JP7031180B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、２台のインバータを備える交流電動機の制御装置に関する。

従来、昇圧コンバータを用いずに出力向上を図る電動機駆動システムとして、２つの電源及び２台のインバータを用いて、３相巻線の中性点がオープンである１台の交流電動機を駆動する「２電源２インバータ」のシステムが知られている。例えば特許文献１に開示されたインバータ駆動システムは、「第１インバータのみを駆動し、第２インバータの上アーム又は下アームのスイッチング素子を全てオンして中性点結合する片側駆動モード」と、「２台のインバータを駆動する両側駆動モード」とを切り替える。

また、インバータに入力されるシステム電圧に対する交流電動機への印加電圧の比である電圧利用率に応じて、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードの３つの制御モードを切り替える技術が知られている。特許文献２には、一般的な三角波比較方式ではなく、空間ベクトル変調方式で３つの制御モードの切り替えを実現する制御方法が開示されている。

特開２００６－２３８６８６号公報 特開２０１０－１７２１３３号公報

特許文献１には、２台のインバータに指令されるｄｑ軸電圧ベクトルの和に基づいて、合計出力を制御することが記載されている。しかし、制御状態や概念が記載されているに過ぎず、どのようにスイッチング出力を生成するのか具体的な記載がない。また、適用可能な制御モードは正弦波制御モードに留まると考えられる。

特許文献２の技術は、Ｙ結線又はΔ結線により中性点がクローズである３相電動機を、１つの電源及び１台のインバータで駆動するシステムを前提としている。そのため、特許文献１に記載されたような、２台のインバータの片側駆動又は両側駆動を適宜切り替えるシステムに適用される場合の制御則やスイッチング出力パターンについて全く考慮されていない。さらに、特許文献１の技術の特徴である出力向上をさらに図るためには、高回転域での弱め界磁制御が不可欠であるが、その実現方法に関する記載が無い。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、２つの電源から個別に直流電力が入力される２台のインバータを用いて、中性点がオープンである３相巻線を有する交流電動機の通電を制御する制御装置において、空間ベクトル変調により各インバータのスイッチング出力を適切に決定する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、２つの電源から個別に直流電力が入力される２台のインバータを用いて、中性点がオープンである３相巻線（８１、８２、８３）を有する交流電動機（８０）の通電を制御する制御装置である。この交流電動機の制御装置は、第１インバータ（６０）と、第２インバータ（７０）と、制御部（５０）と、を備える。
第１インバータは、第１電源（１１）の直流電力を交流電力に変換し、各３相巻線の一端に供給する。
第２インバータは、第２電源（１２）の直流電力を交流電力に変換し、各３相巻線の他端に供給する。

ここで、「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータを駆動する電動機制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

制御部は、交流電動機に対するトルク指令に基づいて２台のインバータから交流電動機への出力を演算し、第１インバータを第２インバータよりも優先して駆動することを前提として、演算された出力に応じて２台のインバータのスイッチング出力を決定する
制御部は、制御モード判定部（４１）と、駆動モード判定部（４２）と、マルチ空間ベクトル変調部（４３）と、を有する。

制御モード判定部は、電源からインバータに入力されるシステム電圧（Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２）に対する交流電動機への印加電圧の比である電圧利用率に応じて、インバータを駆動する制御モードとして、電流フィードバック制御方式による正弦波制御モード、電流フィードバック制御方式による過変調制御モード、又は、トルクフィードバック方式による矩形波制御モードを選択する。なお、ここでの「電圧利用率」には、係数変換や比例関係にある変調率等の値も含まれるものとする。
駆動モード判定部は、第１インバータのみを駆動する「片側駆動モード」、又は、第１インバータ及び第２インバータの両方を駆動する「両側駆動モード」を選択する。

マルチ空間ベクトル変調部は、第１インバータ及び第２インバータの電圧ベクトルが合成されるマルチ空間ベクトル座標を用いて、第１インバータ及び第２インバータのスイッチング出力を決定する。マルチ空間ベクトル座標は、第１の正六角形の内側に定義される「第１空間ベクトル領域」、及び、第１空間ベクトル領域の各頂点から第１の正六角形の一辺の長さを延長した点を結んで得られる第２の正六角形の内側で第１の正六角形の外側を囲む領域として定義される「第２空間ベクトル領域」を含む。

演算された出力が第１インバータのみの駆動での出力限界を超えているとき、駆動モード判定部は、両側駆動モードを選択する。制御部は、第１インバータを矩形波制御モードで制御し、且つ、電圧利用率に応じて選択された正弦波制御モード、過変調制御モード又は矩形波制御モードのいずれかにより第２インバータを駆動する。
好ましくは、演算された出力が第１インバータのみの駆動での出力限界以下であり、且つ、両側駆動モードの実施を要求する両側駆動要求が入力されているとき、駆動モード判定部は、両側駆動モードを選択する。また、演算された出力が第１インバータのみの駆動での出力限界以下であり、且つ、両側駆動要求が入力されていないとき、駆動モード判定部は、片側駆動モードを選択する。

本発明は、２電源２インバータシステムにおけるインバータのスイッチングパターンに着目し、このシステムに特化したマルチ空間ベクトル変調を行うものである。本発明は、空間ベクトル変調方式において、片側駆動モード又は両側駆動モードの選択と、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードの選択とにより、及び、各インバータのスイッチング出力パターンを適切に決定することができる。したがって、高出力、高効率の電動機制御を実現することができる。

一実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図。 正弦波制御モードに対応する制御部の構成図。 過変調制御モードに対応する制御部の構成図。 矩形波制御モードに対応する制御部の構成図。 ２インバータでの空間ベクトル変調パターンを示す表（１）。 ２インバータでの空間ベクトル変調パターンを示す表（２）。 マルチ空間ベクトル座標の図。 電圧ベクトルＶ２５における２インバータのスイッチング状態の図。 αβ軸座標で電圧指令ベクトルＶｃｏｍを示す図。 一実施形態による電動機駆動制御の全体処理を示すフローチャート。 片側駆動モードのフローチャート。 両側駆動モードのフローチャート。 空間ベクトル座標と電圧利用率との関係を説明する図。 出力決定パターン１の［第１インバータ：正弦波制御モード、第２インバータ：３相オン］での（ａ）空間ベクトル図、（ｂ）時間配分図。 出力決定パターン１の［第１インバータ：過変調制御モード、第２インバータ：３相オン］での（ａ）空間ベクトル図、（ｂ）時間配分図。 出力決定パターン１の［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：３相オン］での（ａ）空間ベクトル図、（ｂ）時間配分図。 矩形波制御モードにおける（ａ）空間ベクトル座標でのスイッチング出力パターンの切替わり、（ｂ）電流位相に対する出力パターンを説明する図。 マルチ空間ベクトル座標と電圧利用率との関係を説明する図。 出力決定パターン２の［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：正弦波制御モード］での空間ベクトル図。 出力決定パターン２の［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：過変調制御モード］での空間ベクトル図。 出力決定パターン２の［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：矩形波制御モード］での空間ベクトル図。 出力決定パターン３の［第１インバータ：正弦波制御モード、第２インバータ：正弦波制御モード］での空間ベクトル図。 出力決定パターン３の［第１インバータ：過変調制御モード、第２インバータ：正弦波制御モード］での空間ベクトル図。 出力決定パターン３の［第１インバータ：過変調制御モード、第２インバータ：過変調制御モード］での空間ベクトル図。

