车辆向电网递送功率。案例5和案例6是不同的原因在于案例6是V2G操作模式案例，然而案例5是充电操作模式案例。
因此，比较图19和图20，相电流在案例6中从所对应的相电压移位了180度，并且相反地，相电流在案例5中与所对应的相电压同相。另外，dc链路电压对于V2G案例即案例6在曲线图d)中具有负极性。
降压模式充电
在降压模式充电中，储能元件1和2的电动势之和小于在设计的最大调制指数mi＝mi，max下跨CSC的DC端子产生的电动势的DC分量，
Ves1+Ves2＜Vd(mi＝mi，max) (20)
其中，Vd被定义在等式19中并且mi，max通常接近1。
在这种操作案例下，可使占空比(d1和d2)保持恒定在最大值下。然后通过调整CSC的调制指数来控制功率。模拟案例1、2和7对应于这种操作案例。为得到模拟结果，请参考图15、图16和图21的示图1500、1600和2100。为得到模拟案例的描述参考表1。
在案例1和2中，以单位功率因数以60kW对车辆充电。在两种案例中，储能元件2处于300V的电压。在案例1中，储能元件1处于300V的电压，而在案例2中储能元件1处于325V的电压。在案例1中，通过如图17的曲线图g)中所观察到的那样将调制指数设定为最大值1来在电路中维护储能元件1。在案例2中，如图16所示，电压平衡控制的形式被实现为使得相等的功率被递送到储能元件1和储能元件2。
通过这种电压平衡控制，储能元件1被切入和切出电路(即，调制指数＜1)，从而为上充电级产生300V的等效电压。可在图16的曲线图g)中观察到储能元件1的这种切换，并且可通过比较图15和图16中的曲线图f)观察到其对马达绕组电压的影响。除了案例7涉及V2G操作和70kW的功率交换(与在案例1中交换的60kW的功率比较)之外，案例7与案例1类似。
如可观察到的，ac线侧电流(曲线图b)以及dc侧电流(曲线图c和曲线图e)的幅度与案例1比较对于案例7来说更大。另外，ac线电流对于案例7来说相对于所对应的线侧电压异相180度。附加地，dc侧电压(曲线图d)案例7与案例1比较为相反的极性。
能量平衡控制
为了与两个独立储能元件一起操作，需要一种形式的能量平衡控制。
一些可能的实现方式包括电压平衡控制和循环电流控制。
出于说明性目的，在以下节中详述电压平衡控制的可能的实现方式。
电压平衡控制解决方案的示例
在上一节中，导出了可用于计算递送至储能元件1和2的功率的等式10和11。在这里出于易读性原因重复等式，
PES1＝Idc·VES1·d1
PES2＝Idc·VES2·d2
如果PES1＝PES2相等，则等式10和11可相等，这产生下列的，
VES1·d1＝VES2·d2 (22)
如果储能元件1的电动势大于储能元件2的电动势，则可将占空比设定为使得，
Figure BDA0002986275820000201
通过将d1减小电动势电压的比率，相等的功率被递送到两个储能元件。注意，这只是用于确保相等的能量被递送到两个储能元件的一种可能的方法。应该注意，另一方法将是向两个储能元件递送不相等的功率。例如，这能用于使储能元件电压平衡。
交错
由于双逆变器驱动器的结构，可以使以下各项的选通信号交错：
·VSC 1的开关相对于VSC 2(其对接相同的马达绕组)的开关，
·牵引逆变器1(或等效VSC 1)的各相的开关
·牵引逆变器2(或等效VSC2)的各相的开关
使到VSC 1的开关的选通信号相对于到VSC 2的开关(其对接相同的马达绕组)的选通信号交错是有利的，因为它减小绕组电流中的峰值纹波电流。使到VSC相的开关的选通信号相对于彼此交错是有利的，因为它减小进入储能元件中的峰值纹波电流。
附加地，两种类型的交错的结果是峰值纹波dc链路电流的减小。
纹波电流的这种减小具有若干优点，包括峰值电流减小、进入储能元件中的高频电流减小以及注入到ac电网中的谐波电流减小。例如，通过减小注入ac电网中的谐波电流，可以减小ac滤波器的大小。另外，由于开关频率选择在一些实施方案中受到峰值纹波电流影响，所以例如可以通过这种交错来减小开关频率。
产生选通信号的一种方法是对照诸如锯齿载波的载波来比较与开关相对应的占空比。这种比较的输出然后被递送到开关。利用像这样的方法，可通过使锯齿载波相移来实现选通信号的交错。
