CN110798117B - 一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统及控制方法，属于电机驱动控制领域，驱动系统包括：直流电压源、半桥功率变换器和辅助电池；半桥功率变换器与直流电压源正负极和开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接，为电机各相定子绕组提供带有直流偏置分量的正弦电流；开关磁阻电机各相绕组另一端相互连接，构成星型结构的中性点；辅助电池的正极与该中性点连接，负极与直流电压源的负极连接，为正弦电流的直流偏置分量提供流通路径，以实现励磁。本发明在不增加功率器件的基础上，降低了开关磁阻电机转矩脉动和振动噪声，避免了无直流偏置的正弦波电流激励导致的转矩输出能力下降，降低了系统成本和运行损耗，提高了运行效率。

Description

一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统及控制方法
技术领域
本发明属于电机驱动控制技术领域，更具体地，涉及一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统及控制方法。
背景技术
作为一种新型无稀土电机，开关磁阻电机具有成本低、结构简单、加工工艺简单、起动转矩大、调速性能好、功率密度高、可靠性好等优点，在工业应用中具有广泛的前景。然而，相比于传统的交流电机，如交流感应电机和永磁同步电机，由于开关磁阻电机具有双凸极结构，因此传统开关磁阻电机的转矩脉动较大、振动噪声较为明显，这也限制了开关磁阻电机在高精度场合下的应用。
为了降低由于双凸极结构带来的转矩脉动和振动噪声，利用与传统交流电机类似的驱动拓扑和控制方法，如图1所示的三相功率变换器驱动开关磁阻电机，但这种方法大大降低了开关磁阻电机的转矩输出能力，进而降低了开关磁阻电机驱动系统的功率密度和效率；为了在减小转矩脉动和振动噪声的基础上提升开关磁阻电机的转矩输出能力，现有技术中存在基于开绕组逆变器拓扑的开关磁阻电机正弦波电流注入控制系统，如图2所示，利用两个三相半桥功率变换器组成三相开绕组功率变换器驱动开关磁阻电机，使得电机的每相绕组均与一个H桥驱动电路相连，在电机绕组中注入带有直流偏置分量的正弦波电流，利用直流偏置分量作为励磁源，在减小了转矩脉动与振动噪声的同时，提升了开关磁阻电机的转矩输出能力。
但这种方案使得功率器件的数量增加了一倍，使得系统成本大大增加，并增大了系统的运行损耗和效率。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统及控制方法，其目的在于解决采用现有开关磁阻电机驱动方法存在功率器件数量较多，造成系统成本高、运行损耗大、效率低的技术问题。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统，包括：直流电压源、半桥功率变换器和辅助电池；
所述半桥功率变换器与直流电压源和开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接，用于为所述开关磁阻电机各相定子绕组提供带有直流偏置分量的正弦电流；
所述开关磁阻电机各相绕组另一端相互连接，构成星型结构的中性点；
所述辅助电池的正极与所述中性点连接，负极与所述直流电压源的负极连接，用于为所述正弦电流的直流偏置分量提供流通路径，以实现励磁。
进一步地，所述半桥功率变换器包括多个桥臂和直流母线电容；每个桥臂包括上开关管和下开关管；上开关管的发射极和下开关管的集电极连接作为桥臂的输出端，各个桥臂的输出端分别与所述开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接；所述直流母线电容的一端与各个桥臂上开关管的集电极和所述直流电压源的正极连接；所述直流母线电容的另一端与各个桥臂下开关管的发射极和所述辅助电池的负极连接后，与所述直流电压源的负极连接。
进一步地，所述半桥功率变换器的桥臂数量与所述开关磁阻电机的相数相等。
进一步地，所述开关管为带有反并联二极管的IGBT开关管。
进一步地，根据绕组电流中直流偏置分量的极性，所述辅助电池的工作模式分为以下两种：
当所述直流偏置分量为正时，所述辅助电池工作在充电模式，各相绕组电流的直流偏置分量之和为所述辅助电池充电；
当所述直流偏置分量为负时，所述辅助电池工作在对外供电模式，各相绕组电流的直流偏置分量均由所述辅助电池提供。
按照本发明的另一方面，提供了一种基于上述驱动系统的控制方法，包括：
(1)根据电机转速给定值ω*和采集到的电机转速ωr，利用比例积分算法，计算得到电机相电流有效值
Figure GDA0003168871010000031
，并根据所述电机相电流有效值
Figure GDA0003168871010000032
和辅助电池当前工作模式，计算得到d、q和0轴电流给定值
Figure GDA0003168871010000033
(2)根据采集到的电机三相绕组电流iabc和转子位置θr，计算得到d、q和0轴电流反馈值idq0；
(3)根据d、q和0轴电流给定值
Figure GDA0003168871010000034
和所述电流反馈值idq0，利用比例积分算法，计算得到电机d、q和0轴电压给定值