以下、交流電動機の制御装置の一実施形態を図面に基づいて説明する。
（一実施形態）
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のような電動車両の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、３相交流電動機であるＭＧの通電を制御する装置である。実施形態中の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

図１に、「２電源２インバータ」、すなわち、２つの電源１１、１２と２台のインバータ６０、７０とが用いられるＭＧ制御システムの全体構成を示す。
ＭＧ８０は、Ｕ相巻線８１、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３を有する永久磁石式同期型の３相交流電動機である。ハイブリッド車両に適用される場合、ＭＧ８０は、駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する。

本実施形態のＭＧ８０は、３相巻線８１、８２、８３の中性点がＭＧ８０内で結合されていないオープン構成となっている。３相巻線８１、８２、８３の一端８１１、８２１、８３１は第１インバータ６０の各相出力端子に接続されており、他端８１２、８２２、８３２は第２インバータ７０の各相出力端子に接続されている。
回転角センサ８５は、レゾルバ等により構成され、ＭＧ８０の回転角θｍを検出する。回転角θｍは、電気角換算部８６で電気角θｅに換算され、制御部５０に取得される。なお、電気角換算部８６は制御部５０の内部に設けられてもよい。

第１電源１１及び第２電源１２は、互いに絶縁された独立した２つの電源であり、それぞれがニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の充放電可能な蓄電装置である。例えば第１電源１１に出力型のリチウムイオン電池を用い、第２電源１２に容量型のリチウムイオン電池を用いるというような構成であってもよい。
２台のインバータ６０、７０は、２つの電源１１、１２から個別に直流電力が入力される。第１電源１１は、第１インバータ６０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能であり、第２電源１２は、第２インバータ７０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能である。

ＭＧ８０は、第１インバータ６０を経由して第１電源１１から電力が供給され、第２インバータ７０を経由して第２電源１２から電力が供給される。３相巻線８１、８２、８３の第１インバータ６０側には、Ｕ相電圧ＶＵ１、Ｖ相電圧ＶＶ１、Ｗ相電圧ＶＷ１が印加される。３相巻線８１、８２、８３の第２インバータ７０側には、Ｕ相電圧ＶＵ２、Ｖ相電圧ＶＶ２、Ｗ相電圧ＶＷ２が印加される。
例えば第１インバータ６０からＭＧ８０への電力経路に、３相巻線８１、８２、８３に通電される相電流を検出する電流センサ８４が設けられる。図１の例では、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗが検出されるが、どの２相又は３相の電流が検出されてもよい。また、電流センサ８４は、第２インバータ７０からＭＧ８０への電力経路に設けられてもよい。

第１コンデンサ１６は、高電位側配線Ｐ１と低電位側配線Ｎ１との間に接続され、第２コンデンサ１７は、高電位側配線Ｐ２と低電位側配線Ｎ２との間に接続される。
第１電圧センサ８６は、第１電源１１から第１インバータ６０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓ１を検出する。第２電圧センサ８７は、第２電源１２から第２インバータ７０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓ２を検出する。

ＭＧ制御装置１００は、第１インバータ６０、第２インバータ７０、制御部５０、及びドライブ回路５６、５７を備える。
第１インバータ６０は、上下アームの６つのスイッチング素子６１－６６がブリッジ接続されている。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。
第２インバータ７０は、上下アームの６つのスイッチング素子７１－７６がブリッジ接続されている。スイッチング素子７１、７２、７３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子７４、７５、７６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。
各スイッチング素子６１－６６、７１－７６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

以下、上アームのスイッチング素子６１、６２、６３、７１、７２、７３を「上アーム素子」といい、下アームのスイッチング素子６４、６５、６６、７４、７５、７６を「下アーム素子」という。高電位側配線Ｐ１、Ｐ２と低電位側配線Ｎ１、Ｎ２との短絡を防止するため、各相の上アーム素子と下アーム素子とは、同時にオンせず、相補的にオンオフするように、すなわち、一方がオンのとき他方がオフするように制御される。
また、いずれかのインバータ６０、７０で、３相の上アーム素子をオンし下アーム素子をオフするか、又は、３相の上アーム素子をオフし下アーム素子をオンする制御を「３相オンスイッチング制御」という。３相オンスイッチング制御がされると、ＭＧ８０の３相巻線８１、８２、８３は、そのインバータの回路を介して中性点が結合され、そのインバータからは電力が供給されない状態となる。つまり、３相オンスイッチング制御が行われることにより、そのインバータの駆動は実質的に停止する。

ここで本実施形態では、２台のインバータ６０、７０の駆動に関し、「第１インバータ６０を第２インバータ７０よりも優先して駆動する」ことを前提とする。すなわち、２台のうち１台のインバータを駆動する場合、第１インバータ６０のみが駆動される。また、２台のインバータを同時に駆動する場合、第１インバータ６０の出力が第２インバータ７０の出力以上となるように駆動される。言い換えれば、２台のインバータのうち優先して駆動される方のインバータが「第１インバータ６０」として機能し、補助的に駆動される方のインバータが「第２インバータ７０」として機能する。
第１インバータ６０のみを駆動するモードを「片側駆動モード」といい、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方を駆動するモードを「両側駆動モード」という。両側駆動モードでは、２台のインバータ６０、７０のスイッチング制御により、２つの電源１１、１２を直列化することで、高出力を得ることができる。

制御部５０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部５０は、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

制御部５０は、各センサにより検出された相電流ｉｖ、ｉｗ、電気角θｅ、システム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２等の情報を取得する。また、制御部５０は、例えば上位の車両制御回路からトルク指令ｔｒｑ^*が入力され、ＭＧ８０が要求されたトルクを出力するように、インバータ６０、７０を駆動するスイッチング出力（図中「ＳＷ出力」）を決定する。その制御の詳細については後述する。
制御部５０が決定したスイッチング出力は、第１ドライブ回路５６を通じて第１インバータ６０へのゲート信号として出力され、また、第２ドライブ回路５７を通じて第２インバータ７０へのゲート信号として出力される。

制御部５０は、スイッチング出力の決定にあたり、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードの３つの制御モードを切り替え可能である。
以下、インバータのシステム電圧Ｖｓｙｓに対するＭＧ８０への印加電圧の比を「電圧利用率」という。詳しくは、ＭＧ８０への印加電圧は基本波成分の実効値であり、制御においては、電圧指令ベクトルの振幅に反映される。

各制御モードの説明に移る前に、電圧利用率に関する代表的な数値について注記する。各数値は、厳密には下式により算出される無理数であるが、本明細書では、「約」の表記を省略し、小数点以下２桁又は３桁の下記数値を真の値として記載する。
０．６１ ＝（√６）／４
０．７０７＝１／（√２）
０．７８ ＝（√６）／π

正弦波制御モード（または「正弦波ＰＷＭ制御モード」）は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、ＭＧ８０に印加される線間電圧が正弦波となる。電圧利用率は、３次高調波成分を含まない場合と同等の正弦波出力で最大０．６１であり、３次高調波成分を含む場合と同等の正弦波出力で最大０．７０７である。