例如，为了使牵引逆变器1的各相的三个选通信号相对于彼此交错，可使载波相对于彼此移相120度。类似地，为了使牵引逆变器2的各相的三个选通信号相对于彼此交错，可使载波相对于彼此各自移相120度，为了使VSC1的开关的选通信号相对于对接相同的马达绕组的VSC 2的开关的选通信号交错，载波在一些实施方案中可被移相180度。注意，这仅是执行选通信号的交错的一种这样的方式。
总之，控制器可使第一VSC和第二VSC的三个或更多个相的开关交错以减小电流谐波。
控制器可使第一和第二VSC(314和316)开关的开关交错以减小电流谐波。
控制器还可通过确保马达绕组电流为dc且相等来确保在充电期间在马达驱动器中不产生扭矩。
控制器能够向第一VSC 314的一个或多个储能元件和第二VSC 316的一个或多个储能元件递送不同的功率。
模拟结果
为了演示操作原理，提供了模拟结果。所模拟的转换器被呈现在图13中。
输入滤波器已被表示为三角形连接的电容器组。CSC的每个开关包括绝缘栅双极晶体管(IGBT)和串联二极管或者由它们构成，所述IGBT和串联二极管一起提供双极阻断能力和单向电流传导能力两者。储能元件被认为是标称电压为500V的电池。
马达逆变器被表示为三相电压源转换器。电压源转换器的每个开关是具有反并联二极管的IGBT，从而提供双向电流传导能力和单极电压阻断能力两者。马达被表示为开绕组配置的三相马达。针对模拟考虑的主要电路参数的概述如下：
AC电网电压，Vs(线-对-线)＝600V
AC电网电抗，Lac＝750uH
充电器的额定功率，P转换＝70kW
滤波器电容，Cf＝300uF
CSC的开关频率，fsw＝25.5kHz
双逆变器驱动器的开关频率，fsw＝9.05kHz
电池的标称电压＝500V
在下面在表1中提供了案例的概述。模拟案例的结果被呈现在图15至图21中。
表1–模拟案例的描述
Figure BDA0002986275820000211
*注意，a+ve符号表示滞后功率因数，而a-ve符号表示超前功率因数。
图15或案例1图示了降压模式操作案例、充电模式以及相等的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约60kW并且功率因数等于1。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来从曲线图中确定充电功率和功率因数。
图16或案例2图示了降压模式操作案例、充电模式以及有差异的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约60kW并且功率因数等于1。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来确定充电功率和功率因数。比较图15和图16，可观察到相同的平均功率正被递送到车辆，然而这种功率到两个储能器ES1和ES2的分配是不同的。在图15中，相同的功率正被递送到储能元件。在图16中，与图15比较，更多的功率正被递送到ES2并且更少的功率正被递送到ES1。
图17或案例3图示了升压模式操作案例、充电模式以及相等的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约70kW并且功率因数等于0.95。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来确定充电功率和功率因数。
图18或案例4图示了升压模式操作案例、充电模式以及相等的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约70kW并且功率因数等于-0.95。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来确定充电功率和功率因数。
图19或案例5图示了升压模式操作案例、充电模式以及相等的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约70kW并且功率因数等于1。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来确定充电功率和功率因数。除了功率因数变化之外，图17、图18和图19的案例是类似的。在图17中，正从电网吸收无功功率，在图18中，正向电网递送无功功率，而在图19中，未在与电网交换无功功率。可在比较相电流相对于相电压的相角时观察到这个。当相电流的相角超前时，无功功率被递送到电网。当相角滞后时，从电网吸收无功功率。当相角同相时，没有无功功率被交换。因此这些案例图示了独立于在车辆与电网之间交换的功率而控制功率因数的能力。