Figure GDA0003168871010000035
(4)根据所述电机d、q和0轴电压给定值
Figure GDA0003168871010000036
和采集到的转子位置θr，计算得到电机各相绕组电压的给定值
Figure GDA0003168871010000037
(5)将每相绕组电压的给定值与预设的三角载波进行比较，采用以下方式对半桥逆变器中各开关管的驱动信号进行控制；
当绕组电压的给定值大于三角载波时，令对应的上开关管驱动信号为高电平，下开关管驱动信号为低电平；当绕组电压的给定值小于三角载波时，令对应的上开关管驱动信号为低电平，下开关管驱动信号为高电平。
进一步地，所述三角载波频率为10kHz，最大值为直流母线电压Udc和辅助电池电压Ub之差，最小值为负的辅助电池电压值-Ub。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
(1)本发明通过引入辅助电池，仅用一个半桥功率变换器即可实现带有直流偏置分量的正弦波电流的注入，在不增加系统中功率器件的基础上，降低了开关磁阻电机转矩脉动和振动噪声，并极大程度上避免了由于正弦波电流注入引起的转矩输出能力的下降，相比现有基于开绕组逆变器拓扑的开关磁阻电机正弦波电流注入控制系统，由于本发明功率器件数量减少，系统成本和运行损耗降低，系统运行效率提高。
(2)本发明引入的辅助电池具有两种工作模式，并可以灵活地进行切换，提升了系统的控制自由度。
(3)本发明提出的驱动系统和控制方法适用于任意相数的开关磁阻电机系统，适用性强，只需保证驱动系统中半桥功率变换器的桥臂数量与开关磁阻电机的相数相等。
附图说明
图1为传统三相功率变换器电机驱动系统结构示意图；
图2为现有基于开绕组逆变器拓扑的开关磁阻电机正弦波电流注入控制系统结构示意图；
图3为本发明一个实施例提供的具有直流偏置励磁的开关磁阻电机双电端口驱动系统结构图；
图4为本发明一个实施例提供的辅助电池工作在充电模式下的电流流向示意图；
图5为本发明一个实施例提供的辅助电池工作在对外供电模式下的电流流向示意图；
图6为本发明一个实施例提供的驱动系统的控制框图；
图7为本发明一个实施例提供的载波比较脉宽调制模块的工作原理示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
参考图3，本发明实施例的一个方面，提供了一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统，包括：直流电压源Udc、半桥功率变换器和辅助电池Ub；半桥功率变换器与直流电压源Udc的正负极和开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接，用于为开关磁阻电机各相定子绕组LA、LB、…、LN提供带有直流偏置分量的正弦电流；N为开关磁阻电机相数；开关磁阻电机各相绕组另一端相互连接，构成星型结构的中性点；辅助电池Ub的正极与该中性点连接，负极与直流电压源Udc的负极连接，用于为正弦电流的直流偏置分量提供流通路径，以实现励磁。本发明在定子绕组的中性点和负直流母线之间引入辅助电池以提供直流偏置励磁电流的流通路径，进而在绕组正弦波电流的基础之上叠加一个直流偏置分量用以实现励磁，提升了电机的转矩输出能；同时在直流电压源的基础上，实现了双电端口供电。
具体地，半桥功率变换器包括多个桥臂和直流母线电容；每个桥臂包括上开关管和下开关管，如图3所示的上IGBT开关管S1、S3、S5和下IGBT开关管S2、S4、S6；上开关管的发射极和下开关管的集电极连接作为桥臂的输出端，各个桥臂的输出端分别与开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接；直流母线电容的一端与各个桥臂上开关管的集电极和直流电压源的正极连接；直流母线电容的另一端与各个桥臂下开关管的发射极和辅助电池的负极连接后，与直流电源的负极连接。除三相开关磁阻电机外，本发明提出的驱动系统也适用于任意相数的开关磁阻电机系统，只需保证控制系统中功率变换器的桥臂数量与开关磁阻电机的相数相等。
根据绕组电流中直流偏置分量的极性，辅助电池的工作模式分为以下两种：当直流偏置分量为正时，辅助电池工作在充电模式，相应地电流流向示意图如图4所示，各相绕组电流的直流偏置分量之和为辅助电池充电；当直流偏置分量为负时，辅助电池工作在对外供电模式，相应地电流流向示意图如图5所示，各相绕组电流的直流偏置分量均由所述辅助电池提供，辅助电池放电。
为了降低开关磁阻电机的转矩脉动和振动噪声，本发明通过转速电流双闭环控制方式对半桥功率变换器进行控制，控制框图如图6所示，具体包括：
(1)速度调节器根据电机转速给定值ω*和位置传感器采集到的电机转速ωr，利用比例积分算法，计算得到电机相电流有效值
Figure GDA0003168871010000061
，电流分配器根据电机相电流有效值
Figure GDA0003168871010000062
和当前工作模式，计算得到d、q和0轴电流给定值
Figure GDA0003168871010000063
(2)第二旋转坐标变换模块根据电流传感器采集到的电机三相绕组电流iabc和位置传感器采集到的转子位置θr，计算得到d、q和0轴电流反馈值idq0；
(3)电流调节器根据d、q和0轴电流给定值