過変調制御モード（または「過変調ＰＷＭ制御モード」）は、正弦波制御での最大振幅より大きい範囲で、正弦波制御モードと同様のＰＷＭ制御を行なうものである。電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませる「振幅補正」によって基本波成分を更に高めることができ、電圧利用率は、０．７０７から０．７８までの範囲となる。
正弦波制御モード及び過変調制御モードでは、電流フィードバック制御方式により、出力電流検出値と電流指令値との偏差に基づき、ＭＧ８０に印加される交流電圧の振幅及び位相が制御される。

矩形波制御モードでは、所定のスイッチング周期においてオン期間及びオフ期間の比が１：１である１パルスの矩形波が出力され、電圧利用率は０．７８で一定となる。
矩形波制御モードでは、ＭＧ８０への印加電圧の振幅が固定されるため、トルクフィードバック制御方式により、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づき、矩形波電圧パルスの位相制御が行われる。
このように制御部５０は、ＭＧ８０に印加される電圧の電圧利用率に応じて３つの制御モードを切り替え、インバータ６０、７０のスイッチング出力を決定する。

次に図２～図４を参照し、各制御モードでの制御部５０の構成について説明する。各制御モードについて実質的に同一の構成には同一の符号を付し説明を省略する。
（正弦波制御モード）
図２に示すように、正弦波制御モードに対応する制御部５０は、一般的な電流フィードバック制御の構成として、電流指令演算部２１、電流減算器２２、ＰＩ演算部２３、ｄｑ変換部２９を有する。また、制御部５０は、本実施形態に特有の構成として、αβ変換部２６、制御モード判定部４１、駆動モード判定部４２、及び、マルチ空間ベクトル変調部（図中「ＭＳＶＭ」）４３を有する。

電流指令演算部２１は、トルク指令ｔｒｑ^*に基づき、マップや数式を用いてｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。
ｄｑ変換部２９は、電流センサ８４から取得した相電流ｉｖ、ｉｗを、電気角θｅを用いてｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑに座標変換し、フィードバックする。
電流減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１及びｑ軸電流減算器２２２を含む。ｄ軸電流減算器２２１は、ｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との偏差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを算出する。ｑ軸電流減算器２２２は、ｑ軸電流ｉｑとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との偏差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２３は、ｄ軸ＰＩ演算部２３１及びｑ軸ＰＩ演算部２３２を含む。ｄ軸ＰＩ演算部２３１は、ｄ軸電流偏差Δｉｄを０に収束させるようにｄ軸電圧指令値ｖｄをＰＩ演算する。ｑ軸ＰＩ演算部２３２は、ｑ軸電流偏差Δｉｑを０に収束させるようにｑ軸電圧指令値ｖｑをＰＩ演算する。
αβ変換部２６は、電気角θｅを用いて、回転座標系のｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを固定座標系の２軸直交交流座標であるαβ軸の電圧指令値Ｖα、Ｖβに変換し、マルチ空間ベクトル変調部４３に出力する。

マルチ空間ベクトル変調部４３は、マルチ空間ベクトル座標を用い、電圧指令ベクトルＶｃｏｍ及びシステム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２に基づき、第１インバータ（図中「第１ＩＮＶ」）６０及び第２インバータ（図中「第２ＩＮＶ」）７０のスイッチング出力を決定する。決定された第１インバータ６０のスイッチング出力は、ゲート信号ＵＵ１、ＵＬ１、ＶＵ１、ＶＬ１、ＷＵ１、ＷＬ１として第１インバータ６０に出力される。決定された第２インバータ７０のスイッチング出力は、ゲート信号ＵＵ２、ＵＬ２、ＶＵ２、ＶＬ２、ＷＵ２、ＷＬ２として第２インバータ７０に出力される。
マルチ空間ベクトル変調部４３の詳細な構成や、片側駆動及び両側駆動の場合における各インバータ６０、７０のスイッチング出力の違い等については後述する。

制御モード判定部４１は、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑ及びシステム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２に基づき、電圧利用率等によって表される出力を演算する。そして、その演算結果に応じて、各インバータ６０、７０について、正弦波制御モード、過変調制御モード又は矩形波制御モードを選択する。
駆動モード判定部４２は、両側駆動要求ｄｕａｌ＿ｒｅｑ^*、及び、制御モード判定部４１が判定した制御モードに基づいて、片側駆動モード又は両側駆動モードを選択する。

（過変調制御モード）
図３に示すように、過変調制御モードに対応する制御部５０は、図２に対し、αβ変換部２６とマルチ空間ベクトル変調部４３との間に振幅補正部２７を有する点が異なる。
振幅補正部２７は、電圧指令の正弦波成分の振幅が正弦波制御での最大振幅より大きくなるようにαβ軸電圧指令値Ｖα、Ｖβを補正し、補正後の電圧指令値Ｖαｃ、Ｖβｃをマルチ空間ベクトル変調部４３に出力する。それ以外の構成は正弦波制御モードと同様である。

（矩形波制御モード）
図４に示すように、トルクフィードバック制御方式による矩形波制御モードに対応する制御部５０は、トルク推定部３１、トルク減算器３２、ＰＩ演算部３３、振幅演算部３４、ｄｑ軸電圧指令演算部３５、αβ変換部３６、振幅制限部３７を有する。また、図４の制御部５０は、図２、図３と同様に、ｄｑ変換部２９、制御モード判定部４１、駆動モード判定部４２、及び、マルチ空間ベクトル変調部４３を有する。

トルク推定部３１は、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑに基づき、周知のトルク推定式を用いて、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算する。
トルク減算器３２は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。
ＰＩ演算部３３は、トルク偏差Δｔｒｑを０に収束させるように、電圧指令ベクトルの位相ＶΨをＰＩ演算する。
振幅演算部３４は、システム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２に基づいて電圧指令ベクトルの振幅Ｖａｍｐを演算する。

ｄｑ軸電圧指令演算部３５は、電圧指令ベクトルの振幅Ｖａｍｐ及び位相ＶΨに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを算出する。
αβ変換部３６は、図２、図３のαβ変換部２６と同様に、回転座標系のｄｑ軸電圧指令値ｖｄ、ｖｑを固定座標系の２軸直交交流座標であるαβ軸の電圧指令値Ｖα、Ｖβに変換する。
振幅補正部３７は、電圧指令ベクトルの振幅が矩形波制御の振幅となるようにαβ軸電圧指令値Ｖα、Ｖβを制限し、制限後の電圧指令値Ｖαｒ、Ｖβｒをマルチ空間ベクトル変調部４３に出力する。

（マルチ空間ベクトル変調部）
マルチ空間ベクトル変調部の説明にあたり、まず、２台のインバータ６０、７０による空間ベクトル変調パターンを図５、図６に示す。表中の「１」は、上アーム素子がオン、下アーム素子がオフであることを示し、「０」は、上アーム素子がオフ、下アーム素子がオンであることを示す。
一般に、１台の３相インバータの電圧ベクトルは、ゼロ電圧ベクトルＶ０、Ｖ７と有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６とを含む８通りの電圧ベクトルＶ０～Ｖ７で表される。有効電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５の方向は、それぞれ、＋Ｕ軸方向、＋Ｖ軸方向、＋Ｗ軸方向に相当し、有効電圧ベクトルＶ４、Ｖ６、Ｖ２の方向は、それぞれ、－Ｕ軸方向、－Ｖ軸方向、－Ｗ軸方向に相当する。