图20或案例6图示了升压模式操作案例、V2G模式(或等效地放电模式)以及相等的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约70kW并且功率因数等于1。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来确定充电功率和功率因数。
图21或案例7图示了降压模式操作案例、V2G模式(或等效地放电模式)以及相等的功率被递送到ES1和ES2。充电功率是大约70kW并且功率因数等于1。可通过将系统电压与ac线电流进行比较来确定充电功率和功率因数。
在所有模拟案例下，执行使VSC 1的开关的选通相对于对接相同的马达绕组的VSC2的开关的选通交错。附加地，执行VSC1的各相的开关的选通的交错。附加地，执行VSC2的各相的开关的选通的交错。
替代实施方案
单相AC拓扑变型
在图22中提供了仅允许从单相ac电网进行双向充电的替代更受限制的实施方案。在此替代实施方案中CSC仅具有两个相和4个开关。
单向拓扑变型
更具限制性从而仅允许实现从电网到电动车辆的单向功率流(即没有V2G能力)的替代实施方案被呈现在图23中。此替代实施方案类似于图3的实施方案，然而，极性反转模块已被省略。例如，CSC开关的可能的实现方式可以涉及IGBT和串联二极管的组合或可替代地IGCT。
具有SCR前端的双向拓扑变型
电流源转换器前端也可由可控硅整流器(SCR)实现。这种实现将限制操作范围并将影响三相AC低通滤波器的设计。
更具限制性从而仅允许实现从电网到电动车辆的单向功率流(即没有V2G能力)的替代实施方案被呈现在图16中。此替代实施方案类似于图3的实施方案，然而，极性反转模块已被省略。例如，CSC开关的可能的实现方式可以涉及IGBT和串联二极管的组合或可替代地IGCT。
图24是根据一些实施方案的用于操作用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相ac充电器的方法2400的方法示图，具有步骤2402、2404和2406。
图25是根据一些实施方案的示例计算装置2500的计算装置示图，该示例计算装置可被用于控制选通以实现用于操作用于车辆应用的具有双逆变器驱动器的集成三相ac充电器的方法。
计算装置2500可包括选通信号控制器装置，该选通信号控制器装置包括计算机处理器2502、计算机存储器2504、输入/输出接口2506和网络接口2508。计算装置2500可耦合至本文描述的开关以控制开关的一个或多个选通方面以控制开关的操作。
包括开关控制序列的机器可解释指令可以被存储在存储器2504中，并且可以基于在接口2506或2508处接收到的更新不时地更新或修改这些指令。
术语“连接”或“耦合至”可以既包括直接耦合(其中彼此耦合的两个元件彼此接触)又包括间接耦合(其中至少一个附加元件位于两个元件之间)。
尽管已详细地描述了实施方案，但是应该理解，在不脱离范围的情况下，可在本文中做出各种改变、替换和变更。此外，本申请的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法和步骤的特定实施方案。
如本领域的普通技术人员将从公开内容中容易地领会，可以利用执行基本上与本文描述的对应实施方案相同的功能或者实现基本上与本文描述的对应实施方案相同的结果的目前存在或稍后待开发的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在将此类过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤包括在它们的范围内。
如可理解的是，以上描述和图示的示例仅旨在为示例性的。

Claims (41)

1.一种当耦合至AC电网时提供集成三相AC充电的电动车辆或混合动力电动车辆的动力传动系统，所述动力传动系统包括：