Figure GDA0003168871010000064
和反馈值idq0，利用比例积分算法，计算得到电机d、q和0轴电压给定值
Figure GDA0003168871010000065
(4)第一旋转坐标变换模块根据电机d、q和0轴电压给定值
Figure GDA0003168871010000066
和采集到的转子位置θr，计算得到电机各相绕组电压的给定值
Figure GDA0003168871010000067
(5)通过载波比较脉宽调节模块将每相绕组电压的给定值与预设的三角载波进行比较，将PWM驱动信号输入半桥逆变器，控制开关管，为开关磁阻电机注入带有直流偏置分量的电流，驱动电机运行；
具体地，载波比较脉宽调制模块的工作原理示意图如图7所示，以电机的A相为例，对于半桥功率变换器中的A相桥臂而言，如果上开关管导通，下开关管关断，则此刻施加在A相绕组上的电压为直流母线电压Udc和辅助电池电压Ub之差；如果下开关管导通，上开关管关断，则此刻施加在A相绕组上的电压为负辅助电池电压-Ub。因此，将第一旋转坐标变换模块计算得到的A相电压参考值，与一个频率为10kHz、最大值为直流母线电压Udc和辅助电池电压Ub之差、最小值为负辅助电池电压-Ub的三角载波进行比较；当A相电压参考值大于三角载波时，令上开关管驱动信号为高电平，下管驱动信号为低电平；当A相电压参考值小于三角载波时，令上开关管驱动信号为低电平，下管驱动信号为高电平。对于B相和C相也采用同样的方法，分别获得B相和C相的驱动信号。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统，其特征在于，包括：直流电压源、半桥功率变换器和辅助电池；
所述半桥功率变换器与直流电压源和开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接，用于为所述开关磁阻电机各相定子绕组提供带有直流偏置分量的正弦电流；所述开关磁阻电机各相绕组另一端相互连接，构成星型结构的中性点；
所述辅助电池的正极与所述中性点连接，负极与所述直流电压源的负极连接，用于为所述正弦电流的直流偏置分量提供流通路径，以实现励磁；根据绕组电流中直流偏置分量的极性，所述辅助电池的工作模式分为以下两种：
当所述直流偏置分量为正时，所述辅助电池工作在充电模式，各相绕组电流的直流偏置分量之和为所述辅助电池充电；
当所述直流偏置分量为负时，所述辅助电池工作在对外供电模式，各相绕组电流的直流偏置分量均由所述辅助电池提供。
2.根据权利要求1所述的一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统，其特征在于，所述半桥功率变换器包括多个桥臂和直流母线电容；
每个桥臂包括上开关管和下开关管；上开关管的发射极和下开关管的集电极连接作为桥臂的输出端，各个桥臂的输出端分别与所述开关磁阻电机各相定子绕组的一端连接；所述直流母线电容的一端与各个桥臂上开关管的集电极和所述直流电压源的正极连接；所述直流母线电容的另一端与各个桥臂下开关管的发射极和所述辅助电池的负极连接后，与所述直流电压源的负极连接。
3.根据权利要求2所述的一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统，其特征在于，所述半桥功率变换器的桥臂数量与所述开关磁阻电机的相数相等。
4.根据权利要求2所述的一种磁场调制开关磁阻电机双电端口驱动系统，其特征在于，所述开关管为带有反并联二极管的IGBT开关管。
5.一种基于权利要求1-4任一项所述驱动系统的控制方法，其特征在于，包括：
(1)根据电机转速给定值ω*和采集到的电机转速ωr，利用比例积分算法，计算得到电机相电流有效值
Figure FDA0003168867000000021
并根据所述电机相电流有效值
Figure FDA0003168867000000022
和辅助电池当前工作模式，计算得到d、q和0轴电流给定值
Figure FDA0003168867000000023
(2)根据采集到的电机三相绕组电流iabc和转子位置θr，计算得到d、q和0轴电流反馈值idq0；
(3)根据d、q和0轴电流给定值
Figure FDA0003168867000000024
和所述电流反馈值idq0，利用比例积分算法，计算得到电机d、q和0轴电压给定值
Figure FDA0003168867000000025
(4)根据所述电机d、q和0轴电压给定值
Figure FDA0003168867000000026
和采集到的转子位置θr，计算得到电机各相绕组电压的给定值
Figure FDA0003168867000000027
(5)将每相绕组电压的给定值与预设的三角载波进行比较，采用以下方式对半桥逆变器中各开关管的驱动信号进行控制；
当绕组电压的给定值大于三角载波时，令对应的上开关管驱动信号为高电平，下开关管驱动信号为低电平；当绕组电压的给定值小于三角载波时，令对应的上开关管驱动信号为低电平，下开关管驱动信号为高电平；所述三角载波频率与开关管频率相同，最大值为直流母线电压Udc和辅助电池电压Ub之差，最小值为负的辅助电池电压值-Ub。
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