これに基づき、２台の３相インバータ６０、７０による電圧ベクトルは、「Ｖｎｍ」の形式で表される。ここで、ｎは第１インバータ６０の電圧ベクトル、ｍは第２インバータ７０の電圧ベクトルを示し、ｎ＝０～７、ｍ＝０～７である。特に、１台のインバータによる電圧ベクトルと区別する場合、Ｖｎｍを「デュアル電圧ベクトル」と呼ぶ。
「Ｖｎｍ」は、形式的には、８×８＝６４通り考えられる。ただし、図５、図６には、現実的に意味の無い１２通りのパターンを除外し、残り５２通りのパターンを記載する。なお、除外するパターンには、あえて削除線を記す。
除外パターンの一つ目は、第１インバータ６０の下アームを３相オンして中性点結合しつつ、第２インバータ７０に有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６を生成させる「Ｖ０１、Ｖ０２・・・Ｖ０６」である。本実施形態では、第１インバータ６０を第２インバータ７０よりも優先して駆動することを前提とするため、これらのパターンを想定する意味は無い。

除外パターンの二つ目は、第１インバータ６０と第２インバータ７０とが同一パターンの有効電圧ベクトルを生成する「Ｖ１１、Ｖ２２・・・Ｖ６６」である。２つの電源１１、１２のシステム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２が等しく、且つ、２台のインバータ６０、７０の電気的特性が同等であると仮定する。すると、これらのパターンでは２台のインバータ６０、７０から各巻線８１、８２、８３に大きさの等しい電圧が逆向きに印加されるため、理論的にはゼロ電圧ベクトルと等価となる。しかし現実には、システム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２やインバータ特性の違いにより、電圧ベクトルが不安定となるおそれがあるため、ゼロ電圧ベクトルの生成パターンから除外する。

次に図７を参照し、マルチ空間ベクトル座標について説明する。このマルチ空間ベクトル座標は、固定座標系の２軸直交交流座標であるαβ軸上に表され、２台のインバータ６０、７０の電圧ベクトルの合成が表現される。
マルチ空間ベクトル座標は二重の正六角形を呈しており、内側の正六角形を「第１の正六角形」、外側の正六角形を「第２の正六角形」と記す。第２の正六角形は、第１の正六角形の各頂点から第１の正六角形の一辺の長さを延長した点を結んで得られる。
マルチ空間ベクトル座標は、第１の正六角形の内側に定義され、破線ハッチングが付された「第１空間ベクトル領域」、及び、第２の正六角形の内側で第１の正六角形の外側を囲む領域として定義される「第２空間ベクトル領域」を含む。

第１空間ベクトル領域は、主に、第１インバータ６０のみを駆動する片側駆動モードでのスイッチング出力決定に用いられる。ただし、両側駆動モードであっても、図２２に示すように２台のインバータ６０、７０を共に正弦波制御モードで駆動する場合には、第１空間ベクトル領域が用いられる場合がある。
第２空間ベクトル領域は、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方を駆動する両側駆動モードでのスイッチング出力決定に用いられる。

第１空間ベクトル領域は、６個の正三角形のセクターで構成される。中心から見て右上に位置する、電圧ベクトルＶ１０、Ｖ２０の間に位置するセクターを第１セクターと定義し、第１セクターから反時計回りに位置する各セクターを、順に第２～第６セクターと定義する。図中、第１～第６セクターを＜１＞～＜６＞の記号で示す。第１セクターと第６セクターとの境界、及び、第３セクターと第４セクターとの境界はα軸上に位置する。

第２空間ベクトル領域は、１８個の正三角形のセクターで構成される。第１空間ベクトル領域の第１セクターに対し中心の反対側に隣接するセクターを第７セクターと定義し、第７セクターから反時計回りに位置する各セクターを、順に第８～第２４セクターと定義する。図中、第７～第２４セクターを＜７＞～＜２４＞の記号で示す。

第１空間ベクトル領域の中心である原点は、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の出力をいずれもゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７とした４通りのデュアル電圧ベクトルＶ００、Ｖ０７、Ｖ７０、Ｖ７７で表される。
第１インバータ６０の出力を有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６とし、第２インバータ７０の出力をゼロ電圧ベクトルＶ０又はＶ７とすると、第１空間ベクトル領域の頂点は、デュアル電圧ベクトルＶｎｍ（ｎ＝１～６、ｍ＝０、７）により表される。例えば、第６セクターと第１セクターとの境界の頂点は、Ｖ１０又はＶ１７で表される。

また、第１空間ベクトル領域と第２空間ベクトル領域とを合わせた全領域は、各６０°区間の６個のエリア（ａｒｅａ１～ａｒｅａ６）に分けられる。１つのエリアは、第１空間ベクトル領域の１つのセクターと、第２空間ベクトル領域の３つのセクターとを含む。例えばａｒｅａ１は、第１、第７、第８、第２４の４つのセクターを含む。

図７に示す通り、２４個のセクターの各頂点は、図５、図６に挙げた５２通りのデュアル電圧ベクトルのいずれかに対応する。各頂点に対応するデュアル電圧ベクトルのパターン数は、以下のように分類される。
第２空間ベクトル領域の頂点・・・各１パターン×６
第２空間ベクトル領域の辺の中点・・・各２パターン×６
第１空間ベクトル領域の頂点・・・各５パターン×６
中心（ゼロ電圧ベクトル）・・・４パターン

マルチ空間ベクトル座標において、第２インバータ７０の有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の方向は、第１インバータ６０の有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の方向とは逆方向となる。すなわち、第２インバータ７０の電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５方向は、それぞれ、第１インバータ６０の電圧ベクトルＶ４、Ｖ６、Ｖ２方向と一致する。第２インバータ７０の電圧ベクトルＶ４、Ｖ６、Ｖ２方向は、それぞれ、第１インバータ６０の電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５方向と一致する。したがって、第２空間ベクトル領域の頂点に対応するデュアル電圧ベクトルは、Ｖ１４、Ｖ２５、Ｖ３６、Ｖ４１、Ｖ５２及びＶ６３となる。

このうち、例えば図５に枠線で囲んだＶ２５は、第１インバータ６０の電圧ベクトルが（１１０）、第２インバータ７０の電圧ベクトルが（００１）の状態を意味する。すなわち、図８に示すように、第１インバータ６０のＵ相上アーム素子６１、Ｖ相上アーム素子６２、Ｗ相下アーム素子６６、及び、第２インバータ７０のＵ相下アーム素子７４、Ｖ相下アーム素子７５、Ｗ相上アーム素子７３がオン状態である。

また、ａｒｅａ１を例とすると、第２空間ベクトル領域の辺の中点に相当する第７セクターの外側の頂点には、Ｖ１５及びＶ２４が対応する。第１空間ベクトル領域の頂点として、第６セクターと第１セクターとの境界の頂点には、Ｖ１０、Ｖ１７の他、Ｖ２３、Ｖ６５及びＶ７４が対応する。第１セクターと第２セクターとの境界の頂点には、Ｖ２０、Ｖ２７の他、Ｖ３４、Ｖ１６及びＶ７５が対応する。