双逆变器驱动器系统，所述双逆变器驱动器系统包括包括第一储能器和第一电压源转换器(VSC1)的上充电级、包括第二储能器和第二电压源转换器(VSC2)的下充电级，耦合至耦合在所述第一电压源转换器与所述第二电压源转换器之间的开放式绕线马达，所述开放式绕线马达具有三个或更多个马达绕组，每个马达绕组耦合至所述第一电压源转换器和所述第二电压源转换器中的每一个的对应的AC端子；
电流源转换器(CSC)，所述CSC包括用于与所述AC电网耦合的三个CSC AC相端子、在正VSC1 DC端子处耦合至所述上充电级的正CSC DC端子以及在负VSC2 DC端子处耦合至所述下充电级的负CSC端子；以及
所述CSC包括第一电路支路、第二电路支路和第三电路支路，每个电路支路对应于所述三个CSC AC相端子中的对应的CSC AC相端子，每个电路支路包括耦合至对应的CSC AC相端子和所述正CSC DC端子的至少一个上开关以及耦合至对应的CSC AC相端子和所述负CSCDC端子的至少一个下开关，其中所述上开关和所述下开关中的每一个均由选通控制信号控制，即当仅一个上开关处于接通状态时，该开关将传导等于所述三个或更多个马达绕组的绕组电流之和的电流，而当仅一个下开关被操作时，该开关将传导等于所述绕组电流之和的电流；
其中所述选通控制信号用于控制所述AC电网与所述电动车辆或所述混合动力电动车辆之间的能量流。
2.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中所述动力传动系统驻留在所述电动车辆或所述混合动力电动车辆内，并且所述开放式绕线马达可操作来提供运动并且在所述开放式绕线马达不在用于提供运动时促进所述AC电网与没有单独的AC/DC转换电路的所述电动车辆或所述混合动力电动车辆之间的所述能量流，所述开放式绕线马达包括既用于提供运动又促进所述能量流的磁性部件。
3.根据权利要求2所述的动力传动系统，其中控制器电路被配置为在运动状态与能量流状态之间切换所述开放式绕线马达的操作。
4.根据权利要求1所述的动力传动系统，其还包括：
极性反转电路，所述极性反转电路耦合在所述CSC与所述上充电级和所述下充电级之间，所述极性反转电路在所述正CSC DC端子和所述负CSC DC端子处耦合至所述CSC，并且所述极性反转电路在所述正VSC1 DC端子处耦合至所述上充电级，而在负VSC2 DC端子处耦合至所述下充电级；
其中所述极性反转电路被配置为使由所述双逆变器驱动器提供的反电动势的极性反转，使得所述电动车辆或所述混合动力电动车辆能够向所述AC电网提供功率。
5.根据权利要求4所述的动力传动系统，其中所述极性反转电路在所述负VSC1 DC端子处耦合至所述上充电级并在正VSC2 DC端子处耦合至所述下充电级，并且包括将所述CSC与所述双逆变器驱动器对接的至少一个开关，其中所述极性反转电路具有第一状态和第二状态；所述第一状态耦合所述正CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子；而第二状态耦合所述正CSC DC端子和所述负VSC1 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述正VSC2 DC端子；其中在所述第一状态下，功率被引导至所述电动车辆或所述混合动力电动车辆，而在所述第二状态下，功率被引导至所述AC电网。
6.根据权利要求4所述的动力传动系统，其中所述极性反转电路包括至少一个开关并将所述CSC与所述双逆变器驱动器对接，其中所述极性反转电路具有第一状态和第二状态；所述第一状态耦合所述正CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子；而第二状态耦合所述正CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子；其中在所述第一状态下，功率被引导至所述车辆，而在所述第二状态下，功率被引导至所述电网。
7.根据权利要求5或6中的任一项所述的动力传动系统，其中所述极性反转电路包括双极单掷类型的机械开关或双极双掷类型的开关。
8.根据权利要求5或6中的任一项所述的动力传动系统，其中所述极性反转电路由至少四个半导体开关构成，其中所述至少四个半导体开关中的每个开关将一个CSC DC端子耦合至一个VSC DC端子。