マルチ空間ベクトル座標において、α軸を基準とする位相θ^*の電圧指令ベクトルＶｃｏｍが表示される。図９に示すように、固定座標系の２軸直交交流座標において、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは、α軸成分Ｖｃｏｍ＿α及びβ軸成分Ｖｃｏｍ＿βに分解される。位相θ^*は、（Ｖｃｏｍ＿β／Ｖｃｏｍ＿α）のアークタンジェントに相当する。

次に、本実施形態の制御部５０による電動機駆動制御について、図１０～図１２のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
図１０に、駆動モード判定を含めた電動機駆動制御の全体処理を示す。Ｓ１～Ｓ６は、１台のインバータを用いた通常の電動機制御と基本的に同様である。
Ｓ１の指令算出ステップで制御部５０は、電流フィードバック制御の場合、トルク指令ｔｒｑ^*に基づきｄｑ軸電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*を算出する。トルクフィードバック制御の場合、トルク指令ｔｒｑ^*をそのまま用いる。

制御部５０は、Ｓ２で、第１インバータ６０のシステム電圧Ｖｓｙｓ１、及び、第２インバータ７０のシステム電圧Ｖｓｙｓ２を電圧センサ８６、８７により取得する。
また、制御部５０は、Ｓ３で、ＭＧ８０の電気角θｅ及び相電流ｉｖ、ｉｗをセットで取得し、Ｓ４で、それらの値に基づいて相電流ｉｖ、ｉｗをｄｑ変換する。
さらに制御部５０は、Ｓ５で、電流フィードバック制御又はトルクフィードバック制御により、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ、ｖｑを演算する。
Ｓ６の出力演算ステップでは、システム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２、及び、電圧指令ベクトルの振幅に基づいて、２台のインバータ６０、７０の出力が演算される。

Ｓ７では、演算された出力が、第１インバータ６０のみの駆動での出力限界を超えるか否か判断される。
Ｓ８では、両側駆動要求ｄｕａｌ＿ｒｅｑ^*が入力されているか否か判断される。両側駆動要求ｄｕａｌ＿ｒｅｑ^*が駆動モード判定部４２に入力されている場合、第１インバータ６０のみでの片側駆動が可能な状態であっても、第２インバータ７０を併用する両側駆動が優先される。

Ｓ７でＮＯ、且つＳ８でＮＯと判断されたとき、駆動モード判定部４２は、Ｓ９ｓにて片側駆動モードを選択する。すると制御部５０は、Ｓ１０で、第１インバータ６０を通常スイッチング制御し、第２インバータ７０を３相オンして片側駆動を実行する。
一方、Ｓ７でＹＥＳ、又はＳ８でＹＥＳと判断されたとき、駆動モード判定部４２は、Ｓ９ｄにて両側駆動モードを選択する。すると制御部５０は、Ｓ２０で、第１インバータ６０、第２インバータ７０ともに通常スイッチング制御して両側駆動を実行する。

続いて、片側駆動モードの処理について図１１を参照する。
制御部５０は、Ｓ１１で、第２インバータ７０の上アーム又は下アームを３相オンすることにより中性点結合するとともに、第１インバータ６０の通常スイッチング制御に移行する。通常スイッチング制御の具体的なステップは、Ｓ１２～Ｓ１９に示される。

制御モード判定部４１は、Ｓ１２で、電圧利用率が０．７０７以下であり、正弦波制御モードに対応するか否か判断する。Ｓ１２でＮＯの場合、制御モード判定部４１は、Ｓ１３で、電圧利用率が０．７０７から０．７８の間であり、過変調制御モードに対応するか否か判断する。
制御モード判定部４１は、Ｓ１２でＹＥＳの場合、正弦波制御モードを選択し、Ｓ１２でＮＯ且つＳ１３でＹＥＳの場合、過変調制御モードを選択する。また、制御モード判定部４１は、Ｓ１３でＮＯの場合、矩形波制御モードを選択する。

正弦波制御モードが選択されると、Ｓ１４ａでｄｑ軸からαβ軸への座標変換がされた後、Ｓ１７で、マルチ空間ベクトル変調により正弦波制御用のスイッチング出力が決定される。
過変調制御モードが選択されると、Ｓ１４ｂでｄｑ軸からαβ軸への座標変換がされ、Ｓ１５で振幅補正がされた後、Ｓ１８で、マルチ空間ベクトル変調により過変調制御用のスイッチング出力が決定される。
矩形波制御モードが選択されると、Ｓ１４ｃでｄｑ軸からαβ軸への座標変換がされ、Ｓ１６で振幅制限がされた後、Ｓ１９で、マルチ空間ベクトル変調により矩形波制御用のスイッチング出力が決定される。

続いて、両側駆動モードの処理について図１２を参照する。両側駆動モードでは、制御部５０は、システム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２の和に対して算出された電圧利用率に基づき、２台のインバータ６０、７０について、それぞれスイッチング出力パターンを決定する。図１２のＳ２２～Ｓ２９の内容は、図１１のＳ１２～Ｓ１９と同様であり、各ステップは、２台のインバータ６０、７０についてそれぞれ実行される。

次に、マルチ空間ベクトル座標を用いたスイッチング出力決定パターンの例を示す。
最初に図１３を参照し、空間ベクトル座標と電圧利用率との関係について説明する。図中、電圧利用率を「ｖｕｆ」と記す。
図１３には、１台のインバータについて、正六角形の空間ベクトル領域に３つの同軸円Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３が描かれている。最も内側の円Ｃ１を「内側の内接円」、２番目の円Ｃ２を「外側の内接円」、最も外側の円Ｃ３を「外接円」と呼ぶ。なお、「外側の内接円」は幾何学的にも正六角形の内接円であるのに対し、「内側の内接円」及び「外接円」は、幾何学的な意味での正六角形の内接円及び外接円とは少しずれている。ただし、本明細書では、説明の便宜上、それらを「内接円」及び「外接円」と呼ぶこととする。

内側の内接円の半径は、電圧利用率０．６１（＝（√６）／４）に相当し、３次高調波を含まない場合と同等の正弦波出力によって得られる。
外側の内接円の半径は、電圧利用率０．７０７（＝１／（√２））に相当し、３次高調波を含んだ場合と同等の正弦波出力によって得られる。この値が、一般的な空間ベクトル変調の出力限界である。電圧利用率０．７０７以下に相当する「外側の内接円の内側の領域」を「正弦波領域」と定義する。

外接円の半径は、電圧利用率０．７８（＝（√６）／π）に相当する。
電圧利用率０．７０７～０．７８に相当する「外側の内接円と外接円との間の領域」を「過変調領域」と定義する。また、電圧利用率０．７８に相当する外接円上を「矩形波領域」と定義する。電圧利用率０．７８は、矩形波制御モードでのインバータの出力限界に相当する。
なお、正六角形の頂点を通る幾何学的に本来の外接円の半径は、現実の電圧利用率としては存在しない０．８１６（＝√（３／２））という値に相当する。つまり、矩形波出力の電圧利用率は、瞬間的には正六角形の頂点を通る値（＝０．８１６）となるが、平均的にはそれより小さい値（＝０．７８）になる、と解釈される。

＜出力決定パターン１＞
次に、図１４－図１６を参照し、第１インバータ６０のみで片側駆動を行う場合のスイッチング出力決定について、＜出力決定パターン１＞として説明する。出力決定パターン１は、図１０のフローチャートのＳ７でＮＯ、Ｓ８でＮＯと判断され、Ｓ９ｓに移行した場合に用いられ、詳しくは図１１のフローチャートに対応する。
制御部５０は、図１１のＳ１１にて、出力する必要の無い第２インバータ７０の上アーム又は下アームを３相オンとして中性点結合し、第１インバータ６０のみによるインバータ１台相当の駆動を行う。制御モード判定部４１は、Ｓ１２、Ｓ１３にて、第１インバータ６０の制御モードを電圧利用率に応じて選択する。

以下、図７のマルチ空間ベクトル座標の全エリアのうち、代表としてａｒｅａ１を抽出し、各制御モードの出力決定パターンについて説明する。図１４（ａ）等に示すように、ａｒｅａ１は、第１空間ベクトル領域の第１セクター、及び、第２空間ベクトル領域の第７、第８、第２４セクターの計４つのセクターを含む。
ａｒｅａ１の空間ベクトル座標において、原点は、ゼロ電圧ベクトルＶｎに相当する。また、α軸に一致する方向の電圧ベクトルをＶｋと表し、α軸に対し６０°の方向の電圧ベクトルをＶｍと表す。さらに、第１空間ベクトル領域の頂点に向かう電圧ベクトルに添え字１を付し、第２空間ベクトル領域の頂点及び辺の中点に向かう電圧ベクトルに添え字２を付す。

Ｖｋ１は、電圧ベクトルＶ１０、及び、Ｖ１０と等価の電圧ベクトル群を包含する。
Ｖｋ２は、Ｖｋ１を２倍した電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ１４に相当する。
Ｖｍ１は、電圧ベクトルＶ２０、及び、Ｖ２０と等価の電圧ベクトル群を包含する。
Ｖｍ２は、Ｖｍ１を２倍した電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ２５に相当する。
Ｖｍｋ２（又はＶｋｍ２）は、Ｖｋ１とＶｍ１とを合成した電圧ベクトルである。
以上のＶｋ１、Ｖｋ２、Ｖｍ１、Ｖｍ２、Ｖｍｋ２、Ｖｎの６個の電圧ベクトルを基本電圧ベクトルとする。基本電圧ベクトルは、原点から、ａｒｅａ１を構成する４つのセクターの６つの頂点に向かうベクトルであり、セクターの各頂点位置に記載される。以下、セクターの頂点を表す記号として、基本電圧ベクトルの記号を用いる場合がある。

片側駆動モードでは、Ｖｎ、Ｖｋ１、Ｖｍ１の３つの基本電圧ベクトルが用いられる。図１３に示す通り、片側駆動モードでは、第１空間ベクトル領域の外側の内接円までが正弦波領域となり、外側の内接円と外接円との間が過変調領域となり、外接円が矩形波領域となる。つまり、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点がどの領域にあるかによって第１インバータ６０の制御モードが選択される。

図１４（ａ）に示す正弦波制御モード、及び、図１５（ａ）に示す過変調制御モードでは、Ｖｋ１、Ｖｍ１、Ｖｎのうち、ゼロ電圧ベクトルＶｎを含む２つ又は３つの電圧ベクトルが合成されて出力される。図１６（ａ）に示す矩形波制御モードでは、Ｖｋ１又はＶｍ１の１つの電圧ベクトルが出力される。
空間ベクトル変調では、空間ベクトルスイッチング周期Ｔｓにおける各電圧ベクトルの時間配分を規定することにより、スイッチング出力が決定される。図１４（ｂ）、図１５（ｂ）、図１６（ｂ）には、各制御モードにおける時間配分の考え方を示す。
続いて、各制御モードについて、順に詳しく説明する。

［第１インバータ：正弦波制御モード、第２インバータ：３相オン］
図１４（ａ）では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、第１セクター内にある。第１インバータ６０は、正弦波制御モードにより、空間ベクトル変調スイッチング周期Ｔｓ内に、第１セクターの頂点をなす電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、及びゼロ電圧ベクトルＶｎが各々の時間配分で出力される。

空間ベクトル変調の時間配分方法では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍが各方向の電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１に分解され、各成分の始点（すなわちゼロ電圧ベクトルＶｎ）からの距離が配分比ｄｋ１、ｄｍ１として決定される。
空間ベクトル変調スイッチング周期Ｔｓから各電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１の配分比ｄｋ１、ｄｍ１に相当する時間が出力された後の残りの時間は、ゼロ電圧ベクトルＶｎによって埋められる。つまり、図１４（ｂ）に示すように、ゼロ電圧ベクトルＶｎの出力時間（ｄｎ×Ｔｓ）は、下式により表される。
ｄｎ×Ｔｓ＝Ｔｓ－ｄｋ１×Ｔｓ－ｄｍ１×Ｔｓ

［第１インバータ：過変調制御モード、第２インバータ：３相オン］
図１５（ａ）では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、空間ベクトル変調の出力限界を超過し、過変調領域に属する。時間配分の考え方は、正弦波制御モードと同様である。
図１５（ｂ）の「補正前」に示すように、ゼロ電圧ベクトルＶｎの配分比ｄｎをゼロとしても、電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１の配分時間の合計が、スイッチング周期Ｔｓに収まらなくなる。

そこで、第１セクターをゼロ電圧ベクトルＶｎに対して２等分した＜１ａ＞、＜１ｂ＞の２ゾーンが定義され、電圧指令ベクトルＶｃｏｍがどちらのゾーンに含まれるかが判断される。図１５（ａ）の例では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは＜１ａ＞側に含まれる。そして、電圧指令ベクトルＶｃｏｍがどちらのゾーンに含まれるかに基づいて、配分時間の合計がスイッチング周期Ｔｓに収まるように、電圧ベクトル成分Ｖｋ１、Ｖｍ１の配分比ｄｋ１、ｄｍ１が補正される。図１５（ｂ）の「補正後」に示すように、スイッチング周期Ｔｓから配分時間の合計を差し引いた残りは、ゼロ電圧ベクトルＶｎで埋められる。

［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：３相オン］
図１６（ａ）では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、第１空間ベクトル領域の外接円で表され、第１インバータ６０の出力限界である矩形波領域に達する。矩形波制御モードでは電気角１８０°間パルス出力する必要があり、時間配分の考え方を適用できない。
そこで、過変調制御モードと同様に、第１セクターをゼロ電圧ベクトルＶｎに対して２等分した＜１ａ＞、＜１ｂ＞の２ゾーンが想定され、電圧指令ベクトルＶｃｏｍがどちらのゾーンに含まれるかが判断される。図１６（ａ）の例では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは＜１ａ＞側に含まれる。そして、図１６（ｂ）に示すように、電圧指令ベクトルＶｃｏｍが属する側の電圧ベクトル成分（この例ではＶｋ１）のみがスイッチング出力される。

矩形波制御モードによる電気角１８０°区間でのスイッチング出力パターンについて、図１７を参照して補足する。
矩形波制御では、電圧利用率０．７８に相当する外接円上にある電圧ベクトルの位相に応じて、各相のスイッチング素子が一方の１８０°区間でオンし、他方の１８０°区間でオフすることが要求される。
図１７（ａ）には、第１インバータ６０のみでの片側駆動を想定し、第１空間ベクトル領域における各相のスイッチング切替わりの境目を示す。切替わりの境目は、各セクターを２等分する直線で示される。ここで、α軸方向を０°とし、反時計回りに電気角θｅを定義する。すると、θｅ＝０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３６０°の各電圧ベクトルは、（１００）、（１１０）、（０１０）、（０１１）、（００１）、（１０１）で表される。