9.根据权利要求4所述的动力传动系统，其中所述CSC的每个相与两开关即与所述相相对应的上开关和与所述相相对应的下开关相关联，与所述相相对应的所述上开关和所述下开关中的每一个均包括与可访问中点串联连接的第一副开关和第二副开关，所述第一副开关提供正电压阻断能力而所述第二副开关提供负电压阻断能力；其中，所述极性反转电路包括第一三相开关网络和第二三相开关网络，其中每个三相开关网络包括至少四个开关，三个开关用于每个相和一个将可控的主开关；其中所述正CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子电结合，并且所述负CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子电结合；并且其中所述第一三相开关网络将三个上副开关的中点耦合至所述双逆变器驱动器；
其中所述第二三相开关网络将三个下副开关的中点耦合至所述双逆变器驱动器；
其中所述极性反转电路具有第一状态和第二状态：在所述第一状态下，所述第一主控制开关和所述第二主控制开关被控制为断开，并且所述第一相开关网络和所述第二相开关网络是不活动的；在所述第二状态下，所述第一主控制开关和所述第二主控制开关被控制为接通，并且所述第一相开关网络和所述第二相开关网络是活动的；
其中在所述第一状态下，功率被引导至所述车辆；并且
其中在所述第二状态下，功率被引导至所述AC电网。
10.根据权利要求9所述的动力传动系统，其中所述第一三相开关网络耦合至所述负VSC1 DC端子，而所述第二三相开关网络耦合至所述正VSC2 DC端子。
11.根据权利要求9所述的动力传动系统，其中所述第一三相开关网络耦合至所述负VSC2 DC端子，而所述第二三相开关网络耦合至所述正VSC1 DC端子。
12.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中所述AC电网通过输入滤波器耦合至所述CSC，所述输入滤波器被配置为滤出由所述动力传动系统产生的谐波电流以防进入到所述AC电网中。
13.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中所述CSC的所述上开关和所述下开关被配置为使得与所述AC电网交换的有功功率和无功功率两者被单独地控制。
14.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中所述双逆变器驱动器提供电压升压能力，从而使得当所述储能器电压之和大于跨所述CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在所述AC电网与所述第一储能器或所述第二储能器之间交换功率。
15.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中所述CSC提供电压降压能力，从而使得当所述储能器之和小于跨所述CSC DC端子的所述最大平均整流电压时，能够在所述AC电网与所述第一储能器或所述第二储能器之间交换功率。
16.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中所述第一电压源转换器的所述第一储能器具有与所述第二电压源转换器的所述第二储能器相同的类型或不同的类型。
17.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中控制器被配置为使到所述第一电压源转换器的三个或更多个相的开关的选通信号交错并且使到所述第二电压源转换器的三个或更多个相的开关的选通信号交错，这可减小进入所述第一储能器或所述第二储能器中的峰值电流纹波。
18.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中控制器被配置为使耦合至相同的马达绕组的所述第一电压源转换器开关和所述第二电压源转换器开关的所述选通信号交错；从而在绕组电流中产生减小的峰值电流纹波。
19.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中控制器被配置为确保所述马达绕组电流是DC并且所述马达绕组电流中的每一个均具有相等的DC值；从而在所述开放式绕线马达中不产生扭矩。
20.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中控制器被配置为诸如当所述第一储能器和所述第二储能器处于不同的电压时向所述两个储能装置递送不同的功率，所述控制器被配置为通过相对于所述第二VSC的下开关的占空比调整所述第一VSC的上开关的相对占空比来提供所述不同的功率。
21.一种用于在耦合至AC电网的电动车辆或混合动力电动车辆上进行集成三相AC充电的方法，所述方法包括：
提供双逆变器驱动器系统，所述双逆变器驱动器系统包括包括第一储能器和第一电压源转换器(VSC1)的上充电级、包括第二储能器和第二电压源转换器(VSC2)的下充电级，耦合至耦合在所述第一电压源转换器与所述第二电压源转换器之间的开放式绕线马达，所述开放式绕线马达具有三个或更多个马达绕组，每个马达绕组耦合至所述第一电压源转换器和所述第二电压源转换器中的每一个的对应的AC端子；
提供电流源转换器(CSC)，所述CSC包括用于与所述AC电网耦合的三个CSC AC相端子、在正VSC1 DC端子处耦合至所述上充电级的正CSC DC端子以及在负VSC2 DC端子处耦合至所述下充电级的负CSC端子，所述CSC包括第一电路支路、第二电路支路和第三电路支路，每个电路支路与所述三个CSC AC相端子中的对应的CSC AC相端子相对应，每个电路支路包括耦合至对应的CSC AC相端子和所述正CSC DC端子的至少一个上开关以及耦合至对应的CSCAC相端子和所述负CSC DC端子的至少一个下开关；以及
通过选通控制信号通过操作所述上开关和所述下开关来控制所述AC电网与所述电动车辆或所述混合动力电动车辆之间的能量流，即当仅一个上开关处于接通状态时，该开关将传导等于所述三个或更多个马达绕组的绕组电流之和的电流，而当仅一个下开关被操作时，该开关将传导等于所述绕组电流之和的电流。
22.根据权利要求21所述的方法，其中所述双逆变器驱动器系统和所述电流源转换器是驻留在所述电动车辆或所述混合动力电动车辆内的动力传动系统的部件，并且所述开放式绕线马达可操作来提供运动并且在所述开放式绕线马达不在用于提供运动时促进所述AC电网与没有单独的AC/DC转换电路的所述电动车辆或所述混合动力电动车辆之间的所述能量流，所述开放式绕线马达包括既用于提供运动又促进所述能量流的磁性部件。
23.根据权利要求22所述的方法，其中控制器电路被配置为在运动状态与能量流状态之间切换所述开放式绕线马达的操作。
24.根据权利要求21所述的方法，其还包括：
提供耦合在所述CSC与所述上充电级和所述下充电级之间的极性反转电路，所述极性反转电路在所述正CSC DC端子和所述负CSC DC端子处耦合至所述CSC，并且所述极性反转电路在所述正VSC1 DC端子处耦合至所述上充电级，而在负VSC2 DC端子处耦合至所述下充电级；以及
由所述极性反转电路使由所述双逆变器驱动器提供的反电动势的极性反转，使得所述电动车辆或所述混合动力电动车辆能够向所述AC电网提供功率。
25.根据权利要求24所述的方法，其中所述极性反转电路在所述负VSC1 DC端子处耦合至所述上充电级并在正VSC2 DC端子处耦合至所述下充电级，并且包括将所述CSC与所述双逆变器驱动器对接的至少一个开关，其中所述极性反转电路具有第一状态和第二状态；所述第一状态耦合所述正CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子；而第二状态耦合所述正CSC DC端子和所述负VSC1 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述正VSC2 DC端子；其中在所述第一状态下，功率被引导至所述电动车辆或所述混合动力电动车辆，而在所述第二状态下，功率被引导至所述AC电网。
26.根据权利要求24所述的方法，其中所述极性反转电路包括至少一个开关并将所述CSC与所述双逆变器驱动器对接，其中所述极性反转电路具有第一状态和第二状态；所述第一状态耦合所述正CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子；而第二状态耦合所述正CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子，并且耦合所述负CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子；其中在所述第一状态下，功率被引导至所述车辆，而在所述第二状态下，功率被引导至所述电网。