Ｕ相に着目すると、－９０°（＝２７０°）＜θｅ＜９０°の１８０°区間でオンし、９０°＜θｅ＜２７０°の１８０°区間でオフする。
Ｖ相は、３０°＜θｅ＜２１０°の１８０°区間でオンし、－１５０°（＝２１０°）＜θｅ＜３０°の１８０°区間でオフする。
Ｗ相は、１５０°＜θｅ＜３３０°の１８０°区間でオンし、－３０°（＝３３０°）＜θｅ＜１５０°の１８０°区間でオフする。
よって、電気角位相に対するスイッチング出力パターンは、図１７（ｂ）に表される。

＜出力決定パターン２＞
次に、図１８－図２１を参照し、演算された出力が第１インバータ６０のみの駆動での出力限界を超えているため両側駆動を行う場合のスイッチング出力決定について、＜出力決定パターン２＞として説明する。出力決定パターン２は、図１０のフローチャートのＳ７でＹＥＳと判断され、Ｓ９ｄに移行した場合に用いられ、詳しくは図１２のフローチャートに対応する。
制御部５０は、第１インバータ６０を矩形波制御モードで制御し、且つ、電圧利用率に応じて選択された制御モードにより第２インバータ７０を駆動する。

図１８は図７と図１３とを組み合わせた図であり、２インバータのマルチ空間ベクトル座標と電圧利用率との関係を示す。各円Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の意味は図１３と同様である。
両側駆動の場合、２台のインバータ６０、７０のシステム電圧Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２の和に対する電圧指令ベクトルＶｃｏｍの振幅の比率がＭＧ８０の電圧利用率として算出される。したがって、ＭＧ８０の電圧利用率は、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方の駆動状態によって決まる。第１インバータ６０が矩形波制御モードだからといって、ＭＧ８０の電圧利用率が０．７８になるとは限らない。

両側駆動モードでは、第２空間ベクトル領域の外側の内接円までが正弦波領域となり、外側の内接円と外接円との間が過変調領域となり、外接円が矩形波領域となる。つまり、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点がどの領域にあるかによって第２インバータ７０の制御モードが決まる。
両側駆動モードの出力決定パターン２では、第２空間ベクトル領域を含めたマルチ空間ベクトル座標を用いてスイッチング出力パターンが決定される。出力範囲の考え方は、第１インバータ６０のみが駆動される片側駆動モードの出力決定パターン１と同様である。

［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：正弦波制御モード］
図１９では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、第７セクター内にある。第１インバータ６０は、矩形波制御モードにより、電圧ベクトルＶｋ１のみが出力される。第２インバータ７０は、正弦波制御モードにより、空間ベクトル変調スイッチング周期Ｔｓ内に、第７セクターの頂点をなす３つの電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、Ｖｍｋ２が各々の時間配分で出力される。時間配分の考え方は、図１４（ｂ）に示す片側駆動の正弦波制御モードの場合と同様である。
よって、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは、第１インバータ６０に対する電圧ベクトルＶｋ１と、第２インバータ７０に対する第７セクターの電圧ベクトルＶｍ１、Ｖｋ１、Ｖｍｋ２との合成で表現される。

［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：過変調制御モード］
図２０では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、空間ベクトル変調の出力限界を超過し、過変調領域に属する。第１インバータ６０に電圧ベクトルＶｋ１が出力されると共に、電圧ベクトルＶｋ１の終点から電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点に向かう成分が、第２４セクターの頂点をなす３つの電圧ベクトルＶｋ１，Ｖｋ２，Ｖｍｋ２の合成で表現される。
出力超過及び時間配分の補正の考え方は、図１５（ａ）、図１５（ｂ）に示す片側駆動の過変調制御モードの場合と同様である。つまり、第２４セクターが＜２４ａ＞及び＜２４ｂ＞の２ゾーンに２等分され、電圧指令ベクトルＶｃｏｍが属する方の頂点の電圧ベクトルを用いて時間配分が補正される。

［第１インバータ：矩形波制御モード、第２インバータ：矩形波制御モード］
図２１では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、空間ベクトル変調の出力限界を超過し、矩形波領域に至る。そのため、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方の出力波形が矩形波になるようスイッチング出力が決定され、ＭＧ８０の電圧利用率として最大の値である０．７８が出力される。
この場合、第１インバータ６０及び第２インバータ７０が一つのインバータと見なされる。そして、第１、第７、第８及び第２４セクターを合わせたａｒｅａ１の三角形領域において、ゼロ電圧ベクトルＶｎを除く電圧ベクトルＶｋ２，Ｖｍ２を用いて、第１インバータ６０及び第２インバータ７０のスイッチング出力パターンが決定される。

時間配分の考え方は、図１６（ｂ）に示す片側駆動の矩形波制御モードの場合と同様である。
すなわち、片側駆動の場合は第１セクターが２等分されたのと同様に、両側駆動の場合は電圧ベクトルＶｍｋ２が２等分の位置となり、第１セクター及び第７セクターが２等分される。したがって、片側駆動の場合と同じ考え方が適用され、スイッチング出力波形は矩形波として決定される。

＜出力決定パターン３＞
次に、図２２－図２４を参照し、第１インバータ６０を出力限界まで駆動させない状態で第２インバータ７０を併用して両側駆動を行う場合のスイッチング出力決定について、＜出力決定パターン３＞として説明する。出力決定パターン３は、図１０のフローチャートのＳ７またはＳ８でＹＥＳと判断され、Ｓ９ｄに移行した場合に用いられ、詳しくは図１２のフローチャートに対応する。

この場合、制御部５０は、演算された出力が第１インバータ６０のみの駆動での出力限界を超えているか否かにかかわらず、電圧利用率に応じて選択された制御モードにより第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方を駆動する。ただし、第１インバータ６０の駆動が第２インバータ７０よりも優先されることが前提であるため、出力決定パターン３は、図２２－図２４に挙げる３通りに限られる。
図２２－２４の各図において、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは、始点から最短距離となる直線で描くことができるが、直線でなくとも表現可能である。

［第１インバータ：正弦波制御モード、第２インバータ：正弦波制御モード］
図２２では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、第７セクター内にある。第１インバータ６０は、正弦波制御モードにより電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、Ｖｎが出力される。第２インバータ７０は、正弦波制御モードにより、空間ベクトル変調スイッチング周期Ｔｓ内に、第７セクターの頂点をなす３つの電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、Ｖｍｋ２が各々の時間配分で出力される。時間配分の考え方は、図１４（ｂ）に示す片側駆動の正弦波制御モードの場合と同様である。
よって、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは、第１インバータ６０に対する第１セクターの電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、Ｖｎと、第２インバータ７０に対する第７セクターの電圧ベクトルＶｍ１、Ｖｋ１、Ｖｍｋ２との合成で表現される。

［第１インバータ：過変調制御モード、第２インバータ：正弦波制御モード］
図２３は、図２２に対し、第１インバータ６０が過変調制御モードで制御される点が異なるのみであり、第２インバータ７０が正弦波制御モードで制御される点は同様である。したがって、図２２の説明が援用される。