27.根据权利要求25或26中的任一项所述的方法，其中所述极性反转电路包括双极单掷类型的机械开关或双极双掷类型的开关。
28.根据权利要求25或26中的任一项所述的方法，其中所述极性反转电路由至少四个半导体开关构成，其中所述至少四个半导体开关中的每个开关将一个CSC DC端子耦合至一个VSC DC端子。
29.根据权利要求24所述的方法，其中所述CSC的每个相与两开关即与所述相相对应的上开关和与所述相相对应的下开关相关联，与所述相相对应的所述上开关和所述下开关中的每一个均包括与可访问中点串联连接的第一副开关和第二副开关，所述第一副开关提供正电压阻断能力而所述第二副开关提供负电压阻断能力；其中，所述极性反转电路包括第一三相开关网络和第二三相开关网络，其中每个三相开关网络包括至少四个开关，三个开关用于每个相和一个将可控的主开关；其中所述正CSC DC端子和所述正VSC1 DC端子电结合，并且所述负CSC DC端子和所述负VSC2 DC端子电结合；并且其中所述第一三相开关网络将三个上副开关的中点耦合至所述双逆变器驱动器；
其中所述第二三相开关网络将三个下副开关的中点耦合至所述双逆变器驱动器；
其中所述极性反转电路具有第一状态和第二状态：在所述第一状态下，所述第一主控制开关和所述第二主控制开关被控制为断开，并且所述第一相开关网络和所述第二相开关网络是不活动的；在所述第二状态下，所述第一主控制开关和所述第二主控制开关被控制为接通，并且所述第一相开关网络和所述第二相开关网络是活动的；
其中在所述第一状态下，功率被引导至所述车辆；并且
其中在所述第二状态下，功率被引导至所述AC电网。
30.根据权利要求29所述的方法，其中所述第一三相开关网络耦合至所述负VSC1 DC端子，而所述第二三相开关网络耦合至所述正VSC2 DC端子。
31.根据权利要求29所述的方法，其中所述第一三相开关网络耦合至所述负VSC2 DC端子，而所述第二三相开关网络耦合至所述正VSC1 DC端子。
32.根据权利要求21所述的方法，其中所述AC电网通过输入滤波器耦合至所述CSC，所述输入滤波器被配置为滤出由所述方法产生的谐波电流以防进入到所述AC电网中。
33.根据权利要求21所述的方法，其中所述CSC的所述上开关和所述下开关被配置为使得与所述AC电网交换的有功功率和无功功率两者被单独地控制。
34.根据权利要求21所述的方法，其中所述双逆变器驱动器提供电压升压能力，从而使得当所述储能器电压之和大于跨所述CSC DC端子的最大平均整流电压时，能够在所述AC电网与所述第一储能器或所述第二储能器之间交换功率。
35.根据权利要求21所述的方法，其中所述CSC提供电压降压能力，从而使得当所述储能器之和小于跨所述CSC DC端子的所述最大平均整流电压时，能够在所述AC电网与所述第一储能器或所述第二储能器之间交换功率。
36.根据权利要求21所述的方法，其中所述第一电压源转换器的所述第一储能器具有与所述第二电压源转换器的所述第二储能器相同的类型或不同的类型。
37.根据权利要求21所述的方法，其中控制器被配置为使到所述第一电压源转换器的三个或更多个相的开关的选通信号交错并且使到所述第二电压源转换器的三个或更多个相的开关的选通信号交错，这可减小进入所述第一储能器或所述第二储能器中的峰值电流纹波。
38.根据权利要求21所述的方法，其中控制器被配置为使耦合至相同的马达绕组的所述第一电压源转换器开关和所述第二电压源转换器开关的所述选通信号交错；从而在绕组电流中产生减小的峰值电流纹波。
39.根据权利要求21所述的方法，其中控制器被配置为确保所述马达绕组电流是DC并且所述马达绕组电流中的每一个均具有相等的DC值；从而在所述开放式绕线马达中不产生扭矩。
40.根据权利要求21所述的方法，其中控制器被配置为诸如当所述第一储能器和所述第二储能器处于不同的电压时向所述两个储能装置递送不同的功率，所述控制器被配置为通过相对于所述第二VSC的下开关的占空比调整所述第一VSC的上开关的相对占空比来提供所述不同的功率。
41.一种非暂时性机器可读介质，所述非暂时性机器可读介质存储机器可解释指令集，所述机器可解释指令集当被执行时，使处理器执行根据权利要求21-40中的任一项所述的用于在耦合至AC电网的电动车辆或混合动力电动车辆上进行集成三相AC充电的方法。
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