［第１インバータ：過変調制御モード、第２インバータ：過変調制御モード］
図２４では、電圧指令ベクトルＶｃｏｍの終点は、第２４セクターを超過し、過変調領域に属する。第１インバータ６０は、過変調制御モードにより、電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、Ｖｎが過変調補正後の時間配分で出力される。第２インバータ７０は、過変調制御モードにより、空間ベクトル変調スイッチング周期Ｔｓ内に、第２４セクターの頂点をなす３つの電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｋ２、Ｖｍｋ２が各々、過変調補正後の時間配分で出力される。

出力超過及び時間配分の補正の考え方は、図１５（ａ）、図１５（ｂ）に示す片側駆動の過変調制御モードの場合と同様である。つまり、第２４セクターが＜２４ａ＞及び＜２４ｂ＞の２ゾーンに２等分され、電圧指令ベクトルＶｃｏｍが属する方の頂点の電圧ベクトルを用いて時間配分が補正される。
よって、電圧指令ベクトルＶｃｏｍは、第１インバータ６０に対する第１セクターの電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｍ１、Ｖｎと、第２インバータ７０に対する第２４セクターの電圧ベクトルＶｋ１、Ｖｋ２、Ｖｍｋ２との合成で表現される。

（まとめ）
以上のように本実施形態のＭＧ制御装置は、２電源２インバータシステムにおけるインバータのスイッチングパターンに着目し、このシステムに特化したマルチ空間ベクトル変調を行うものである。本実施形態は、空間ベクトル変調方式において、片側駆動モード又は両側駆動モードの選択と、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードの選択とにより、及び、各インバータのスイッチング出力パターンを適切に決定することができる。したがって、高出力、高効率の電動機制御を実現することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、２台のインバータのうち優先して駆動される側のインバータが「第１インバータ」とされ、補助的に駆動される側のインバータが「第２インバータ」とされる。本実施形態では、少なくとも電動機制御が連続的に行われる短期間のスパンにおいては、２台の役割は固定して考えられる。
ただし、例えば車両の駆動停止等により電動機制御が一旦停止された後の再起動時等において、第１インバータ及び第２インバータの役割は、適宜、交代してもよい。例えば再起動時の電源及びインバータのイニシャルチェックの結果に基づき、通電特性により余裕のある方が、その期間における第１インバータとして選択されてもよい。その他、種々の理由により、第１インバータと第２インバータとを適宜交代してよく、その役割や手段は限定しない。

（ｂ）電動機駆動中にいずれかの電源又はインバータに故障が生じた場合、電流、電圧等の情報に基づき故障を検出する手段を備えてもよい。また、一方の系統の電源又はインバータの故障が検出されたとき、両側駆動モードを禁止し、正常な系統のみでの片側駆動モードに切り替えるようにしてもよい。さらに、故障検出に伴って電流制限を行ったり、退避走行モードに切り替えたりする等の異常時処置を実施してもよい。

（ｃ）図１０のフローチャートのＳ８では、両側駆動要求ｄｕａｌ＿ｒｅｑ^*の有無が都度判断される。これに対し、両側駆動要求ｄｕａｌ＿ｒｅｑ^*が常に有る、又は、常に無い、というロジックにしてもよい。両側駆動要求ｄｕａｌ＿ｒｅｑ^*が常に無い場合、出力決定パターン３は実行されない。

（ｄ）本発明の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータに限らず、インバータから電力供給されるどのような３相交流電動機に適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１１・・・第１電源、 １２・・・第２電源、
４１・・・制御モード判定部、
４２・・・駆動モード判定部、
４３・・・マルチ空間ベクトル変調部、
５０・・・制御部、
６０・・・第１インバータ、
７０・・・第２インバータ、
８０・・・ＭＧ（モータジェネレータ、交流電動機）、
８１、８２、８３・・・３相巻線。

Claims (3)

1. ２つの電源から個別に直流電力が入力される２台のインバータを用いて、中性点がオープンである３相巻線（８１、８２、８３）を有する交流電動機（８０）の通電を制御する制御装置であって、
   第１電源（１１）から入力される直流電力を交流電力に変換し、各前記３相巻線の一端に供給する第１インバータ（６０）と、
   第２電源（１２）から入力される直流電力を交流電力に変換し、各前記３相巻線の他端に供給する第２インバータ（７０）と、
   前記交流電動機に対するトルク指令に基づいて前記２台のインバータから前記交流電動機への出力を演算し、前記第１インバータを前記第２インバータよりも優先して駆動することを前提として、演算された出力に応じて前記２台のインバータのスイッチング出力を決定する制御部（５０）と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記電源から前記インバータに入力されるシステム電圧（Ｖｓｙｓ１、Ｖｓｙｓ２）に対する前記交流電動機への印加電圧の比である電圧利用率に応じて、前記インバータを駆動する制御モードとして、電流フィードバック制御方式による正弦波制御モード、電流フィードバック制御方式による過変調制御モード、又は、トルクフィードバック方式による矩形波制御モードを選択する制御モード判定部（４１）と、
   前記第１インバータのみを駆動する片側駆動モード、又は、前記第１インバータ及び前記第２インバータの両方を駆動する両側駆動モードを選択する駆動モード判定部（４２）と、
   第１の正六角形の内側に定義される第１空間ベクトル領域、及び、前記第１空間ベクトル領域の各頂点から前記第１の正六角形の一辺の長さを延長した点を結んで得られる第２の正六角形の内側で前記第１の正六角形の外側を囲む領域として定義される第２空間ベクトル領域を含み、前記第１インバータ及び前記第２インバータの電圧ベクトルが合成されるマルチ空間ベクトル座標を用いて、前記第１インバータ及び前記第２インバータのスイッチング出力を決定するマルチ空間ベクトル変調部（４３）と、
   を有し、
   演算された出力が前記第１インバータのみの駆動での出力限界を超えているとき、前記駆動モード判定部は、前記両側駆動モードを選択し、
   前記制御部は、前記第１インバータを矩形波制御モードで制御し、且つ、電圧利用率に応じて選択された前記正弦波制御モード、前記過変調制御モード又は前記矩形波制御モードのいずれかにより前記第２インバータを駆動する交流電動機の制御装置。
2. 演算された出力が前記第１インバータのみの駆動での出力限界以下であり、且つ、前記両側駆動モードの実施を要求する両側駆動要求が入力されているとき、前記駆動モード判定部は、前記両側駆動モードを選択し、
   前記制御部は、電圧利用率に応じて選択された前記正弦波制御モード又は前記過変調制御モードのいずれかにより前記第１インバータ及び前記第２インバータを駆動する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 演算された出力が前記第１インバータのみの駆動での出力限界以下であり、且つ、前記両側駆動要求が入力されていないとき、前記駆動モード判定部は、前記片側駆動モードを選択し、
   前記制御部は、前記第２インバータの３相の上アーム素子をオンし下アーム素子をオフするか、又は、３相の上アーム素子をオフし下アーム素子をオンして３相巻線の中性点を結合し、且つ、電圧利用率に応じて選択された前記正弦波制御モード、前記過変調制御モード又は前記矩形波制御モードのいずれかにより前記第１インバータを駆動する請求項２に記載の交流電動機の制御装置。

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